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Die
Anmeldung betrifft eine Schnittstelle, der als zulässige Signale
einerseits Digitalsignale und andererseits Signale von einem Taster
oder Schalter an den gleichen eingangsseitigen Anschlüssen zugeführt werden
können.
Beide Signaltypen werden ausgangsseitig von der Schnittstelle derart
weitergegeben, dass logische Zustände entsprechend dem logischen
Zustand des jeweiligen eingangsseitigen Signals an eine Steuereinheit
weitergegeben werden können.
Da beide Signaltypen zulässig
sind, darf beispielsweise auch das Anliegen eines Netzspannungspegels
im Falle einer Taster- oder Schalter-Ansteuerung weder zu einer Zerstörung noch
zu einer Abschaltung der Schnittstelle führen.
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Vorzugsweise
weist die Schnittstelle auch einen Empfangszweig für Digitalsignale
auf, die an den eingangsseitigen Anschlüssen der Schnittstelle an angeschlossene
Busleitungen übertragen
werden.
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Die
ausgangsseitigen Signale der Schnittstelle können, wie gesagt, an eine Steuereinheit
weitergegeben werden, die z. B. Teil eines Gebäudetechnikgeräts ist.
Derartige Gebäudetechnikgeräte können z.
B. Aktoren, Sensoren oder Betriebsgeräte für Leuchtmittel beinhalten.
In diesem Zusammenhang bezieht sich die Erfindung insbesondere auf
die Ansteuerung von dimmbaren Betriebsgeräten für Leuchtmittel, bei denen ein
Dimmen sowohl durch Digitalsignale als auch durch Taster- oder Schaltersignale
ausgelöst
werden kann.
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Die
Erfindung hat sich zur Aufgabe gemacht, eine sichere Ausführung einer
derartigen Schnittstelle mit verhältnismäßig wenigen elektronischen
Bauteilen zu erreichen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch
die Merkmale der unabhängigen
Ansprüche
gelöst.
Die abhängigen
Ansprüche
bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in besonders vorteilhafter
Weise weiter.
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Ein
erster Aspekt der Erfindung betrifft eine Schnittstelle für Betriebsgeräte für Leuchtmittel.
Die Schnittstelle weist dabei einen ersten Anschluss auf, an den
wahlweise von einem mit Netzspannung versorgten Taster oder Schalter
herstammende Signale oder Digitalsignale angelegt werden können, eine
Signalverarbeitungsschaltung, die die jeweils angelegten Signale
aufbereitet und an einem zweiten Anschluss zur Weitergabe an eine
Steuereinheit eines angeschlossenen Betriebsgeräts zur Steuerung der Leuchtmittel
entsprechend dem jeweils anliegenden Signal bereitstellt. Weiterhin
ist eine Schutzschaltung vorgesehen, die eine Beschädigung der
Schnittstelle bei eingangsseitigem Anliegen eines Netzspannungssignals
verhindert. Im Normalzustand versetzt die Schutzschaltung die Signalverarbeitungsschaltung
in einen Zustand, in dem sie zur Aufbereitung von Taster- oder Schaltersignalen
konfiguriert ist. Nur wenn die Schutzschaltung während einer vorbestimmten Zeitdauer
an dem ersten Anschluss kein Anliegen eines Netzspannungssignals
erfasst, versetzt sie die Signalverarbeitungsschaltung in einen Zustand,
in dem Letztere zur Aufbereitung von Digitalsignalen konfiguriert
ist. Die vorbestimmte Zeitdauer kann dabei wenigstens so lang wie
eine Halbwelle der Netzspannung sein.
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Die
Schutzschaltung, bei der es sich z. B. um eine integrierte Schaltung
handeln kann, kann die Schnittstelle unverzüglich für Netzspannungssignale konfigurieren,
wenn sie ein Anliegen eines Netzspannungssignals erfasst.
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Zur
Konfigurierung der Schnittstelle für Netzspannungssignale kann
ein Strombegrenzungswiderstand geschaltet sein, der durch die Schutzschaltung
zur Konfigurierung der Schnittstelle für Digitalsignale durch Schließen eines
Schutzschalters überbrückt wird.
Der Schalter ist dabei derart ausgelegt, dass die Abschaltung der
Netzspannung auf jeden Fall schneller erfolgt als die Netzspannung über einen
definierten Referenzspannungspegel ansteigen kann. Darüber hinaus
ist der Strombegrenzungswiderstand zur Sicherheit gegen ein dauerhaftes
Anliegen der Netzspannung an den Eingangsanschlüssen der Schnittstelle so hochohmig
dimensioniert, dass er eine derartige Störung absorbieren kann.
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Zu
dem Strombegrenzungswiderstand kann eine Konstantstromquelle parallel
geschaltet sein, die in Serie zu dem Schutzschalter geschaltet ist,
um bei eingangsseitigem Anliegen der Digitalsignale einen definierten
Stromfluss zu erzeugen.
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Der
Schutzschalter kann z. B. ein Transistor sein, der optional zusammen
mit der Schutzschaltung als integrierte Schaltung ausgeführt ist.
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Die
Schnittstelle kann weiterhin einen mit dem ersten Anschluss verbindbaren
Empfangszweig für
Digitalsignale aufweisen, die der Schnittstelle von der Steuereinheit
eines angeschlossenen Betriebsgeräts zuführbar sind.
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Darüber hinaus
kann die Schnittstelle eine Potentialtrennungseinheit (z. B. einen
Optokoppler) aufweisen, der primärseitig
mit dem ersten Anschluss und sekundärseitig mit dem zweiten Anschluss
verbunden ist.
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Die
Schutzschaltung kann ferner einen Microcontroller aufweisen, dessen
Funktion weiter unten im Detail erläutert wird.
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Die
Erfindung bezieht sich außerdem
auf ein System, welches eine Schnittstelle des oben geschilderten
Typs und ein Betriebsgerät
für Leuchtmittel oder
ein anderes steuerbares Gebäudetechnikgerät aufweist.
Bei dem Betriebsgerät
kann es sich z. B. um ein Vorschaltgerät für Gasentladungslampen oder
LEDs handeln.
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Darüber hinaus
bezieht sich die Erfindung auch auf ein Verfahren zum Betrieb einer
Schnittstelle für
Betriebsgeräte
zur Ansteuerung von Leuchtmitteln, wobei die Schnittstelle einen
ersten Anschluss aufweist, an den wahlweise von einem mit Netzspannung
versorgten Taster oder Schalter herstammende Signale oder Digitalsignale
angelegt werden können, eine
Signalverarbeitungsschaltung, die die jeweils angelegten Signale
aufbereitet und an einem zweiten Anschluss zur Weitergabe an eine
Steuereinheit eines angeschlossenen Betriebsgeräts zur Steuerung der Leuchtmittel
entsprechend dem jeweils anliegenden Signal bereitstellt. Im Normalzustand
wird die Signalverarbeitungsschaltung in einen Zustand versetzt,
in dem sie zur Aufbereitung von Taster- oder Schaltersignalen konfiguriert
ist. Nur wenn während einer
vorbestimmten Zeitdauer an dem ersten Anschluss kein Anliegen eines
Netzspannungssignals erfasst wird, wird die Signalverarbeitungsschaltung
in einen Zustand versetzt, in dem sie zur Aufbereitung von Digitalsignalen
konfiguriert ist.
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Weitere
Merkmale, Vorteile und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung
sollen nunmehr Bezug nehmend auf die begleitenden Zeichnungen näher erläutert werden.
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1a zeigt
eine erste schaltungstechnische Realisierung der erfindungsgemäßen Schnittstelle
mit einem angeschlossenen Betriebsgerät für ein Leuchtmittel,
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1b zeigt
eine schematische Darstellung eines digitalen Zeitschaltglieds mit
Anzugsverzögerung,
das als integrierte Schutzschaltung zum Schalten eines zwischen
zwei verschiedenen Betriebsarten umschaltenden steuerbaren Leistungsschalters Teil
der in 1a dargestellten Schnittstelle
sein kann,
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2a zeigt
eine zweite schaltungstechnische Realisierung der erfindungsgemäßen Schnittstelle
mit einem angeschlossenen Betriebsgerät für ein Leuchtmittel,
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2b zeigt
den Schaltungsaufbau einer als Fensterkomparator realisierten Diskriminatorschaltung,
die als integrierte Schutzschaltung zum Schalten eines zwischen
zwei verschiedenen Betriebsarten umschaltenden steuerbaren Leistungsschalters Teil
der in 1b dargestellten Schnittstelle
sein kann,
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3a zeigt
eine dritte schaltungstechnische Realisierung der erfindungsgemäßen, zur
Ansteuerung eines Betriebsgeräts
für ein
Leuchtmittel verwendeten Schnittstelle mit einem zum Umschalten
zwischen einer getasteten Netzwechselspannung und einem digita len
Busspannungssignal dienenden steuerbaren Leistungsschalter, der über ein aus
diskreten elektronischen Bauelementen gebildetes passives Verzögerungsglied
erster Ordnung zeitverzögert
angesteuert wird, und
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3b zeigt
eine funktionsäquivalente Schaltungsvariante
der in 3a skizzierten Schnittstelle.
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In 1a ist
eine Schnittstelle dargestellt, an deren eingangsseitigen Anschlüssen K-K' ein Signalpegel
angelegt werden kann. Das angelegte Signal kann dabei entweder ein
digitales Busspannungssignal U Bus mit Gleichspannungspegeln in einem Amplitudenbereich
von bis zu 30 V sein, wie es bei den Industriestandards DALI und
DSI der Fall ist. Als weiterer Signaltyp ist auch zulässig vorgesehen,
dass ein Signal von einem Taster oder Schalter angelegt wird. Dabei
kann dieser Taster oder Schalter zur Bereitstellung einer Netzwechselspannung U Netz mit
einem Spitzenspannungspegel von beispielsweise 220 V ausgelegt sein,
so dass potenziell, abhängig
von der Taster- oder Schalterbetätigung,
diese Netzwechselspannung U Netz an den Anschlüssen K-K' anliegen kann.
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Üblicherweise
ist die Information bei Taster- oder Schaltersignalen zeitkontinuierlich über die Dauer
der jeweiligen vorzugsweise manuellen Betätigung codiert. Taster- oder
Schaltersignale sind daher im Vergleich zu Digitalsignalen von wesentlich niedrigerer
Frequenz.
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Digitalsignale
sind über
hochfrequente Schaltvorgänge
codiert.
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Das
Anliegen dieser Netzwechselspannung U Netz darf dabei weder zu einem Abschalten
noch zu einer Zerstörung
oder sonstigen Beeinträchtigung der
Schnittstelle führen.
Vielmehr muss die Schnittstelle in der Lage sein, unabhängig von
dem Anliegen der beiden Signaltypen ein entsprechendes Logiksignal
an einem sendeseitigen Ausgangsanschluss KS bereitzustellen,
das beispielsweise zu einem zur Ansteuerung eines Leuchtmittels 7 verwendeten
Betriebsgerät 6 weitergegeben
werden kann. Im Falle von Tastersignalen wertet eine Steuereinheit
des Betriebsgeräts 6 z.
B. die Anzahl und/oder die Dauer der jeweiligen Tasterbetätigung aus
und erzeugt daraus Ansteuersignale für das angeschlossene Leuchtmittel 7.
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Baulich
kann die Schnittstelle von dem Betriebsgerät 6 getrennt oder
aber auch in das gleiche Gehäuse
oder sogar auf der gleichen Platine integriert sein.
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Die
Schnittstelle benötigt
keine eigene separate Spannungsversorgung. Eine Spannungsversorgung
kann indessen über
die eingangsseitigen Anschlüsse
erfolgen, da der Ruhepegel (logisch „Null") beim DALI-Standard ungleich 0 Volt
gewählt
ist.
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Der
Sendezweig ist in 1a mit dem Bezugszeichen 5 bezeichnet.
Für den
Fall, dass auch Digitalsignale gemäß dem DALI-Industriestandard verwertet
werden sollen, kann auch ein Empfangszweig vorgesehen sein (in 1a mit
dem Bezugszeichen 4 bezeichnet). Der Schnittstelle werden
dazu von dem Betriebsgerät 6 Steuersignale
an einem Anschluss KE zugeführt, und
die Schnittstelle gibt dann gemäß dem jeweiligen
Standard aufbereitete Digitalsignale an den externen Anschlüssen K-K' aus. Wie später erläutert werden
wird, schützt
die vorliegende Erfindung auch diesen optionalen Empfangszweig gegen
eine an den Anschlüssen
K-K' anliegende Netzspannung U Netz.
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An
die Eingangsklemmen K-K' schließt sich eine
Filter- und Überspannungsschutzschaltung 1 an,
die eine Drosselspule und einen spannungsabhängigen Widerstand VDR aufweist.
Auf diese Filter- und Überspannungsschutzschaltung 1 folgt
ein Gleichrichter 8 in Form einer Vollbrücke. Bei
Anliegen einer Netzspannung U Netz an den Eingangsklemmen K-K' liefert der Gleichrichter
also eine gleichgerichtete Wechselspannung mit einer Frequenz von
beispielsweise 100 Hz.
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Das
Ausgangssignal des Gleichrichters 8 wird einem Optokoppler 2 zugeführt, der
zur Potentialtrennung zwischen den ausgangsseitigen Anschluss KS des Sendezweigs und den externen Anschlüssen K-K' der Schnittstelle
dient. In Serie zu dem Optokoppler 2 ist eine Konstantstromquelle KSQ
geschaltet. Wenn nun an den eingangsseitigen Anschlüssen K-K' ein Digitalsignal
mit einem maximalen „High"-Pegel von beispielsweise
30 V anliegt, fließt
ein Strom durch den Optokoppler 2, der durch die Konstantstromquelle
KSQ vorgegeben ist und der ausreichend gewählt ist, um die Ansprechschwelle des
Optokopplers 2 zu überschreiten,
so dass ausgangsseitig ein entsprechendes Logiksignal an dem Anschluss
KS ausgegeben wird.
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Wenn
nun in diesem Zustand indessen ein Netzspannungssignal an die Klemmen
K-K' angelegt werden
würde,
wäre aufgrund
der hohen Spannungspegel eine Beschädigung der Primärseite des Optokopplers 2 zu
befürchten.
Daher ist vorgesehen, dass als Grundeinstellung in Serie zum Primärzweig des
Optokopplers 2 ein hochohmiger Widerstand R1 (Schutz-
oder Strombegrenzungswiderstand) geschaltet ist. Dieser Widerstand
R1 ist derart dimensioniert, dass bei Anliegen
einer Spannung (z. B. einer Netzspannung) an den Anschlüssen K-K' ein Strom durch
den Widerstand R1 und somit auf den Optokoppler 2 primärseitig
fließt,
der einerseits wiederum die Ansprechschwelle des Optokopplers 2 überschreitet,
andererseits aber klein genug ist, um eine Beschädigung des Optokopplers 2 oder
anderer Bauteile der Schnittstelle zu vermeiden.
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Der
Strombegrenzungswiderstand R1 wird dabei
selektiv in Serie zu dem Optokoppler 2 geschaltet und kann
selektiv mittels eines Schutzschalters T1 überbrückt werden.
Der Schutzschalter stellt also eine Möglichkeit dar, aktiv zwischen
einer Konfigurierung „Digitalsignal" (als Grundeinstellung)
und „Tastersignal" (wenn bestimmte
Bedingungen erfüllt sind)
bzw. umgekehrt zu schalten, wobei dieses aktive Überführen auf Grundlage einer Erfassung
und Auswertung der eingangsseitigen Spannungspegel erfolgt.
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Bei
dem Schutzschalter T1 kann es sich insbesondere
um einen hochspannungsfesten npn-Bipolartransistor oder MOS-Feldeffekttransistor
handeln.
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Der
Schutzschalter T1 ist dabei Teil einer Schutzschaltung 9,
die eine Steuereinheit μC1 aufweist. Die Steuereinheit μC1 steuert aktiv durch Ausgabe eines Schaltsignals,
z. B. der Gate-Spannung U G1 eines MOSFETs, den Schutzschalter T1 an. Die Steuereinheit μC1 kann
eine integrierte Schaltung, wie beispielsweise Mikrocontroller sein.
Zusammen mit dieser Steuereinheit kann auch der Schutzschalter T1 als Transistor mit integriert sein. Die
Schutzschaltung kann also diskret aufgebaut und/oder Software-gesteuert
sein.
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Der
Steuereinheit μC1 wird ebenfalls das an den externen Anschlüssen K-K' der Schnittstelle
anliegende Signal zugeführt.
Somit erfasst die Steuereinheit μC1 der Schutzschal tung 9, ob ein
potentiell gefährliches
Netzspannungssignal an den Anschlüssen K-K' anliegt.
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Erfindungsgemäß ist nunmehr
vorgesehen, dass als Grundeinstellung der Schalter T1 geöffnet ist,
dass also der hochohmiger Widerstand R1 in
Serie zum Primärzweig
des Optokopplers 2 geschaltet ist. Die Steuereinheit μC1 schließt
den Schalter T1 nur, wenn während einer
vorbestimmten Zeitdauer festgestellt wurde, dass kein Netzspannungssignal an
den Anschlüssen
K-K' anliegt. Diese
Zeitdauer ist dabei so gewählt,
dass sie wenigstens der Zeitdauer einer halben Periode der Netzspannung
beträgt.
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Das Überbrücken des
Strombegrenzungswiderstands R1 findet dabei
erst dann zeitverzögert statt,
wenn sicher keine Netzspannung anliegt. Falls dagegen bei geschlossenem
Schalter T1 das Anliegen einer Netzspannung
erfasst wird, wird der Schalter T1 wieder
sofort geöffnet,
um den Strombegrenzungswiderstand R1 wieder
in Serie zu dem Optokoppler 2 zu schalten.
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Im Übrigen schützt diese
Schutzschaltung durch den genannten Mechanismus auch den Empfangszweig
davor, dass er aktiviert wird, während
ein Netzspannungssignal anliegt.
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1b zeigt
eine Ausführungsform
für die Steuereinheit μC1. Der Steuereinheit μC1 wird
eingangseitig unter anderem ein Analogsignal U in zugeführt, das
von der an den eingangsseitigen Anschlüssen der Schnittstelle anliegenden
digitalen Busspannung U Bus bzw. von der gleichgerichteten und geglätteten Netzwechselspannung U Netz abgeleitet
ist. Dieses Signal wird mittels einer Verzögerungseinheit um beispielsweise
5 ms verzögert
und das verzögerte
Signal dann dem Setzeingang S eines RS-Flipflops FF zugeführt. Dem
Rücksetzeingang R1
dieses RS-Flipflops FF wird das unverzögerte Signal U in zugeführt.
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Genauer
gesagt wird das unverzögerte
Signal U in dem
nichtinvertierenden Eingang eines Komparators KP zugeführt, an
dessen invertierendem Eingang eine Referenzspannung U So mit einem Gleichspannungspegel
von z. B. 22 V anliegt, also einem Pegel, der etwas niedriger gewählt ist
als der maximal zulässige
Hochpegel des digitalen Bussignals.
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Da
es sich bei dem Rücksetzeingang
R1 des RS-Flipflops FF um einen dominierenden Rücksetzeingang handelt, das
Rücksetzsignal
am Eingang R1 der bistabilen Kippstufe also Priorität hat, wird
das Ausgangssignal des RS-Flipflops FF ohne zeitliche Verzögerung auf „logisch
Null" gesetzt, so
dass entsprechend der Schalter T1 wieder
geöffnet
wird.
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In 2a ist
eine zweite schaltungstechnische Realisierung der erfindungsgemäßen Schnittstelle
dargestellt, welche sich von dem in 1a skizzierten
Ausführungsbeispiel
lediglich dadurch unterscheidet, dass der zwischen den beiden Betriebsarten
umschaltende Schutzschalter T1 über eine
als Fensterkomparator realisierte Diskriminatorschaltung wertdiskriminiert
angesteuert wird, die eingangsseitig über den Strombegrenzungswiderstand R1 mit dem Analogsignal U in beaufschlagt
wird. Das digitale Ausgangssignal der Diskriminatorschaltung bildet
dabei das Steuersignal U G1 des Schutzschalters T1.
Wie in 2a dargestellt, kann die in
den Sendezweig 5 integrierte Diskriminatorschaltung z. B.
in Verbindung mit dem steuerbaren Leistungsschalter T1 oder
einzeln als anwendungsspezifischer, monolithisch integrierter Schaltungsbaustein
realisiert sein.
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Die
Diskriminatorschaltung wird dabei über eine zum Betrieb erforderliche
Versorgungsspannung U V gespeist, bei der sich, wie erfindungsgemäß vorgesehen,
z. B. um das von der Netzwechselspannung U Netz bzw. von
der digitalen Busspannung U Bus abhängige
Signal U in handeln
kann. Somit wird keine zusätzliche
Spannungsquelle zur Spannungsversorgung der Diskriminatorschaltung
benötigt.
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Darüber hinaus
kann bei diesem Ausführungsbeispiel
optional vorgesehen sein, dass der mit dem Signal U in beaufschlagte
Eingang Ki' der Diskriminatorschaltung mit der
spannungsführenden
Ausgangsleitung eines als RC-Glied realisierten passiven Tiefpassfilters
erster Ordnung verbunden ist, das aus dem hochohmigen Eingangswiderstand
R1 und einem zwischen Ki' und den Masseknoten
der Schnittstelle geschalteten Filterkondensator C gebildet wird
und zur Glättung
der auf den Eingang Ki' der Diskriminatorschaltung geführten getasteten
und gleichgerichteten Netzwechselspannung U Netz dient.
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In 2b ist
der erfindungsgemäße Schaltungsaufbau
der als Fensterkomparator realisierten Diskriminatorschaltung für das Ausführungsbeispiel der
in 2a dargestellten Schnittstelle dargestellt. Durch
die Diskriminatorschaltung, welche erfindungsgemäß aus zwei ausgangsseitig mit
den Signaleingängen
eines UND-Gatters G verbundenen Komparatorstufen KP1 und
KP2 aufgebaut ist, wird gewährleistet,
dass der Steuersignaleingang K2 des Schutzschalters
T1 über
ein digitales Steuersignal U G1, welches von den Amplitudenwerten des
von der Netzwechselspannung U Netz bzw. von der digitalen Busspannung U Bus abgeleiteten
Analogsignals U in abhängt, wertdiskriminiert
angesteuert wird. Im Einzelnen dient eine ausgangsseitig mit einem
ersten Signaleingang des UND-Gatters G verbundene erste Komparatorstufe
KP1 des Fensterkomparators, die über einen
invertierenden Eingang mit dem von der Netz wechselspannung U Netz abhängenden
Analogsignal U in beaufschlagt
wird, zum Vergleich der Amplitudenwerte dieses Analogsignals mit
dem Spannungspotenzial einer an einem nichtinvertierenden Eingang
dieser ersten Komparatorstufe KP1 anliegenden,
vorgebbaren Referenzspannung U So mit einem Gleichspannungspegel von beispielsweise
24 V. Erfindungsgemäß wird diese
erste Komparatorstufe KP1 über U in mit
der zum Betrieb benötigten
Energie versorgt. Eine ausgangsseitig mit einem zweiten Signaleingang
des UND-Gatters G verbundene zweite Komparatorstufe KP2 des
Fensterkomparators, die über
einen nicht-invertierenden Eingang mit dem von der Netzwechselspannung U Netz abhängenden
Analogsignal U in beaufschlagt
wird, dient zum Vergleich der Amplitudenwerte dieses Analogsignals
mit dem Spannungspotenzial einer an einem invertierenden Eingang
dieser zweiten Komparatorstufe KP2 anliegenden,
vorgebbaren Referenzspannung U Su mit einem Gleichspannungspegel von beispielsweise
5 V. Dabei wird die zweite Komparatorstufe KP2 erfindungsgemäß ebenso
wie die erste Komparatorstufe KP1 über U in mit
der zum Betrieb benötigten
Energie versorgt. Eine in Sperrrichtung gepolte Zenerdiode DZ''' mit einer geeignet festgelegten Durchbruchspannung
von beispielsweise 30 V, welche zwischen den mit dem nicht-invertierenden
Eingang der zweiten Komparatorstufe KP2 verbundenen
invertierenden Eingang der ersten Komparatorstufe KP1 und
den Masseknoten der Schnittstellenschaltung geschaltet ist, dient
dabei als Überspannungsschutz.
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Liegen
die Amplitudenwerte des vorgenannten Analogsignals U in unterhalb des
Spannungspotenzials der Referenzspannung U So oder oberhalb der
Durchbruchspannung von DZ''',
nimmt die Ausgangsspannung U out1 der ersten Komparatorstufe KP1 das Spannungspotenzial ihrer positiven
Sättigungsspannung
+U Sat an,
welche (positive Logik vorausgesetzt) einem „High”-Pegel von U out1 entspricht. Liegen
die Amplitudenwerte des vorge nannten Analogsignals U in dagegen in
einem Wertebereich zwischen dem Spannungspotenzial der Referenzspannung U So und
der Durchbruchspannung von DZ''', nimmt
die Ausgangsspannung U out1 der ersten Komparatorstufe KP1 das Spannungspotenzial ihrer negativen
Sättigungsspannung –U Sat an, welche
(wiederum positive Logik vorausgesetzt) einem „Low"-Pegel von U out1 entspricht.
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Bei
der zweiten Komparatorstufe KP2 liegen die
Verhältnisse
anders, da die Rollen der beiden an dem nicht-invertierenden bzw.
invertierenden Eingang dieser Komparatorstufe anliegenden Signale, wie
vorstehend beschrieben, gegenüber
denen der ersten Komparatorstufe KP1 vertauscht
sind. Liegen die Amplitudenwerte des vorgenannten Analogsignals U in innerhalb
eines Wertebereichs zwischen dem Spannungspotenzial der Referenzspannung U Su und
der Durchbruchspannung von DZ''',
nimmt die Ausgangsspannung U out2 der zweiten Komparatorstufe KP2 das Spannungspotenzial ihrer positiven Sättigungsspannung
+U Sat an,
welche (positive Logik vorausgesetzt) einem „High"-Pegel von U out2 entspricht. Liegen die Amplitudenwerte
des vorgenannten Analogsignals U in dagegen unterhalb des Spannungspotenzials
der Referenzspannung U Su oder oberhalb der Durchbruchspannung von
DZ''', nimmt die Ausgangsspannung U out2 der zweiten
Komparatorstufe KP2 das Spannungspotenzial
ihrer negativen Sättigungsspannung –U Sat an, die (wiederum
positive Logik vorausgesetzt) einem „Low”-Pegel von U out2 entspricht.
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Da über den
Ausgang des UND-Gatters G nur dann ein Binärsignal mit einem „High"-Pegel bereitgestellt
wird, wenn beide Eingangssignale dieses UND-Gatters, bei denen es
sich um die beiden digitalen Ausgangsspannungen U out1 bzw. U out2 der
Komparatorstufen KP1 und KP2 handelt, „High"-Pegel führen, befindet
sich der Schutzschalter T1 nur dann in einem
Durchschaltbetrieb, wenn die Amplitudenwerte des Analogsignals U in dem
Betrage nach in den durch die beiden Referenzspannungen U Su und U So des Fensterkomparators
begrenzten Wertebereich hineinfallen und damit die Ungleichungskette U Su < U in < U So erfüllt ist.
Wie aus 2b zu entnehmen ist, ist zwischen
den Ausgang des UND-Gatters G und den Steuersignaleingang K2 des Schutzschalters T1 eine
monostabile Kippstufe SR geschaltet, deren Ausgangssignal A', bei dem es sich
um das digitale Steuersignal U G1 des Schutzschalters T1 handelt,
bei Anliegen eines Binärsignals
E' mit einem „High"-Pegel an ihrem Eingang
nach einer gewissen Umschaltverzögerung
von wenigen Nanosekunden Dauer von einem stabilen „Low"-Zustand (Ruhezustand)
für eine
Verweildauer Δt' von ein paar Millisekunden
in einen instabilen „High"-Zustand übergeht,
bevor sie wieder von selbst in ihren Ruhezustand zurückkehrt. Hierbei
hat eine Änderung
des Eingangssignal E' während der
Verweildauer Δt' keinerlei Auswirkungen auf
den Schaltzustand der monostabilen Kippstufe SR. Durch die Verwendung
dieses Univibrators wird gewährleistet,
dass auch bei Erfüllung
der durch die obige Ungleichungskette U Su < U in < U So vorgegebenen
Bedingung zum Durchschalten des Schutzschalters T1 ein
dadurch erzwungenes Kurzschließen
der netzspannungsführenden
Leitung über
den Sendezweig 5 der erfindungsgemäßen Schnittstelle nur für eine durch
die Verweildauer Δt' der monostabilen Kippstufe
SR vorgegebene Zeit andauert.
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Nach
dem Zurückkehren
des Ausgangssignals A' in
den Ruhezustand des Univibrators SR wird der Schutzschalter T1 wieder zum Umschalten in den Sperrzustand
veranlasst. Die Schnittstelle arbeitet bei Einhaltung der Bedingung
also nur für
eine durch die Verweildauer Δt' der monostabilen
Kippstufe SR vorgegebene Zeit in einem DALI/DSI-Betriebsmodus, in
dem die über
die netzspannungsführende
Leitung bereitgestellte Netzwechselspannung U Netz kurzgeschlossen
ist. Um den steuerbaren Leistungsschalter T1 zum
Umschalten in einen in Bezug auf die Netzspannungsfestigkeit der
Schnittstelle sicheren Betriebsmodus zu veranlassen, braucht lediglich
abgewartet zu werden, bis der Univibrator SR wieder seinen stabilen
Zustand annimmt.
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Ist
die durch die vorstehende Ungleichungskette vorgegebene Bedingung
nicht erfüllt,
wird am Ausgang des UND-Gatters G ein Binärsignal mit einem „Low"-Pegel bereitgestellt,
der unverändert
auf den Ausgang der monostabilen Kippstufe SR weitergeschaltet wird,
was dazu führt,
dass der Schutzschalter T1 in diesem Falle
sperrt und die netzspannungsführende
Leitung nicht über
den Sendezweig 5 der erfindungsgemäßen Schnittstelle kurzgeschlossen
wird. Dies führt
dazu, dass die Schnittstelle in einem Betriebsmodus verbleibt, in
dem die an ihrem Netzspannungseingang K-K' anliegende Netzwechselspannung U Netz nicht über T1 kurzgeschlossen werden kann. In dieser
Betriebsart ist nur über
den hochohmigen Eingangswiderstand R1 der
Schutzschaltung 9, den Primärzweig des sendeseitigen Optokopplers 2 sowie über den
Sekundärzweig
des empfangsseitigen Optokopplers 3 ein Stromfluss möglich.
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In 3a ist
eine dritte schaltungstechnische Realisierung der erfindungsgemäßen Schnittstelle
dargestellt, welche sich von den in 1a und 2a skizzierten
Ausführungsbeispielen
dadurch unterscheidet, dass der zwischen den beiden Betriebsarten
umschaltende Schutzschalter T1 über ein in
den Sendezweig 5 der Schnittstelle integriertes, aus diskreten
elektronischen Bauelementen aufgebautes passives Verzögerungsglied
zeitverzögert
angesteuert wird, welches eingangsseitig mit der Netzwechselspannung U Netz oder
der digitalen Busspannung U Bus beaufschlagt wird. Das passive Verzögerungsglied
kann dabei z. B. ein ausgangsseitig mit dem Steuersignaleingang
K2 des Schutzschalters T1 und
dem Masseknoten der Schnittstelle verbundenes passives Tiefpassfilter
erster Ordnung umfassen, das durch ein RC-Glied, bestehend aus einer
mit dem vorgenannten Masseknoten verbundenen Gatekapazität C G1 des
als MOSFET realisierten Schutzschalters T1 und
einem zwischen den Steuersignaleingang von T1 und
den Verbindungsknoten zwischen der Konstantstromquelle KSQ und dem
Primärzweig
des sendeseitigen Optokopplers 2 geschalteten Ohmschen
Widerstand R2 (Entladewiderstand), gebildet wird.
Das Produkt aus der Gatekapazität C G1 und dem
Entladewiderstand R2 des MOSFETs T1 bildet dabei ein Maß für die erzielbare Einschaltverzögerungszeit
seines Steuersignals U G1. Diese Zeitkonstante τ kann dabei durch eine geeignete
Dimensionierung der ohmschen und kapazitiven Bauelemente des RC-Glieds so bemessen
sein, dass das Spannungspotenzial an einem über einen Strombegrenzungswiderstand
R1 mit dem Primärzweig des sendeseitigen Optokopplers 2 und über eine
in Sperrrichtung gepolte Diode D mit dem Steuersignaleingang K2 des Schutzschalters T1 verbundenen
Knoten K1 im Sperrbetrieb des Schutzschalters
T1 schneller die Schaltspannung von T1 erreicht als das an dessen Steuersignaleingang
K2 anliegende Spannungspotenzial von U G1.
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Der
Wirkwiderstandsanteil der Gesamtimpedanz des RC-Glieds kann erfindungsgemäß aber auch
aus dem äquivalenten
Widerstandswert der Parallelschaltung der beiden Ohmschen Widerstände R1 und R2 gebildet
werden, die an einem Ende jeweils mit dem Primärzweig des sendeseitigen Optokopplers 2 und
an einem anderen Ende mit dem vorgenannten Knoten K1 bzw.
mit dem Steuersignaleingang K2 des Schutzschalters
T1 verbunden sind. Der äquivalente Widerstandswert
der Parallelschaltung kann dabei durch eine geeignete Dimensionierung der
beiden Ohmschen Widerstände
R1 und R2 so bemessen
sein, dass im Sperrbetrieb des Schutzschalters, abhängig vom
Effektivwert der gleichgerichteten Netzwechselspannung U Netz, genügend Strom
zum Betrieb des sendeseitigen Optokopplers 2 durch den Sendezweig 5 fließt.
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Der
Steuersignaleingang K2 des Schutzschalters
T1 ist bei diesem Ausführungsbeispiel über die
in Sperrrichtung gepolte Schutzdiode D mit einer weiteren Konstantstromquelle
KSQ' verbunden,
die den über
die Parallelschaltung der beiden Ohmschen Widerstände R1 und R2 fließenden Strom
auf einem näherungsweise
konstanten Niveau hält.
Eine kathodenseitig über
einen Kollektorwiderstand RC3 eines zum
Betrieb dieser Konstantstromquelle KSQ' benötigten
Bipolartransistors T3b mit dem Knoten K1 und anodenseitig mit dem Masseknoten der
Schnittstelle verbundene, in Sperrrichtung gepolte Zenerdiode DZ' mit
einer geeignet dimensionierten Durchbruchspannung dient dabei als Überspannungsschutz
für den Steuersignaleingang
von T1.
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Da
die beiden Konstantstromquellen KSQ und KSQ' in dem skizzierten Ausführungsbeispiel gleich
aufgebaut sind, werden sie im Folgenden gemeinsam beschrieben, wobei
sich die nicht eingeklammerten Bezugszeichen auf die elektronischen Bauelemente
der Konstantstromquelle KSQ beziehen und die in runden Klammern
angegebenen Bezugszeichen auf die elektronischen Bauelemente der baugleichen
Konstantstromquelle KSQ'.
Wie in 3a dargestellt, können die
beiden Konstantstromquellen KSQ und KSQ' zwei zueinander in Wechselwirkung stehende
Bipolartransistoren T2a und T2b (bzw.
T3a und T3b) umfassen,
die über
ihre Basiselektroden mit dem Kollektor bzw. mit dem Emitter des
jeweils anderen Bipolartransistors verschaltet sind, sowie einen
zwischen die Emitterelektroden der jeweiligen Bipolartransistoren
T2a und T2b (bzw.
T3a und T3b) geschalteten
Ohmschen Widerstand RE2 (RE3)
(Emitterwiderstand). Bei einem Anstieg des durch T2b (T3b) fließenden
Kollektorstroms I C2b (I C3b), bei
dem es sich um einen durch einen Span nungsabfall der amplitudengetasteten
und gleichgerichteten Netzwechselspannung U Netz bzw. um einen
Spannungsabfall der digitalen Busspannung U Bus an einem Kollektorwiderstand
RC2 (RC3) des Bipolartransistors T2b (T3b) hervorgerufenen
Strom handelt, wird der Emitter in seiner Spannung gegenüber der
Basis von T2b (T3b)
angehoben, was dazu führt,
dass die Basis-Emitter-Spannung U BE2b (U BE3b) von Transistor T2b (T3b) sinkt. Dies steuert den Bipolartransistor
T2b (T3b) in einen
hochohmigen Zustand und lässt
den Kollektorstrom I C2b (I C3b) sofort wieder sinken. Bei einer Abnahme
des Kollektorstroms I C2b (I C3b) wird dagegen die Basis-Emitter-Spannung U BE2b (U BE3b)
größer, wodurch
T2b (T3b) in einen
niederohmigen Zustand gesteuert wird und der Kollektorstrom I C2b (I C3b)
wieder ansteigt. Die Konstantstromquelle KSQ hält auf diese Weise die Stromstärke des
durch den Primärzweig des
sendeseitigen Optokopplers 2 fließenden Stroms auf einem näherungsweise
konstanten Niveau, während
die Konstantstromquelle KSQ',
wie bereits erwähnt,
dazu dient, den über
die Parallelschaltung der beiden Ohmschen Widerstände R1 und R2 fließenden Strom
auf einem näherungsweise
konstanten Niveau zu halten.
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In 3b ist
eine funktionsäquivalente Schaltungsvariante
der in 3a abgebildeten Schnittstelle
dargestellt, bei der der Entladewiderstand R2 des
RC-Glieds nicht, wie in 3a dargestellt,
ebenso wie der Strombegrenzungswiderstand R1 mit
dem Verbindungsknoten zwischen der Konstantstromquelle KSQ und dem
Primärzweig
des sendeseitigen Optokopplers 2 verbunden ist, sondern
direkt mit der spannungsführenden
Ausgangsleitung des Vollweg-Gleichrichters 8.