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Stand der Technik
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Die
Erfindung betrifft einen Radarsensor mit mehreren Antennenelementen
zum Senden und Empfangen von Radarsignalen, einem zugehörigen Sende-
und Empfangsteil und einer Auswerteeinrichtung zur Bestimmung der
Azimutwinkel von georteten Objekten anhand einer Beziehung zwischen
den von verschiedenen Antennenelementen empfangenen Signalen.
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Bei
den Antennenelementen kann es sich beispielsweise um einzelne Antennen
oder Patches handeln, die versetzt in bezug auf die optische Achse einer
gemeinsamen Radarlinse angeordnet sind. Die Richtcharakteristik
jedes Antennenelements, speziell die Richtung in der größten Strahlenintensität bzw. der
größten Empfindlichkeit,
ist dann durch den Versatz des betreffenden Elements gegenüber der
optischen Achse gegeben. Wahlweise kann es sich bei den Antennenelementen
jedoch auch um sogenannte Phased Arrays aus mehreren Unterelementen handeln,
denen Sendesignale mit einer solchen Phasenbeziehung zugeführt werden,
daß sich
durch Interferenz die gewünschte
Richtcharakteristik ergibt. Zum Senden und zum Empfang der Radarsignale können dieselben Antennenelemente
oder wahlweise auch getrennte Antennenelemente benutzt werden.
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Solche
Radarsensoren werden beispielsweise in sogenannten ACC-Systemen
(Adaptive Cruise Control) für
Kraftfahrzeuge eingesetzt und dienen dann dazu, die Abstände und
Relativgeschwindigkeiten vorausfahrender Fahrzeuge zu messen, so
daß eine
adaptive Abstands- und Geschwindigkeitsregelung ermöglicht wird.
Die Bestimmung der Azimutwinkel der georteten Objekte dient dann
beispielsweise dazu, zwischen vorausfahrenden Fahrzeugen auf der
eigenen Spur und Fahrzeugen auf Nebenspuren zu unterscheiden.
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Als
Beispiel für
einen solchen Radarsensor beschreibt
EP 1 380 854 A2 ein statisches FMCW-Mehrstrahlradar.
Der Begriff "statisch" bedeutet in dem
Zusammenhang, daß die
Richtungen der von den einzelnen Antennenelementen erzeugten Radarstrahlen
zeitlich unveränderlich
sind, so daß durch parallele
Auswertung der von den einzelnen Antennenelementen gelieferten Signale
der gesamte Ortungswinkelbereich des winkelauflösenden Radarsensors simultan überwacht
werden kann.
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Bei
einem FMCW-Radar (Frequency Modulated Continuous Wave) ist die Frequenz
der den einzelnen Antennenelementen zugeführten Sendesignale rampenförmig moduliert.
Das von jedem einzelnen Antennenelement empfangene Signal wird mit dem
Sendesignal gemischt, das diesem Antennenelement zugeführt wird.
Auf diese Weise erhält
man ein Zwischenfrequenzsignal, dessen Frequenz den Frequenzunterschied
zwischen dem gesendeten Signal und dem empfangenen Signal angibt.
Dieser Frequenzunterschied ist aufgrund des Doppler-Effekts von
der Relativgeschwindigkeit des georteten Objekts abhängig, ist
jedoch aufgrund der Modulation des gesendeten Signals auch von der
Signallaufzeit und damit vom Abstand des Objekts abhängig.
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Die
Zwischenfrequenzsignale werden digitalisiert und über eine
Zeitspanne, die etwa einer einzelnen Frequenzrampe entspricht, aufgezeichnet. Der
so erhaltene Signalverlauf wird dann durch Schnelle Fouriertransformation
in sein Frequenzspektrum zerlegt. In diesem Spektrum zeichnet sich jedes
geortete Objekt durch einen einzelnen Peak ab, dessen Frequenzlage
vom Abstand und der Relativgeschwindigkeit des betreffenden Objekts
abhängig
ist. Wenn die gesendeten Signale abwechselnd mit Frequenzrampen
mit unterschiedlichen Rampensteigungen moduliert werden, beispielsweise
mit einer steigenden und einer fallenden Rampe, so lassen sich für ein einzelnes
Objekt aus der Lage der Peaks in den für die beiden Rampen erhaltenen Spektren
der Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Objekts eindeutig
bestimmen. Wenn mehrere Objekte gleichzeitig geortet werden, so
ist für
eine eindeutige Zuordnung der Peaks zu den jeweiligen Objekten eine
Modulation der gesendeten Signale mit mindestens einer weiteren
Frequenzrampe erforderlich.
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Für jeden
Kanal, d. h., für
jedes Antennenelement, erhält
man auf jeder Fequenzrampe ein Spektrum, in dem sich die georteten
Objekte in der Form eines Peaks abzeichnen. Für die zu einem einzelnen Objekt
gehörenden
Peaks ist dabei die Amplitude und Phase des Zwischenfrequenzsignals,
beispielsweise am Scheitel des Peaks, von Kanal zu Kanal etwas verschieden.
Die Unterschiede in der Amplitude und Phase, zusammenfassend auch
als komplexe Amplitude bezeichnet, resultieren aus den unterschiedlichen
Richtcharakteristiken der Antennenelemente und sind vom Azimutwinkel
des betreffenden Objekts abhängig.
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Für jedes
einzelne Antennenelement zeigt die komplexe Amplitude eine charakteristische
Abhängigkeit
vom Azimutwinkel, die sich in einem Antennendiagramm darstellen
läßt. Der
Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Objekts geht in die komplexe
Amplitude nur in der Form eines Phasenfaktors ein, der für alle Kanäle gleich
ist. Durch Vergleich der komplexen Amplituden in den verschiedenen
Kanälen
läßt sich
daher der Azimutwinkel des betreffenden Objekts bestimmen. Vereinfacht
gesagt wird dazu der Azimutwinkel gesucht, bei dem die jeweils am
Scheitel des Peaks gemessenen komplexen Amplituden am besten zu
den zugehörigen
Antennendiagrammen passen. Bei dem in
EP 1 380 854 A2 beschriebenen Radarsensor
wird zur Verbesserung der Winkelauflösung die komplexe Amplitude nicht
nur am Scheitel des jeweiligen Peaks, sondern bei mehreren in der
Nähe dieses
Scheitels liegenden Frequenzen ausgewertet.
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Bei
dem bekannten Radarsensor wird sämtlichen
Antennenelmenten dasselbe frequenzmodulierte Sendesignal zugeführt. Als
Beispiel kann angenommen werden, daß zum Senden und für den Empfang
dieselben Antennenelemente verwendet werden. Jedes Antennenelement
empfängt
dann ein Radarecho nicht nur von dem von ihm selbst gesendeten Signal,
sondern auch von den von den anderen Antennenelementen gesendeten
Signalen. All diese Signale haben, sofern sie von demselben Objekt stammen,
dieselbe Frequenz und überlagern
sich am empfangenden Antennenelement zu einem Summensignal. Wenn
nun beispielsweise zwei Objekte, die sich in ihrem Azimutwinkel
unterscheiden, aber den gleichen Abstand und die gleiche Relativgeschwindigkeit
haben, lassen sich ihre Singale im Spektrum nicht mehr trennen,
so daß der
Radarsensor die unterschiedlichen Azimutwinkel der beiden Objekte
nicht auflösen
kann.
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Ein
weiterer Effekt, der das Winkelauflösungsvermögen des bekannten Radarsensors
beeinträchtigt,
ergibt sich daraus, daß die
einzelnen Antennenelemente aufgrund von Beugungs- und Interferenzeffekten keine scharf
gebündelten
Strahlen, sondern vielmehr relativ weit aufgefächerte Radarkeulen erzeugen.
Typischerweise bilden sich neben einer Hauptkeule auch zwei oder
mehr Nebenkeulen. Diese können
insbesondere auch durch Kopplung mit den von anderen Antennenelementen
gesendeten frequenzgleichen Signalen entstehen.
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Offenbarung der Erfindung
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Aufgabe
der Erfindung ist es, einen Radarsensor zu schaffen, der bei einfachem
Aufbau ein verbessertes Winkelauflösungsvermögen aufweist.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einem
Radarsensor der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß das Sende-
und Empfangsteil dazu ausgebildet ist, den Antennenelementen parallel Sendesignale
zuzuführen,
deren Frequenzen gegeneinander versetzt sind, und daß die Auswerteeinrichtung
dazu ausgebildet ist, anhand des Frequenzversatzes zwischen Signalen
zu unterscheiden, die von verschiedenen Antennenelementen gesendet
wurden.
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Durch
den Frequenzversatz werden die von den verschiedenen Antennenelementen
gesendeten Signale voneinander entkoppelt, so daß Kopplungen zwischen diesen
Signalen nicht mehr zur Entstehung von Nebenkeulen beitragen können.
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Ein
weiterer wesentlicher Vorteil besteht darin, daß in dem von einem einzelnen
Antennenelement empfangenen Signal aufgrund des Frequenzversatzes
zwischen dem Signalanteil, der von diesem Antennenelement selbst
gesendet wurde, und den von anderen Antennenelementen gesendeten Signalanteilen
unterschieden werden kann. So erhält man beispielsweise für ein einzelnes
Radarobjekt, das sich im Überlappungsbereich
zweier Radarkeulen befindet, nunmehr im Spektrum jedes der beiden zugehörigen Kanäle zwei
Peaks, von denen einer das direkte Echo repräsentiert, d. h., das Signal,
das von dem betreffenden Antennenelement gesendet und auch von diesem
wieder empfangen wurde, während
der andere Peak das sogenannte Kreuzecho repräsentiert, das von dem anderen
Antennenelement gesendet wurde. Der Frequenzunterschied zwischen diesen
beiden Peaks entspricht dem Frequenzversatz zwischen den gesendeten
Signalen. Wenn man die komplexen Amplituden beispielsweise nur am Scheitel
jedes Peaks auswertet, erhält
man folglich bei dem erfindungsgemäßen Radarsensor von den beiden
beteiligten Antennenelementen insgesamt vier komplexe Amplituden,
im Vergleich zu nur zwei komplexen Amplituden bei dem herkömmlichen
Sensor. Für
die Bestimmung des Azimutwinkels steht somit eine wesentlich größere Anzahl
an Meßwerten zur
Verfügung,
wodurch das Winkelauflösungsvermögen deutlich
verbessert wird. Insbesondere ist es nun auch bei Auswertung der
Sinale von nur zwei Radarkeulen möglich, zwei winkelversetze
Objekte aufzulösen,
die denselben Abstand und dieselbe Relativgeschwindigkeit haben.
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Insgesamt
wird so eine deutliche Verbesserung des Winkelauflösungsvermögens erreicht,
ohne daß die
Apertur und damit die Abmesssungen des Sensors vergrößert werden
müssen
und ohne daß die
Komplexität
des Sensoraufbaus nennenswert zunimmt. Auf der Senderseite werden
lediglich zusätzliche
Einrichtungen benötigt,
die den Frequenzversatz zwischen den gesendeten Signalen bewirken, und
empfangsseitig wird eine etwas größere Bandbreite benötigt, damit
das Spektrum in einem Frequenzbereich ausgewertet werden kann, der
die von mehreren Antennenelmenten gesendeten Frequenzen einschließt.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Bevorzugt
ist der Radarsensor als FMCW-Radar aufgebaut. Aus dem Umstand, daß bei mindestens
einem Antennenelement die Sendefrequenz erhöht ist, ergibt sich dann noch
der folgende zusätzliche
Vorteil: Die Lage des von einem Radarobjekt erzeugten Signals im
Frequenzspektrum ist, wie oben erläutert wurde, von der Relativgeschwindigkeit
des Objekts abhängig
und kann daher bei bestimmten Relativgeschwindigkeiten auch in den
sogenannten DC-Bereich des Spektrums, d. h., in den Frequenzbereich
in der Umgebung der Frequenz null, verschoben sein oder gar in den
Bereich negativer Frequenzen. Signalanteile im DC-Bereich können mit
herkömmlichen
FMCW-Radarsensoren nicht detektiert bzw. nicht ausgewertet werden.
Positive und negative Frequenzen unterscheiden sich in dem komplexen
Zwischenfrequenzsignal Z = |A|eift durch das
Vorzeichen der Frequenz f. Da jedoch beim herkömmlichen FMCW-Verfahren letztlich
nur der Absolutbetrag des Realteils des Zwischenfrequenzsignals ausgewertet
wird, kann zwischen positiven und negativen Frequenzen nicht unterschieden
werden, so daß es
zu einer Verfälschung
des Meßergebnisses kommen
kann, wenn nennenswerte Signalanteile im negativen Spektralbereich
liegen. Bei dem erfindungsgemäßen FMCW-Radar
wird das Zwischenfrequenzsignal für jeden Kanal dadurch gebildet,
daß das
von dem betreffenden Antennenelement empfangene Signal mit einem
Basisignal gemischt wird, dessen Ferquenz höchstens gleich der kleinsten
der den verschiedenen Antennenelementen zugeführten Sendefrequenzen ist.
Mindestens für
einen der Kanäle
ist deshalb das Signal im Spektrum um den Frequenzversatz zu positiven
Frequenzen verschoben, so daß das
gesamte Signal oder zumindest ein größerer Anteil desselben nun
in dem auswertbaren positiven Frequenzbereich liegt.
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Gemäß einer
Ausführungsform
des Radarsensors sind die einzelenen Antennenelemente (gegebenenfalls
mit Ausnahme eines ersten Antennenelements) über jeweilige Frequenzverschiebestufen mit
einem gemeinsamen Oszillator verbunden, der das Basisfrequenzsignal
erzeugt. Dieses Basisfrequenzsignal wird dann in den Frequenzverschiebestufen
um den jeweils gewünschten
Frequenzversatz angehoben. Das Basisfrequenzsignal wird zugleich den
Mischern zugeführt,
die aus den von den verschiedenen Antennenelementen empfangenen
Signalen die entsprechenden Zwischenfrequenzsignale bilden.
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Gemäß einer
anderen Ausführungsform
ist jedem Antennenelement ein eigener Oszillator zur Erzeugung des
Sendesignals zugeordnet.
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Da
es für
eine verbesserte Winkelauflösung genügt, daß die Sendesignale
aller Antennenelemente entkoppelt sind und das Kreuzecho jeweils
für eines
der an diesem Kreuzecho beteiligten Antennenelemente ausgewertet
wird, läßt sich
ein vereinfachter, kostengünstiger
Aufbau dadurch erreichen, daß für einige
Kanäle,
z. B. diejenigen, die der äußersten
linken und äußersten
rechten Radarkeule entsprechen, das Zwischenfrequenzsignal wie üblich durch
Mischen des empfangenen Signals mit dem tatsächlich von dem betreffenden
Antennenelement gesendeten Signal gebildet wird, so daß die Frequenz
des Zwischenfrequenzsignals nicht angehoben ist. Zwar können dann
in diesen Kanälen
dann keine Kreuzechos detektiert werden, doch steht dem als Vorteil
ein vereinfachter Aufbau der Auswerteeinrichtung gegenüber. Insbesondere
können
schmalbandigere und damit kostengünstigere Analog/Digital-Wandler
eingesetzt werden.
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Zeichnung
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und in der nachfolgenden
Beschreibung näher
erläutert.
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Es
zeigen:
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1 eine
Prinzipskizze eines Radarsensors gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung;
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2 ein
Frequenz/Zeit-Diagramm für
Sendesignale für
verschiedene Antennenelemente;
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3 Antennendiagramme
für einen
herkömmlichen
Radarsensor;
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4 Antenennendiagramme
für den
erfindungsgemäßen Radarsensor;
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5 eine
schematische Darstellung eines einzelnen Objekts im Überlappungsbereich
zweier Radarkeulen;
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6 ein
Spektrum eines empfangenen Signals für die in 5 gezeigte
Situation;
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7 eine
Darstellung zweier winkelversetzter Objekte im Überlappungsbereich zweier Radarkeulen;
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8 Spektren
zweier Signale für
die in 7 gezeigte Situation;
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9 eine
Prinzipskizze eines Radarsensors gemäß einem modifizierten Ausführungsbeispiel der
Erfindung; und
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10 eine
Prinzipskizze eines Radarsensors gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel.
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Beschreibung der Ausführungsbeispiele
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1 zeigt
den prinzipiellen Aufbau eines winkelauflösenden FMCW-Radarsensors mit
einer Linse 10, in deren Brennebene vier Antennenelemente 12,
z. B. Patch-Antennen,
mit unterschiedlichem Versatz zur optischen Achse der Linse 10 angeordnet
sind. Die Antennenelemente 12 erzeugen somit Radarstrahlen 14,
die von der Linse 10 gebündelt und dann in unterschiedliche
Richtungen abgestrahlt werden. Jedes Antennenelement 12 ist
Teil eines Kanals des Radarsensors. Die Kanäle sind zur Unterscheidung
mit Ziffern 1-4 an den zugehörigen Radarstrahlen 14 durchnumeriert.
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Ein
Sende- und Empfangsteil 16 weist einen lokalen Oszillator 18 (VCO;
Voltage Controled Oscillator) auf, der ein Mikrowellensignal mit
einer Basisfrequenz fe von beispielsweise 76 GHz erzeugt. Für den Kanal 1 wird
dieses Basisfrequenzsignal über
einen Zirkulator 20 direkt in das zugehörige Antennenelement 12 eingespeist.
Das von diesem Antennenelement empfangene Signal wird durch den
Zirkulator 20 vom eingespeisten Signal getrennt und dann
in einem Mischer 22 mit den vom Oszillator 18 gelieferten Signal
gemischt, das die Basisfrequenz fe hat. Der Mischer 22 erzeugt
so ein Zwischenfrequenzsignal, dessen Frequenz dem Frequenzunterschied
zwischen dem gesendeten Signal und dem empfangenen Signal im Kanal 1 entspricht.
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In
einer Auswerteeinrichtung 24 wird das vom Mischer 22 gelieferte
Zwischenfrequenzsignal in einem Analog/Digital-Wandler A/D digitalisiert und dann in
einer Speichereinrichtung 26 als Funktion der Zeit (Z1(t))
aufgezeichnet. Durch Schnelle Fouriertransformation wird aus der
Funktion Z1(t) das Spektrum S1(f) berechnet, d.th. eine Funktion,
die die komplexe (durch Betrag und Phase gegebene) Amplitude des
Zwischenfrequenzsignals in Abhängigkeit von
der Frequenz f angibt.
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Die
Basisfrequenz fe des vom Oszillator 18 gelieferten Signals
ist rampenförmig
moduliert, wie vereinfacht durch die untere Kurve in 2 dargestellt
wird. Eine einzelene steigende oder fallende Rampe hat die Dauer
T. Dies entspricht auch der Zeit, über welche die Funktion Z1(t)
aufgezeichnet wird.
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Wenn
der zu Kanal 1 gehörende
Radarstrahl auf ein Objekt trifft und wieder zum Radarsensor reflektiert
wird, so weist das reflektierte Signal eine Frequenzverschiebung
auf, die sich aus einem von der Relativgeschwindigkeit des Objekts
abhängigen Doppler-Anteil
und einen abstandsabhängigen
Laufzeit-Anteil zusammensetzt. Der Laufzeit-Anteil ist proportional
zur Signallaufzeit und zur Steigung der Frequenzrampe. Das Spektrum
S1(f) des Zwischenfrequenzsignals weist folglich einen Spitzenwert
oder "Peak" bei der Frequenz
auf, die dieser Frequenzverschiebung entspricht. Bildet man die
Summe aus den für
die steigende und die fallende Rampe in 2 erhaltenen
Frequenzverschiebungen, so heben sich die laufzeitabhängigen Anteile
auf, und man erhält ein
Maß für die Relativgeschwindigkeit
des Objekts. Bildet man dagegen die Differenz, so heben sich die Doppler-Anteile
auf, und man erhält
ein Maß für den Abstand
des Objekts.
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Für die Kanäle 2, 3 und 4 weist
das Sende- und Empfangsteil 16 in 1 einen
leicht modifizierten Aufbau auf. Hier ist zwischen den Oszillator 18 und
den Zirkulator 20 jeweils eine Frequenzverschiebestufe 28 geschaltet,
beispielsweise ein Mischer. Dadurch wird die Basisfrequenz fe im
Kanal 2 um einen Frequenzversatz Δf heraufgesetzt, im Kanal 3 um
2Δf und
im Kanal 4 um 3Δf.
Der Frequenzversatz Δf
beträgt
beispielsweise 1 MHz. Die von den Antennenelementen 12 gesendeten
Frequenzen sind demgemäß jeweils
um 1 MHz gegeneinander versetzt. Die entsprechenden Frequenzkurven
sind in 2 für alle vier Antennenelemente
dargestellt.
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Dieser
Frequenzversatz hat zunächst
zur Folge, daß die
von den einzelnen Antennenelementen 12 gesendeten Signale
frequenzmäßig voneinander
entkoppelt sind, so daß die
Form der jeweiligen Radarkeulen nicht mehr durch Interferenzen zwischen
den einzelnen Antennenelementen 12 beeinflußt wird.
Zu solchen Interferenzen kommt es sonst, weil der Abstand zwischen
den eizelnen Antennenelementen 12 etwa in der gleichen
Größenordnung liegt
wie die Wellenlänge λ der gesendeten
Mikrowellensignale. Beispielsweise beträgt der Abstand zwischen zwei
benachbarten Antennenelementen 12 etwa 0,5 λ.
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Wenn,
wie bei einem herkömmlichen
Radarsensor dieser Art, sämtliche
Antennenelemente 12 mit der Basisfrequenz fe angesteuert
würden,
so erhielte man aufgrund versetzten Anordnung der Antennenelemente
und aufgrund der Interferenzeffekte Antennendiagramme von der Form,
wie sie vereinfacht in 3 dargestellt sind. Jede der
in 3 gezeigten Kurven 30, 32, 34 und 36 ist
einem der vier Kanäle
des Radarsensors zugeordnet und gibt die Intensität des betreffenden
Radarstrahls in Abhängigkeit
vom Azimutwinkel φ an,
in den die Strahlung abgestrahlt wird.
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Entsprechend
geben die Kurven 30 bis 36 auch die Empfindlichkeit
des betreffenden Antennenelements für reflektierte Strahlung an,
die aus der dem Azimutwinkel φ entsprechenden
Richtung empfangen wird.
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Man
erkennt, daß jede
Kurve ein relativ breites Maximum aufweist. Dieses bedeutet, daß die entsprechenden
Radarstrahlen 14 zu Radarkeulen aufgeweitet sind. Das Maximum
liegt jeweils bei einem anderen Winkel, der durch den Versatz des
betreffenden Antennenelements relativ zur optischen Achse gegeben
ist. Wie beispielsweise an der fett eingezeichneten Kurve 32 zu
erkennen ist, weist jede Radarkeule Nebenkeulen 32a, 32b auf,
die durch Interferenzeffekte hervorgerufen werden. Durch diese Nebenkeulen
wird die Auswertung der empfangenen Signale bei der Bestimmung des
Azimutwinkels des georteten Objekts erschwert.
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4 zeigt
schematisch die Form der entsprechenden Antennendiagramme für den Radarsensor
gemäß 1.
Die Kurven 38-1, 38-2, 38-3 und 38-4 in 4 entsprechen
den Kanälen 1–4 in 1.
Aufgrund der Entkopplung der Sendefrequenzen sind hier die durch
Interferenz verursachten Nebenkeulen deutlich unterdrückt.
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Wie 1 zeigt,
wird den Mischern 22 in allen vier Kanälen das vom Oszillator 18 gelieferte
Signal mit der Basisfrequenz fe zugeführt. Die Folge ist, daß die Signale
in den Spektren S2(f)–S4(f)
eine zusätzliche
Frequenzverschiebung um Δf,
2Δf bzw.
3Δf aufweisen.
Hierdurch wird eine genauere Bestimmung des Azimutwinkels eines
georteten Objekts ermöglicht,
wie nun anhand der 5 bis 8 näher erläutert werden
soll.
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5 zeigt
ein Objekt 40, das den Azimutwinkel φ = 0 hat und im Überlappungsbereich
zweier Radarkeulen 14-2 und 14-3 liegt, die den
Kanälen 2 und 3 in 1 entsprechen.
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6 zeigt
das zugehörige
Spektrum S2(f) Dieses Spektrum weist zwei deutlich voneinander getrennte
Peaks mit komplexen Amplituden A(2,2) und A(2,3) auf (gezeigt sind
hier nur die Beträge
der komplexen Amplituden). Der Peak bei der kleineren Frequenz,
mit der Amplitude A(2,2), resultiert aus dem Signal, das vom Antennenelement
des Kanals 2 mit der Frequenz fe + Δf gesendet und dann von demselben
Antennenelement wieder empfangen wurde (direktes Echo). Der zweite
Peak entspricht dagegen dem Signal, das von dem Antennenelement des
Kanals 3 mit der Frequenz fe + 2Δf gesendet und dann vom Antennenelement
des Kanals 2 empfangen wurde (Kreuzecho). Der Frequenzunterschied zwischen
den beiden Peaks beträgt
somit Δf.
Die Beträge
der Amplituden A(2,2) und A(2,3) sind gleich, weil die beiden Radarkeulen 14-2 und 14-2 in 5 symmetrisch
zu dem Objekt 40 liegen.
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7 illustriert
dagegen eine Situation, in der zwei Objekte 42 und 44 geortet
werden, die beide den gleichen Abstand und die gleiche Relativgeschwindigkeit
aufweisen, jedoch unterschiedliche Azimutwinkel haben, nämlich φ = +3° und φ = –3°. Für die Radarkeulen 14-2 und 14-3 sind
in 7 schraffiert die jeweiligen Kernbereiche eingezeichnet,
in denen die Intensität
und die Empfindlichkeit besonders hoch ist. Das Objekt 42 liegt
im Kernbereich der Radarkeule 14-2, jedoch außerhalb
des Kernbereiches der Radarkeule 14-3. Bei dem Objekt 44 ist
es umgekehrt. In 8 sind die zugehörigen Spektren
S2(f) und S3(f) dargestellt. Beide Spektren weisen wieder zwei Peaks
auf, die um Δf
voneinander getrennt sind. Die Amplitude jedes Peaks setzt sich
additiv aus zwei Anteilen zusammen, die von den beiden Objekten 42 und 44 herrühren.
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Das
Objekt 42 wird von dem Radarstrahl des Kanals 2 mit
maximaler Stärke
getroffen. Die Stärke dieses
Radarsignals ist durch die Kurve 38-2 in 4 gegeben,
ist also proportional zu einer Größe B, die den Scheitelwert
dieser Kurve angibt. Da diese Kurve zugleich auch die Empfindlichkeit
des betreffenden Antennenelements angibt, ist die Amplitude des
Signals, das am Objekt 42 reflektiert wurde und wieder vom
Antennenelement des Kanals 2 empfangen wird, proportional
zu B2.
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Das
Objekt 44 wird dagegen von der Radarkeule 14-2 nur
mit verminderter Stärke
getroffen. Die Signalstärke
und die Empfindlichkeit sind durch eine Größe C in 4 gegeben,
so daß die
Amplitude dieses Anteils gleich C2 ist.
Für die
Gesamtamplitude gilt also (bei Vernachlässigung von Interferezeffekten): A(2,2)
= B2 + C2. Wenn
C annähernd
0,6 B ist, erhält man
also: A(2,2) = 1,36 B2.
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Für die Amplitude
A(2,3) des Kreuzechos erhält
man dagegen aufgrund analoger Überlegungen: A(2,3)
= 2 BC = 1,2 B2.
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Deshalb
ist in 8 die Amplitude A(2,3) deutlich kleiner als die
Amplitude A(2,2). Bei dem Spektrum S3(f) ist es umgekehrt.
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So
lassen sich also anhand der Spektren die in 5 und 7 gezeigten
Situationen voneinander unterscheiden, obwohl die beiden Objekte 42, 44 den
gleichen Abstand und die gleiche Relativgeschwindigkeit haben. Wären die
von den Antennenelementen gesendeten Frequenzen dagegen gleich, so
fielen beispielsweise im Spektrum S2(f) die beiden Peaks zusammen,
und die zugehörigen
Amplituden A(2,2) und A(2,3) ließen sich nicht getrennt bestimmen.
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Ähnliche Überlegungen,
wie sie hier für
die Absolutbeträge
der Amplituden dargestellt wurden, gelten auch für die zugehörigen Phasen.
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Um
die in den komplexen Amplituden für die Kreuzechos enthaltene
Information auszunutzen, weist der in 1 gezeigte
Radarsensor für
jeden Kanal einen Analyseblock 46 auf, in dem aus den Spektren
die Amplituden der direkten Echos und sämtlicher Kreuzechos bestimmt
werden. Beispielsweise weist das Spektrum S1(f) vier Peaks auf,
die jeweils um Δf
gegeneinander verschoben sind, und die Amplituden A(1,1)–A(1,4)
haben. Dabei entspricht A(1,1) dem direkten Echo in diesem Kanal, und
A(1,2)–A(1,4)
entsprechen den Kreuzechos mit den drei übrigen Kanälen. Entsprechend erhält man aus
den Spektren S2(f), S3(f) und S4(f) die Amplituden A(2,1)–A(2,4),
A(3,1)–A(3,4)
bzw. A(4,1)–A(4,4). Insgesamt
hat man so für
jedes geortete Objekt 16 komplexe Amplituden zur Verfügung, die
zur Bestimmung des Azimutwinkels φ des Objekts herangezogen werden
können.
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Die
Bestimmung des Azimutwinkels kann beispielsweise anhand von Referenz-Antennendiagrammenen
erfolgen, die zu dem in 4 gezeigten Satz von Antennendiagrammen
analog sind und aus denen sich für
jeden Azimutwinkel φ die
zugehörigen Amplitudenbeträge und Phasen
aller direkten Echos sowie aller Kreuzechos ablesen lassen. Dazu
werden die gemessenen Amplitudenwerte beispielsweise nach der Methode
der kleinsten Abstandsquadrate oder nach dem Maximum-Likelihood-Verfahren an die
Antennendiagramme angepaßt,
und der Winkel, bei dem sich die beste Anpassung ergibt, ist der
gesuchte Azimutwinkel φ des
Objekts.
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Bei
mehreren Objekten, die sich, wie die Objekte 42 und 44 in 7 nicht
anhand ihrer unterschiedlichen Abstände und/oder Relativgeschwindigkeiten
trennen lassen, sind die gesuchten Azimutwinkel diejenigen, bei
denen sich für
die Summen der Amplitudenwerte beider Objekte die beste Anpassung
an die Antennendiagramme ergibt.
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Wie
in 6 und 8 angedeutet ist, kann sich
der Frequenzbereich, auf dem das Spektrum eines georteten Objekts
nichtverschwindende Werte aufweist, je nach Relativgeschwindigkeit
auch über den
Frequenzwert null hinaus in den negativen Frequenzbereich erstrecken,
mit der Folge, daß sich
das Spektrum nicht vollständig
oder nicht korrekt auswerten läßt. Bei
dem hier gezeigten Radarsensor gilt dies jedoch nur für den Kanal 1,
da die Spektren in den übrigen
Kanälen
um mindestens Δf
zu positiven Frequenzen verschoben sind. Hierdurch wird die Genauigkeit
und Zuverlässigkeit
nicht nur bei der Bestimmung des Azimutwinkels sondern auch bei
der Messung der Relativgeschwindigkeit und des Abstands verbessert.
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Für eine hinreichend
genaue Bestimmung des Azimutwinkels werden im allgemeinen nicht
alle zur Verfügung
stehenden 16 komplexen Amplituden benötigt. Beispielseweise genügt es in
dem in 7 und 8 illustrierten Fall, das Spektrum
S2(f) auszuwerten, da das Spektrum S3(f) praktisch keine zusätzliche
Information bietet. 9 zeigt ein Beispiel, wie sich
unter diesem Gesichtpunkt ein einfacher aufgebauter und kostengünstigerer
Radarsensor realisieren läßt.
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Bei
dem Sende- und Empfangsteil 16 des Radarsensors nach 9 haben
die Kanäle 2 und 3 den
gleichen Aufbau wie in 1. Im Kanal 4 erhält jedoch
der Mischer 22 nicht das vom Oszillator 18 gelieferte
Signal mit der Basisfrequenz fe, sonderen statt dessen das Signal
mit der Frequenz fe + 3Δf, das
direkt vom Eingang des zugehörigen
Zirkulators 20 abgegriffen wird. Somit sind nach wie vor
die von den vier Kanälen
gesendeten Frequenzen voneinander verschieden, doch ist das Zwischenfrequenzsignal
im Kanal 4 wieder auf das Basisband zurücktransformiert, in dem auch
das Zwischenfrequenzsignal von Kanal 1 liegt. Folglich
liegen die Kreuzechos aus Kanälen 1 bis 3 hier
im nicht auswertbaren Frequenzbereich. Demgemäß wird auch im Analyseblock 46 des
Kanals 4 nur die dem direkten Echo entsprechende Amplitude
A(4,4) extrahiert. Auch im ersten Kanal wird nur die dem direkten
Echo entsprechende Amplitude A(1,1) extrahiert. In den Kanälen 2 und 3 stehen
aber nach wie vor auch die Kreuzechos aus den Kanälen 1 und 4 zur
Verfügung
und können somit
zur Bestimmung des Azimutwinkels φ von Objekten herangezogen
werden, die in den beiden Kanälen 3 und 4 bzw.
in den beiden Kanälen 1 und 2 geortet
werden.
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Der
wesentliche Vorteil dieser Ausführungsform
besteht darin, daß die
Analog/Digital-Wandler in den Kanälen 1 und 4 nur
eine geringere Bandbreite aufzuweisen brauchen, da sie keine Frequenzen
zu verarbeiten brauchen, die um Δf
oder ein Vielfaches davon heraufgesetzt wurden. Entsprechend vereinfacht
sich auch die Berechnung der Spektren durch Schnelle Fouriertransformation.
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Andererseits
läßt sich
das Ausführungsbeispiel
nach 1 auch dahingenend abwandeln, daß auch in
Kanal 1 eine Frequenzverschiebestufe 28 vorgesehen
wird, die die Frequenz des Oszillators 18 um Δf verschiebt.
Die Frequenzverschiebung in den übrigen
Kanälen
betrüge
dann entsprechend 2Δf,
3Δf und
4ΔF. Der
Vorteil wäre,
daß auch
im Kanal 1 die Gefahr geringer wäre, daß Teile des Spektrums im nicht
auswertbaren Fequenzbereich liegen.
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10 zeigt
schließlich
ein weiteres Ausführungsbeispiel,
bei dem für
jedes Antennenelement 12 ein eigener Oszillator 18 vorgesehen
ist. Im gezeigten Beispiel wird der Oszillator 18 jedes
Kanals durch eine Phasenkopplungsschleife PLL (Phase Locked Loop)
phasenstabil geregelt. Die Rückkopplung
erfolgt über
einen Mischer 48, der von einem allen vier Kanälen gemeinsamen
Referenzoszillator 50 (DRO; Dielectric Resonance Oscillator)
angesteuert wird. Auf diese Weise werden die Oszillatoren 18 miteinander
sychronisiert. Die Frequenzen in allen Kanälen werden in gleicher Weise
rampenförmig
moduliert, doch ist der Frequenzversatz für jeden Oszillator 18 über die
PLL individuell einstellbar.
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In
diesem Beispiel weist der Radarsensor außerdem ein Sendeteil 16a und
ein davon getrenntes Empfangsteil 16b mit eigenen Antennenelementen 12a auf.
Den Mischern 22 wird zur Erzeugung der Zwischenfrequenzsignale
Z1–Z4
das Signal eines weiteren geregelten Oszillators 18 zugeführt, der ebenso
wie die Oszillatoren 18 des Sendeteils durch den Referenzoszillator 50 synchronisiert
wird. Die Auswerteeinrichtung ist in 10 nicht
dargestellt und hat den gleichen Aufbau wie in 1.
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Es
ist auch ein zu 10 analoger Aufbau mit einem
kombinierten Sende- und Empfangsteil denkbar, bei dem dieselben
Antennenelemente zum Senden und für den Empfang genutzt werden.