DE102005040539A1

DE102005040539A1 - Magnetfeldsensitive Sensoreinrichtung

Info

Publication number: DE102005040539A1
Application number: DE200510040539
Authority: DE
Inventors: Gabriel Daalmans
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2005-08-26
Filing date: 2005-08-26
Publication date: 2007-03-15
Anticipated expiration: 2025-08-27
Also published as: DE102005040539B4

Abstract

Die magnetfeldsensitive Sensoreinrichtung (1) umfasst einen für ein zu messendes Magnetfeld (B¶ex¶) empfindlichen Magnetfeld-Konverter (2), mit einer den Magnetfeld-Konverter (2) speisenden Quelle (6) und mit einem Verstärker (9), der einen Verstärkereingang (10) und eine Verstärker-Rauschquellspannung (V¶n,¶ ¶A¶) hat. Der Magnetfeld-Konverter (2) ist Teil eines Resonanzkreises (3), der außerdem zwei reaktive Elemente in Form einer Resonanzkapazität (4) und einer Resonanzinduktivität (5) enthält sowie eine hohe Güte (Q) und eine Resonanzfrequenz (f¶1¶) aufweist. Die Quelle (6) ist an den Resonanzkreis (3) angeschlossen und speist ein Quellsignal (E(f¶1¶)) mit der Resonanzfrequenz (f¶1¶) ein. Der Magnetfeld-Konverter (2) weist eine Konverter-Rauschspannung (U¶n¶) auf. Der Resonanzkreis (3) überträgt die Konverter-Rauschspannung (U¶n¶) zum Verstärkereingang (10), wobei die am Verstärkereingang (10) erscheindende und mittels des Resonanzkreises (3) transformierte Konverter-Rauschspannung mindestens so groß ist wie die Verstärker-Rauschquellspannung (V¶n¶, ¶A¶). Insgesamt resultiert eine minimale Feldauflösung, die insbesondere auch bei Anordnung aller Komponenten der Sensoreinrichtung auf Raumtemperatur vorzugsweise höchstens im einstelligen DOLLAR I1 liegt.

Description

Die Erfindung betrifft eine magnetfeldsensitive Sensoreinrichtung mit einem für ein zu messendes Magnetfeld empfindlichen Magnetfeld-Konverter, mit einer den Magnetfeld-Konverter speisenden Quelle und mit einem Verstärker, der einen Verstärkereingang und eine Verstärker-Rauschquellspannung hat.

Bekannte derartige magnetfeldsensitive Sensoreinrichtungen, die sich zur Erfassung eines sehr schwachen zu messenden Magnetfelds eignen, haben einen als Magnetfeldsensor oder als Induktionsspule ausgebildeten Magnetfeld-Konverter. Bei höheren Frequenzen kommen bevorzugt Induktionsspulen zum Einsatz, bei niedrigeren Frequenzen die Magnetfeldsensoren. Die Art und Bauweise des Magnetfeldsensors hängt von der geforderten Auflösung ab. Bei aufzulösenden Magnetfeldern in der Größenordnung von 10 fT bis 10 pT werden derzeit üblicherweise SQUID(Supraleitende Quanten-Interferenz-Detektor)-Sensoren verwendet. Deren hohe Empfindlichkeit auch für sehr schwache Magnetfelder wird aber nur mittels einer aufwändigen Kühlung auf –269°c (flüssiges Helium) oder auf –196°C (flüssiger Stickstoff) erreicht.

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, eine magnetfeldsensitive Sensoreinrichtung anzugeben, die hochauflösend ist und dennoch ohne Kühlung auskommt.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale des unabhängigen Patentanspruchs 1. Bei der erfindungsgemäßen magnetfeldsensitiven Sensoreinrichtung handelt es sich um eine solche, bei der

a) der Magnetfeld-Konverter Teil eines Resonanzkreises ist, der außerdem zwei reaktive Elemente in Form einer Resonanzkapazität und einer Resonanzinduktivität enthält sowie eine hohe Güte und eine Resonanzfrequenz aufweist,
b) die Quelle an den Resonanzkreis angeschlossen ist und ein Quellsignal mit der Resonanzfrequenz einspeist,
c) der Magnetfeld-Konverter eine Konverter-Rauschspannung aufweist, und der Resonanzkreis die Konverter-Rauschspannung zum Verstärkereingang überträgt, wobei die am Verstärkereingang erscheinende und mittels des Resonanzkreises transformierte Konverter-Rauschspannung mindestens so groß ist wie die Verstärker-Rauschquellspannung,
d) so dass insgesamt eine minimale Feldauflösung resultiert, die insbesondere auch bei Anordnung aller Komponenten der Sensoreinrichtung auf Raumtemperatur vorzugsweise höchstens im einstelligen pT/√Hz-Bereich liegt.

Die erfindungsgemäße magnetfeldsensitive Sensoreinrichtung zeichnet sich dadurch aus, dass der insbesondere als Serienresonanzkreis ausgebildete Resonanzkreis eine Anpassung der stark voneinander abweichenden Rauschspannungen des Magnetfeld-Konverters und des insbesondere als rauscharmer Vorverstärker ausgebildeten Verstärkers bewirkt. Die Konverter-Rauschspannung ist normalerweise deutlich niedriger als die Verstärker-Rauschquellspannung. Im Idealfall transformiert der bei seiner Resonanzfrequenz betriebene und eine hohe Güte aufweisende Resonanzkreis die Konverter-Rauschspannung auf einen Wert, der praktisch gleich dem der Verstärker-Rauschquellspannung ist. Dann hat das Rauschen des Verstärkers einen sehr viel kleineren Einfluss auf die letztendlich erzielbare Magnetfeld-Auflösung als bei bekannten Sensoreinrichtungen, die ohne verlustarmen Resonanzkreis und somit ohne Transformation der Konverter-Rauschspannung arbeiten. Insgesamt ist dann eine sehr hohe Auflösung vergleichbar der eines SQUID-Sensors zu erzielen, wobei kein Teil der erfindungsgemäßen Sensoreinrichtung auf eine tiefe Temperatur zu kühlen ist. Die erfindungsgemäße Sensoreinrichtung funktioniert bei Raumtemperatur.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen magnetfeldsensitiven Sensoreinrichtung ergeben sich aus den Merkmalen der von Anspruch 1 abhängigen Ansprüche.

Günstig ist eine Variante, bei der die Güte des Resonanzkreises einen Wert von größer als eins, insbesondere von mindestens zehn, aufweist. Eine hohe Güte ermöglicht eine besonders effiziente Anhebung und damit Anpassung der Konverter-Rauschspannung auf bzw. an das Niveau der Verstärker-Rauschquellspannung.

Weiterhin ist es bevorzugt, dass der Magnetfeld-Konverter niederohmig ausgebildet ist und einen ohmschen Anteil mit einem Widerstandswert von insbesondere höchstens zehn Ω, vorzugsweise von höchstens einem Ω aufweist. Damit wird eine hohe Güte erreicht, insbesondere wenn der Resonanzkreis ein Serienresonanzkreis ist.

Weiterhin ist es vorzugsweise vorgesehen, dass der Verstärkereingang an eines der beiden reaktiven Elemente, insbesondere an die Resonanzkapazität, angeschlossen ist. An den reaktiven Elementen kommt die Resonanzüberhöhung zum Tragen, so dass die Anpassung der Konverter-Rauschspannung bei diesen Anschlussvarianten besonders effizient ist. Bei Frequenzen bis etwa 1 MHz ist ein Anschluss an der Resonanzkapazität besonders günstig, da eine Eingangsimpedanz des Verstärkers wesentlich durch eine Verstärkerkapazität bestimmt wird und sich die beiden Kapazitätswerte dann einfach addieren. Insbesondere bei höheren Frequenzen kann dagegen auch ein Anschluss an der Resonanzinduktivität erfolgen.

Bei einer anderen bevorzugten Variante ist vorgesehen, dass der Verstärker und der Magnetfeld-Konverter zu einem gemeinsamen Bauteil und insbesondere auf einem gemeinsamen Chip integriert sind. Dann ist der Signalweg zwischen dem Magnetfeld-Konverter und dem Verstärker besonders kurz und verlustarm. Dies wirkt sich günstig auf die Signalqualität aus.

Vorteilhaft ist außerdem eine Variante, bei der der Magnetfeld-Konverter als ein magnetoresistives Element (XMR), insbesondere als ein anisotroper Magnetowiderstand (AMR), als ein GMR(giant magnetoresistive)-Element oder als ein Tunnelmagnetowiderstand (TMR), oder als ein magnetoinduktives Element, insbesondere als ein GMI(giant magnetoinductive)-Sensor, ausgebildet ist. Diese Elemente haben alle eine hohe Magnetfeldempfindlichkeit und lassen sich außerdem in weiten Grenzen für den jeweiligen Anwendungsfall dimensionieren.

Bei einer anderen günstigen Ausgestaltung ist der Magnetfeld-Konverter nichtlinear bezüglich des messenden Magnetfelds. Er wird insbesondere auch nichtlinear betrieben. Dadurch lässt sich ein niederfrequenter Rauschanteil eliminieren.

Vorzugsweise ist es weiterhin möglich, dass am Magnetfeld-Konverter eine das zu messende Magnetfeld konzentrierende magnetische Antenne angeordnet ist. Auf diese Weise kann die Feldempfindlichkeit erhöht werden. Dies gilt insbesondere, wenn die Antenne eine ausreichend große Dicke aufweist, um als Flusskonzentrator zu wirken. Der für magnetische Flussdichte erzielbare Gewinn ist mit dem Verhältnis der Antennenlänge und der Breite des Spalts, in dem der Magnetfeld-Konverter angeordnet ist, verknüpft. Deshalb ist es günstig, auch die Antenne und den Magnetfeld-Konverter gemeinsam auf einem Chip zu integrieren.

Günstig ist eine weitere Variante, bei der insbesondere zur Rauschunterdrückung eine Modulationseinheit, insbesondere mittels einer Modulationsspule, magnetisch an die Antenne angeschlossen ist. Vorzugsweise ist dabei eine Modulationsfrequenz vorgesehen, die kleiner als die Resonanzfrequenz ist, insbesondere um mindestens eine Größenordnung. Die Resonanzfrequenz liegt ihrerseits bevorzugt im Bereich des weißen Rauschens des Magnetfeld-Konverters. Mittels der Modulation ist es möglich einen niederfrequenten Rauschanteil des Magnetfeld-Konverters im Ausgangssignal der Sensoreinrichtung zu unterdrücken.

Vorteilhafterweise kann außerdem ein zwischen einem Verstärkerausgang des Verstärkers und dem Magnetfeld-Konverter ver laufender Rückkopplungszweig vorgesehen sein. Eine solche Rückkopplung stabilisiert und linearisiert das Ausgangssignal der Sensoreinrichtung.

Darüber hinaus ist es günstig, wenn der Rückkopplungszweig mittels der Modulationseinheit magnetisch an die Antenne angeschlossen ist. Dann reduziert sich die Anzahl der insgesamt benötigten Komponenten. Die Antenne wird für mehrere Zwecke verwendet.

Gemäß einer anderen vorteilhaften Variante ist die Quelle mittels eines induktiven Transformators an den Resonanzkreis angeschlossen. Dadurch wird sichergestellt, dass der Resonanzkreis möglichst verlustarm ist und eine hohe Güte aufweist. Ein ohmscher Quellwiderstand der Quelle spielt dann im Vergleich zum ohmschen Anteil des Magnetfeld-Konverters keine Rolle.

Bei einer anderen günstigen Ausgestaltung ist mindestens ein weiterer Magnetfeld-Konverter vorgesehen, und die Magnetfeld-Konverter bilden eine Konverterbrücke. Möglich sind Ausführungen als Halb- oder Vollbrücke. Damit lässt sich der Einfluss von störenden insbesondere lokal homogenen Magnetfeldern, die sich dem zu messenden Magnetfeld überlagern, unterbinden.

Weitere Merkmale, Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. Es zeigt:
1 ein Blockschaltbild einer magnetfeldsensitiven Sensoreinrichtung mit einem über einen Resonanzkreis ausgelesenen Magnetfeld-Konverter,
2a, 2b ein Ausführungsbeispiel eines als Tunnelmagnetowiderstand ausgeführten Magnetfeld-Konverters gemäß 1,
3 ein Diagramm mit Rauschspektren verschiedener Magnetfeld-Konverter,
4 ein Ausführungsbeispiel einer transformatorischen Ankopplung einer Spannungsquelle an den Resonanzkreis gemäß 1,
5 Diagramme für Verläufe eines Messsignals der Sensoreinrichtung gemäß 1 über dem zu messenden Magnetfeld und über der Zeit für einen linearen Magnetfeld-Konverter mit und ohne zusätzlicher Magnetfeld-Modulation,
6 Diagramme für Verläufe eines Messsignals der Sensoreinrichtung gemäß 1 über dem zu messenden Magnetfeld und über der Zeit für einen nichtlinearen Magnetfeld-Konverter mit und ohne zusätzlicher Magnetfeld-Modulation,
7 ein Ausführungsbeispiel eines als nichtlinearer Tunnelmagnetowiderstand ausgeführten Magnetfeld-Konverters gemäß 1 mit magnetischer Antenne und Modulationsspule,
8 ein Ausführungsbeispiel eines als GMI-Sensor ausgeführten Magnetfeld-Konverters gemäß 1,
9 ein Ausführungsbeispiel eines als mäanderförmiger GMI-Sensor ausgeführten Magnetfeld-Konverters gemäß 1 mit magnetischer Antenne und
10 ein Blockschaltbild einer magnetfeldsensitiven Sensoreinrichtung mit einer über einen Resonanzkreis ausgelesenen Konverterbrücke.
Einander entsprechende Teile sind in 1 bis 10 mit denselben Bezugszeichen versehen.
In 1 ist ein Blockschaltbild einer magnetfeldsensitiven Sensoreinrichtung 1 mit einem auf ein zu messendes Magnetfeld B_ex empfindlichen Magnetfeld-Konverter 2 gezeigt, der Bestandteil eines Resonanzkreises 3 ist und einen komplexen Konverter-Impedanzwert Z_C aufweist. Der im Ausführungsbeispiel als Serienresonanzkreis ausgebildete Resonanzkreis 3 umfasst außerdem eine Resonanzkapazität 4 mit einem Kapazi tätswert C_R und eine Resonanzinduktivität 5 mit einem Induktivitätswert L_R. Er ist elektrisch an eine speisende Quelle 6 mit einer eine Speisespannung E(f₁) liefernden idealen Spannungsquelle 7 und einem Innenwiderstand 8 mit dem Innenwiderstandswert R₀ angeschlossen.
An die Resonanzkapazität 4, an der eine Kapazitätsspannung U_C abfällt, ist ein Verstärker 9 mit seinem Verstärkereingang 10 angeschlossen. Der reale Verstärker 9 ist im Ausführungsbeispiel gemäß 1 als ein rauschfreies Verstärkerelement 11 mit vorgeschalteter Rauschspannungsquelle 12 und Rauschstromquelle 13 dargestellt. Die Rauschspannungsquelle 12 liefert eine Verstärker-Rauschquellspannung V_n,A und die Rauschstromquelle 13 einen Verstärker-Rauschquellstrom I_n,A. Deren Quotient V_n,A/I_n,A bildet einen äquivalenten Verstärker-Rauschwiderstand R_n,A. Der Verstärker 9 ist ein rauscharmer Vorverstärker, dessen Verstärker-Rauschquellspannung V_n,A höchstens einen Wert von 10 nV/√Hz, insbesondere von etwa 1 nV/√Hz annimmt. Je nach im speziellen Anwendungsfall abgedeckten Frequenzbereich können aber auch höhere Werte als 10 nV/√Hz noch als rauscharm gelten.
Ein Verstärkerausgang 14 ist an einen ersten phasenempfindlicher Gleichrichter 15 (= Demodulator) mit einem ersten Multiplikator 16 und einem Tiefpassfilter 17 angeschlossen. Ein Ausgang 18 des Tiefpassfilters 17 ist optional an einen zweiten phasenempfindlichen Gleichrichter 19 (= Demodulator) mit einem zweiten Multiplikator 20 und einem Tiefpassfilter 20a angeschlossen. Ein Ausgang 21 des zweiten phasenempfindlichen Gleichrichters 19 bildet einen Ausgang der Sensoreinrichtung 1, an dem eine Ausgangsspannung U(B_ex) als Messwert des zu messenden Magnetfelds B_ex ansteht.
Der Ausgang 21 ist mittels eines optionalen einen invertierenden Trennverstärker 22 umfassenden Rückkopplungszweigs 23 und eines Summenglieds 24 an eine ebenfalls optionale Modulationseinheit 25 angeschlossen. Die Modulationseinheit 25 enthält eine Stromquelle 26 und eine Modulationsspule 27, die um einen Teilast einer vorteilhaft zweigeteilten magnetischen Antenne 28 gewickelt ist. Die Stromquelle 26 speist einen Modulationsstrom I(f₂) mit einer Modulationsfrequenz f₂ in die Modulationsspule 27 ein. Die magnetische Antenne 28 ist ein Flusskonzentrator für das zu messende Magnetfeld B_ex. Zwischen ihren beiden Teilästen hat sie einen Antennenspalt 29, innerhalb dessen der Magnetfeld-Konverter 2 angeordnet ist.
Der Magnetfeld-Konverter 2, die Antenne 28 und auch der Verstärker 9 sind auf einem gemeinsamen Chip integriert.
Der Magnetfeld-Konverter 2 kann in verschiedener Ausgestaltungen vorliegen. So kann er beispielsweise ein magnetoresistives oder ein magnetoinduktives Sensorelement enthalten.
In 2 ist ein erstes Ausführungsbeispiel eines als Tunnelmagnetowiderstand (TMR) 30 ausgeführten Magnetfeld-Konverters 2 gezeigt. In 2a ist der physikalische Aufbau, in 2b das elektrische Ersatzschaltbild des Tunnelmagnetowiderstands 30 dargestellt. Der Tunnelmagnetowiderstand 30 hat zwei Elektroden 31 und 32, zwischen denen eine Isolierschicht 33 und eine für den eigentlichen Messeffekt verantwortliche Barriere 34 aus z.B. einem Aluminiumoxyd mit einem spezifischen Widerstand ρ_TMR angeordnet ist. Die Barriere 34 hat eine Querschnittsfläche A_TMR und eine Dicke d_TMR. Elektrisch betrachtet wirkt der Tunnelmagnetowiderstand 30 wie eine Parallelschaltung aus einem Konverter-Widerstand 35 und einer Konverter-Kapazität 36. Der Konverter-Widerstand 35 hat einen ohmschen Konverter-Widerstandswert RC = ρTMRdTMR/ATMR (1) und die Konverter-Kapazität 36 einen Konverter-Kapazitätswert CC = ε0εrATMR/dTMR, (2) wobei mit ε₀ die dielektrische Feldkonstante und mit ε_r die relative Dielektrizitätszahl der Barriere 34 bezeichnet ist.
Im Folgenden werden auch unter Bezugnahme auf 2 bis 7 die Funktionsweise der Sensoreinrichtung 1 gemäß 1 sowie besonders günstige Dimensionierungsvorschriften für einzelne Komponenten der Sensoreinrichtung 1 näher beschrieben.
Die eigentliche Erfassung des zu messenden Magnetfelds B_ex erfolgt mittels des Magnetfeld-Konverters 2. Die sich anschließende Bearbeitung des erfassten Messsignals ist rauscharm ausgeführt, so dass insgesamt eine sehr hohe Magnetfeldauflösung resultiert. Besonders günstig wirkt sich diesbezüglich der zum Auslesen des Magnetfeld-Konverters 2 vorgesehene und bei seiner Resonanzfrequenz f₁ betriebene Resonanzkreis 3 aus. Er weist eine hohe Güte Q auf, ist also verlustarm ausgeführt. Die Güte Q berechnet sich gemäß Q = (1/RT)√LT/CT, (3) wobei R_T der ohmsche Gesamtwiderstand, L_T die effektive Gesamtinduktivität und C_T die effektive Gesamtkapazität des Resonanzkreises 3 ist. Alle drei genannten Größen sind auch – aber nicht ausschließlich – durch den Magnetfeld-Konverter 2 bestimmt. Auch die Resonanzfrequenz f₁ lässt sich gemäß 2πf1 = 1/√(LTCT) (4) aus diesen Größen ermitteln.
Eine vom Magnetfeld-Konverter 2 erzeugte messgrößenabhängige Signalspannung U_S und auch eine Konverter-Rauschspannung U_n des Magnetfeld-Konverters 2 erscheinen um einen durch die Güte Q bestimmten Faktor verstärkt als Kapazitätsspannung U_C an der Resonatorkapazität 4 und damit am Verstärkereingang 10. Dabei wird die Konverter-Rauschspannung U_n so angehoben, dass sie mindestens so groß ist wie die Verstärker-Rauschquellspannung V_n,A. Im Idealfall erfolgt eine Rauschanpassung. Der äquivalente Verstärker-Rauschwiderstand R_n,A ist praktisch gleich dem am Verstärkereingang 10 aufgrund der Transformation mittels des Resonanzkreises 3 wirksamen Widerstand Q²R_T, wobei der ohmsche Gesamtwiderstand R_T des verlustarmen Resonanzkreises 3 hauptsächlich durch die ohmschen Verluste des Magnetfeld-Konverters 2, also durch den Realteil seines komplexen Konverter-Impedanzwerts Z_C, bestimmt ist.
Der Verstärker 9 verstärkt das vom Magnetfeld-Konverter 2 hervorgerufene Messsignal, also die Kapazitätsspannung U_C, dann ohne signifikante Beeinträchtigung der Magnetfeld-Auflösung. Das am Verstärkerausgang 14 resultierende Signal/Rausch-Verhältnis (S/N-Verhältnis) ist nicht oder nur vernachlässigbar schlechter als am Verstärkereingang 10.
Je nachdem, ob die optionale Modulation vorgesehen ist oder nicht, kann die Ausgangsspannung U(B_ex) nach einer Mischung mit der Resonanzfrequenz f₁ und einer Tiefpassfilterung am Ausgang 18 oder erst nach einer zusätzlichen Mischung mit der Modulationsfrequenz f₂ am Ausgang 21 abgegriffen werden.
Die mittels der Modulationseinheit 25 vorgenommene Modulation ermöglicht die optionale Unterdrückung eines auf den Magnetfeld-Konverter 2 zurückgehenden niederfrequenten Rauschanteils in der Ausgangsspannung U(B_ex). Mittels der Modulation wird ein zusätzlicher Magnetfeldanteil B_mod erzeugt, der dem zu messenden Magnetfeld B_ex überlagert ist und der die Feldempfindlichkeit des Magnetfeld-Konverters zwischen einer maximalen und einer minimalen, z.B. einer verschwindenden, Empfindlichkeit moduliert. Somit wird der Einfluss des zu messenden Magnetfelds B_ex in einem Zeitfenster gemessen, das sehr viel kleiner als die Zeitspanne ist, innerhalb derer sich die niederfrequenten Schwankungen (= Rauschen) des Magnetfeld-Konverters 2 bemerkbar machen. Die Erfassung des zu messenden Magnetfelds B_ex wird folglich nicht durch diese niederfrequenten Schwankungen beeinträchtigt.
Insbesondere bei einem als Tunnelmagnetowiderstand ausgebildeten Magnetfeld-Konverter 2 kann die beschriebene Modulation mit Vorteil eingesetzt werden. Ein Tunnelmagnetowiderstand, wie der Tunnelmagnetowiderstand 30 gemäß 2, weist nämlich einen vergleichsweise hohen niederfrequenten Rauschanteil auf, der elektrischer Natur ist und der außerdem mit der Vorspannung ansteigt.
Diese Spannungsabhängigkeit geht aus 3 hervor, in der eine vergleichende Gegenüberstellung der Rauschspektren eines 20 μm langen anisotropen Magnetowiderstands (AMR) und eines Tunnelmagnetowiderstands bei verschiedenen Vorspannungen wiedergegeben ist. Aufgetragen ist die Konverter-Rauschspannung U_n über der Frequenz f, wobei mit 37 das Rauschspektrum des anisotropen Magnetowiderstands, mit 38 das Rauschspektrum des Tunnelmagnetowiderstands ohne Vorspannung sowie mit 39 und 40 die Rauschspektren des Tunnelmagnetowiderstands bei einer Vorspannung von 0,1 Volt bzw. von 0,23 Volt bezeichnet ist. Mit zunehmender Vorspannung hat der Tunnelmagnetowiderstand einen deutlich größeren niederfrequenten Rauschanteil als der anisotrope Magnetowiderstand.
Außer von der Vorspannung hängt der als 1/f-Rauschen ausgebildete niederfrequente Rauschanteil eines Tunnelmagnetowiderstands auch von den Bauteilabmessungen ab. Er ist umgekehrt proportional zum aktiven Volumen bzw. Fläche des Tunnelübergangs. Vor allem sehr kleine Tunnelmagnetowiderstände haben also einen ungünstig hohen niederfrequenten Rauschanteil.
Im Folgenden wird eine Sensoreinrichtung 1 mit einem Signalkonverter 2 in Gestalt des Tunnelmagnetowiderstands 30 gemäß 2 und mit einer Modulation zur Unterdrückung des 1/f-Rauschens vorausgesetzt.
Eine charakteristische RC-Zeitkonstante τ des Tunnelübergangs begrenzt die maximale Frequenz f_max, die detektiert oder mit der der Tunnelmagnetowiderstand 30 betrieben werden kann. Die RC-Zeitkonstante τ und die maximale Frequenz f_max sind gegeben durch: τ = RCCC = ρε0εr (5a) fmax ≅ 1/τ (5b)
Wenn die Barriere 34 eine Dicke d_TMR von 2,5 nm hat und aus Aluminiumoxyd mit einem spezifischen widerstand ρ_TMR von 40 Ωm besteht, ergibt sich unter Annahme von ε₀ε_r ≈ 9·10^–12 aus Gleichung (5a) und (5b) τ = 360 ps (6a) fmax = 0,5 GHz (6b)
Folglich ist es sinnvoll, den Tunnelübergang mit Frequenzen von höchstens 0,1 GHz vorzuspannen. Das heißt, dass die Resonanzfrequenz f₁ nicht über diesem wert liegen sollte. Ebenso ist der Tunnelmagnetowiderstand 30 nicht in der Lage, Magnetfelder B_ex mit Frequenzen von über 0,1 GHz zu detektieren. Die maximale Frequenz f_max lässt sich aber mittels einer dünneren Barriere 34 weiter anheben.
Der Resonanzkreis 3 ist so ausgelegt, dass er eine ausreichend hohe Güte Q aufweist, um das Rauschen des Magnetfeld-Konverters 2 an das Rauschen des Verstärkers 9 anzupassen. Ein derzeit für rauscharme Vorverstärker erreichbarer Rauschpegel liegt im Bereich von 1 nV/√Hz. Dies ist mit dem thermischen Rauschen eines ohmschen Widerstands von 100 Ω vergleichbar. Um eine Rauschanpassung zu erreichen, sollte die bei Resonanz an der Resonanzkapazität 4 messbare transformierte Konverter-Rauschspannung U_n in etwa gleich der sein, die das weiße Rauschen eines 100 Ω-Widerstands hervorruft. Folglich ist die Bedingung: Q2RC > 100 Ω (7) zu erfüllen, wobei vorausgesetzt ist, dass die Verluste des Resonanzkreises 3 hauptsächlich durch den Konverter-Wider stand 35 bestimmt sind, dessen Konverter-Widerstandswert R_C sich gemäß Gleichung (1) berechnet. Die Konverter-Rauschspannung U_n und die Signalspannung U_S ergeben sich gemäß: US = U (ΔR/R)(Bex/Bmax) (8a) Un = √(4kbTRC) (8b) wobei mit k_b die Boltzmann-Konstante und mit T die Temperatur bezeichnet ist. Die Signalspannung U_S hängt im Gegensatz zur Konverter-Rauschspannung U_n in erster Näherung nicht von den Abmessungen des Magnetfeld-Konverters 2 ab. Das S/N-Verhältnis kann durch eine Vergrößerung der Querschnittsfläche A_TMR verbessert werden. Das in 3 gezeigte 1/f-Rauschen des Tunnelmagnetowiderstands 30 ist umgekehrt proportional zum aktiven Volumen bzw. zur Fläche des Tunnelübergangs. Eine Vergrößerung der Querschnittsfläche A_TMR kann somit das niederfrequente Rauschen auf einen nicht mehr störenden Pegel senken. Falls dies noch nicht ausreichend sein sollte, wird dieser Rauschanteil – wie nachfolgend anhand von 5 und 6 näher erläutert – zusätzlich mittels der Modulation unterdrückt.
In einem Frequenzbereich von bis zu 1 MHz kann eine hohe Güte Q von etwa 10 mit vertretbaren geometrischen Abmessungen erreicht werden. Aus Gleichung (7) folgt für den Konverter-Widerstandswert R_C die Bedingung: RC > 1 Ω (9)
Daraus ergibt sich bei Zugrundelegung der derzeitigen technologischen Möglichkeiten (d_TMR = 2,5 nm und ρ_TMR = 40 Ωm) folgende Bedingung für die Querschnittsfläche A_TMR: ATMR < 105 μm2 (10)
Ein verlustarmes Tunnel-Element hat also eine relativ große Querschnittsfläche A_TMR von etwa 1 mm auf 0,1 mm. Die Dimensionierung der Werte C_R und L_R für die Resonanzkapazität 4 bzw. der Resonanzinduktivität 5 lässt sich aus den Gleichungen (3) und (4) für die Güte Q bzw. die Resonanzfrequenz f₁ ableiten.
Eine untere Grenze der Resonanzfrequenz f₁ ist durch das Niederfrequenzrauschen des Verstärkers 9 bestimmt. Sie liegt bei etwa 1 kHz. Eine obere Grenze der Resonanzfrequenz f₁ ist durch die Modulationsfrequenz f₂ bestimmt, die stets kleiner als die Resonanzfrequenz f₁ sein sollte. Die Induktivität der Modulationsspule 27 beschränkt die Geschwindigkeit der Magnetfeld-Modulation. Die Modulationsspule 27 ist zur Erzeugung eines Modulationsmagnetfelds B_mod mit Magnetfeldstärken zwischen 1 μT und 1 mT ausgelegt. Die Modulationsfrequenz f₂ kann deshalb Werte bis zu 100 kHz annehmen, so dass eine mögliche obere Grenze der Resonanzfrequenz f₁ bei etwa 1 MHz liegt. Dies führt unter Berücksichtigung einer Güte Q = 10 zu folgenden Wertebereichen für die Gesamtinduktivität L_T und die Gesamtkapazität C_T: 10 μH < LT < 100 μH (11a) 2 nF < CT < 20 μF (11b)
Induktivitäten in der Größenordnung von 0,1 mH sind ziemlich voluminös (–0,1 cm³) und üblicherweise mittels eines hochpermeablen Ringkerns mit einer Windungsanzahl in der Größenordnung von 100 realisiert. Auch verlustarme Kapazitäten in der Größenordnung von 1 μF sind voluminös. Bei so dimensionierten reaktiven Elementen erfolgt üblicherweise keine Integration des Resonanzkreises 3 in planarer Technologie.
Bei den Dimensionierungsvorschriften zur Realisierung eines möglichst verlustarmen Resonanzkreises 3 mit einer möglichst hohen Güte Q ist auch der Innenwiderstand 8 der Quelle 6 zu berücksichtigen. Wenn die Güte Q hauptsächlich durch die Verluste des Magnetfeld-Konverters 2 bestimmt sein sollen, gilt für den Innenwiderstandswert R₀ des Innenwiderstands 8: R0 < ReZC (12)
Wenn der ohmsche Anteil (= Realteil) des Konverter-Impedanzwerts ReZ_C = R_C bei etwa 1 Ω liegt, kann die Bedingung gemäß Gleichung (12) nur mit großem Aufwand für die Quelle 6 erfüllt werden. Günstiger ist dann die in 4 gezeigte induktive Ankopplung der Quelle 6 an den Resonanzkreis 3 mittels eines Transformators 41 mit einem Primärinduktivitätswert L₁ und einem Sekundärinduktivitätswert L₂. Dadurch sinkt der Einfluss des Innenwiderstandswerts R₀ auf die Güte Q.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 5 und 6 die rauschreduzierende Wirkung der Modulation erläutert.
Zunächst wird der Magnetfeld-Konverter 2 ohne Modulation betrachtet, um Formelbeziehungen für das Nutzsignal und das Rauschen abzuleiten. Für die Kapazitätsspannung U_C gilt: UC = I(f1)/j2πf1CR = E(f1)/j2πf1ZRCR (13) wobei Z_R für einen Impedanzwert des Resonanzkreises 3 und I(f₁) für einen von der Quelle 6 in den Resonanzkreis 3 eingespeisten Speisestrom steht. Bei Resonanz reduziert sich Gleichung (13) zu: UC = QE(f1) (14)
Der Einfluss des zu messenden Magnetfelds B_ex wird durch die Güte Q berücksichtigt, die über den Realteil des Konverter-Impedanzwerts ReZ_C = R_C eine Feldabhängigkeit aufweist. Folglich kann für die Kapazitätsspannung U_C eine Kleinsignalbetrachtung angestellt werden: UC = UC (B = 0,f1) + (∂Q/∂B)E(f1)B (15)
Zunächst wird ein linearer Magnetfeld-Konverter 2 vorausgesetzt, so dass der Ausdruck ∂Q/∂B nicht feldabhängig ist und der zweite Summand von Gleichung (15) linear vom Magnetfeld B abhängt. Der erste Summand U_C(B = 0,f₁) ist die an der Resonanzkapazität 4 abfallende Spannung, ohne dass am Magnetfeld- Konverter 2 ein Magnetfeld B anliegt. Dieser erste Summand wird bei der Signalauswertung abgetrennt, um einen korrekten Messwert für das Magnetfeld B zu ermitteln.
Wie bereits erwähnt, existiert gerade bei einem auf Tunnelmechanismen basierenden Magnetfeld-Konverter 2 ein nicht zu vernachlässigendes niederfrequentes Rauschen, das elektrischer Natur ist und das gemäß Gleichung (16) durch Schwankungen des Konverter-Widerstandswerts R_C beschrieben werden kann: δUC = (∂Q/∂RC)E(f1)δRC (16)
δR_C steht für die Quadratwurzel der Rauschdichte und ist stark frequenzabhängig. Die gesamte Kapazitätsspannung U_C ergibt sich dann zu: UC = UC (B = 0,f1) + (∂Q/∂RC)(∂RC/∂B)E(f1)B + (∂Q/∂RC)E(f1)δRC (17)
Die Kapazitätsspannung U_C wird mittels des verlustarmen Verstärkers 9 um einen Verstärkungsfaktor A verstärkt und mittels des Modulators 16 phasenempfindlich mit der Resonanzfrequenz f₁ detektiert, so dass folgendes Ergebnis resultiert: <UCE(f1)*> = A[E(f1)·UC(B = 0,f1) + (∂Q/∂RC)(∂RC/∂B)E(f1)E(f1)·B + (∂Q/∂RC)E(f1)E(f1)·δRC] (18) wobei das Symbol * für den konjugiert komplexen Operator und das Symbol <...> für eine Mittelwertbildung über die Periodendauer 1/f₁ der Resonanzfrequenz f₁ steht. Der erste Summand von Gleichung (18) kann anhand eines Vergleichs von Ergebnissen mit und ohne Anliegen eines Magnetfelds B separiert werden. Gleichung (18) verdeutlicht aber auch, dass auf diese Weise der niederfrequente Rauschanteil des Magnetfeld-Konverters 2 nicht eliminiert werden kann.
Zur Abtrennung des niederfrequenten Anteils ist die Modulation vorgesehen, wobei außerdem ein nichtlinearer Magnetfeld-Konverter 2 verwendet wird.
Zunächst wird aber nochmals ein linearer Magnetfeldkonverter 2 betrachtet. Für ihn gelten die in 5 gezeigten Verläufe der Kapazitätsspannung U_C(B). Im linken Diagramm ist die Kapazitätsspannung U_C(B) über dem Magnetfeld B, im rechten Diagramm über der Zeit t aufgetragen. Im rechten Diagramm ist ein erster Verlauf (durchgezogene Linie) für den Fall, dass nur das Modulationsmagnetfeld B_mod anliegt, und ein zweiter Verlauf (strichlierte Linie) für den Fall, dass eine Überlagerung aus dem Modulationsmagnetfeld B_mod und dem zu messenden Magnetfeld B_ex anliegt, dargestellt. Mit eingetragen ist die Periodendauer 1/f₂ der Modulationsfrequenz f₂.
Die Kapazitätsspannung U_C ergibt sich dann unter Berücksichtigung der Modulation zu: UC = UC(B = 0,f1) + (∂Q/∂RC)(∂RC/∂B)E(f1){Bmod(f2) + Bex} + (∂Q/∂RC)E(f1)δRC (19)
Nach der Gleichrichtung mit der Resonanzfrequenz f₁ resultiert daraus: <UCE(f1)*> = A[E(f1)·UC(B = 0,f1) + (∂Q/∂RC)(∂RC/∂B)E(f1)E(f1)·Bmod(f2) + (∂Q/∂RC)(∂RC/∂B)E(f1)E(f1)·Bex + (∂Q/∂RC)E(f1)E(f1)·δRC] (20)
Dieses Ergebnis enthält im Vergleich zu Gleichung (18) einen zusätzlichen Term bei der Modulationsfrequenz f₂, der jedoch keine Information über das unbekannte zu messende Magnetfeld B_ex umfasst. Eine Abtrennung des niederfrequenten Rauschanteils des Magnetfeld-Konverters 2 ist noch immer unmöglich.
Deshalb wird anstelle des linearen ein nichtlinearer Magnetfeld-Konverter 2 verwendet. Beispiele hierfür sind ein anisotroper Magnetowiderstand (AMR) ohne so genannte Barber-Pole und ein GMR-Sensor oder ein Tunnelmagnetowiderstand (TMR), bei denen die leichten Achsen der Magnetisierung (easy axis) in den maßgeblichen Magnetschichten nicht senkrecht zueinander, sondern parallel orientiert sind.
Analog zu 5 sind in 6 die Verläufe der Kapazitätsspannung U_C(B) bei Verwendung eines solchen nichtlinearen Magnetfeld-Konverters 2 gezeigt. Das nichtlineare Verhalten ist insbesondere aus der im linken Diagramm wiedergegebenen Kennlinie ersichtlich. Gemäß den Verläufen im rechten Diagramm führt eine symmetrische Modulation mit der Modulationsfrequenz f₂ in der Kapazitätsspannung U_C(B) zu einem Anteil bei der doppelten Modulationsfrequenz 2f₂. Liegt neben dem Modulationsmagnetfeld B_mod zusätzlich ein zu messendes Magnetfeld B_ex an, führt dies dagegen auch zu einem Anteil bei der einfachen Modulationsfrequenz f₂. Die Kapazitätsspannung U_C ergibt sich dann zu: UC = UC(B = 0,f1) + (∂Q/∂RC)(∂RC/∂B)E(f1)[Bmod(f2)/|Bmod|]Bex + (∂2Q/∂B2)E(f1)B2 mod + (∂Q/∂RC)E(f1)δRC (21)
Nach der Gleichrichtung mit der Resonanzfrequenz f₁ resultiert daraus: <UCE(f1)*> = A[E(f1)·UC(B = 0,f1) + (∂Q/∂RC)(∂RC/∂B)E(f1)E(f1)·[Bmod(f2)/|Bmod|]Bex + (∂2Q/∂B2)E(f1)E(f1)·B2 mod + (∂Q/∂RC)E(f1)E(f1)·δRC] (22)
Der erste und der vierte Summand von Gleichung (22) sind niederfrequent. Der zweite Summand enthält eine Information über das unbekannte zu messende Magnetfeld B_ex und liegt bei der einfachen Modulationsfrequenz f₂. Der dritte Summand enthält eine Information über das Modulationsmagnetfeld B_mod und liegt bei der doppelten Modulationsfrequenz 2f₂.
Eine zweite Gleichrichtung mit der Modulationsfrequenz f₂ liefert ein niederfrequentes Signal, das gemäß Gleichung (23) nur vom zu messenden Magnetfeld B_ex und nicht mehr vom niederfrequenten Rauschanteil des Magnetfeld-Konverters 2 abhängt. <UCE(f1)·Umod*> = A(∂Q/∂RC)(∂RC/∂B)E(f1)E(f1)· Bmod(f2)Umod·/|Bmod|]Bex (23)
Dieses Signal ist als Ausgangsspannung U(B_ex) am Ausgang 21 der Sensoreinrichtung 1 abgreifbar. Es ist ein Messwert des zu messenden Magnetfelds B_ex und vor allem unabhängig vom Niederfrequenzrauschen des Magnetfeld-Konverters 2. Letzterer ist allerdings nichtlinear ausgebildet, um dieses Ziel zu erreichen.
Die Linearität kann aber durch den optionalen Rückkopplungszweig 23 wieder hergestellt werden. Die Rückkopplung bewirkt eine Fixierung des Arbeitspunkts des nichtlinearen Magnetfeld-Konverters 2, so dass er in eine lineare Betriebsweise gezwungen wird. Diese Stabilisierung ist auch im Hinblick auf etwaige starke homogene Störmagnetfelder vorteilhaft. Auch dann wird der Arbeitspunkt dank der Rückkopplung stabil beibehalten.
In 7 ist ein Ausführungsbeispiel eines als nichtlinearer Tunnelmagnetowiderstand 42 ausgeführten Magnetfeld-Konverters 2 mit magnetischer Antenne 28 und Modulationsspule 27 gezeigt. Wie der Tunnelmagnetowiderstand 30 enthält auch der Tunnelmagnetowiderstand 42 zwei Elektroden 31 und 32 sowie eine dazwischen angeordnete Barriere 34. Der Tunnelmagnetowiderstand 42 wird in Längsrichtung vom Speisestrom I(f₁) durchflossen. Das nichtlineare Verhalten kommt durch die Magnetisierungen M₁ und M₂ in Richtung der leichten Achsen zum Ausdruck. Die Magnetisierungen M₁ und M₂ sind im feldfreien Fall parallel oder antiparallel zueinander orientiert. Im in 7 gezeigten Zustand liegt ein zu messendes Magnetfeld B_ex an, so dass die Magnetisierung M₂ gegenüber ihrer ursprünglichen Orientierung verdreht ist.
Die zweigeteilte Antenne 28 hat in ihren beiden magnetischen Teilästen eine Magnetisierung M_A, die senkrecht zu den ursprünglichen Orientierungen der Magnetisierungen M₁ und M₂ gerichtet ist. Die Antenne 28 bewirkt im Antennenspalt 29 eine Flusskonzentration und führt damit zu einer höheren Empfindlichkeit und Feldauflösung. Diese Verbesserung wird durch einen Quotienten einer Antennenastlänge b_A und einer Spaltbreite w_G bestimmt. Wie vorstehend ausgeführt, ist es zur Rauschunterdrückung und damit zur Erhöhung der Empfindlichkeit günstig, vergleichsweise große Abmessungen für den Tunnelmagnetowiderstand 42 zu wählen. Die Spaltbreite 29 muss groß genug zur Aufnahme des Tunnelmagnetowiderstands 42 sein. Theoretisch ist mit einer Spaltbreite w_G von etwa 0,1 mm und mit einer Antennenastlänge b_A von etwa 5 mm ein Antennengewinn von etwa 50 zu erreichen. Praktisch ist ein Antennengewinn von etwa 10 leicht zu realisieren, wenn das Material der Antenne 28 eine hohe effektive Permeabilität μ_eff von beispielsweise mehr als 100 aufweist.
In 7 ist auch die vom Modulationsstrom I(f₂) durchflossene Modulationsspule 27 gezeigt, die um einen der beiden Teiläste der Antenne 28 herumgeführt ist. Der Modulationsstrom I(f₂) ist so angepasst, dass ein ausreichendes Modulationsmagnetfeld B_mod bei der Modulationsfrequenz f₂ erzeugt wird. Die Flussdichte an den dem Antennenspalt 29 zugewandten Endflächen der Teiläste der Antenne 28 ist in etwa durch die folgende Beziehung bestimmt: Bmod = μeffμ0NI(f2)/2bA (24)
Mit einer effektiven Permeabilität μ_eff von 100 und einer Windungszahl N der Modulationsspule 27 von 10 lässt sich aus Gleichung (24) für eine geforderte Flussdichte des Modulati onsmagnetfelds B_mod von 10 mT ein Modulationsstrom I(f2) von 10 mA ableiten. Um die geforderte Mindestflussdichte des Modulationsmagnetfelds B_mod auch an jeder Stelle innerhalb des Antennenspalts 29 zu gewährleisten, wird ein Modulationsstrom I(f2) von mehr als 10 mA eingespeist. Jedenfalls liegt der Modulationsstrom I(f2) aber noch in einem Bereich, der in eine dünne oder dicke Folienspule eingespeist werden kann.
In Fällen, in denen große Magnetfelder B_ex zu erfassen sind und außerdem die Forderung nach Linearität besteht, kommt der Rückkopplungszweig 23 zum Einsatz. Dann ist es günstig, die Modulationsspule 27 zugleich auch als Rückkopplungsspule zu verwenden. Dies ist bei relativ langsam veränderlichen Magnetfeldern B_ex, deren Frequenzanteile deutlich unter der Resonanzfrequenz f₁ und der Modulationsfrequenz f₂ liegen, ohne Probleme möglich. Bei Einsatz eines ausreichend leistungsstarken invertierenden Trennverstärkers 22 ist die rückkoppelbare Feldamplitude in etwa in der gleichen Größenordnung wie die des Modulationsmagnetfelds B_mod Die Vorzeichenumkehr des invertierenden Trennverstärkers 22 stellt außerdem eine negative Rückkopplung sicher.
Mittels der derzeitigen Technologie können nichtlineare Tunnelmagnetowiderstände mit einer messgrößenbedingten relativen Widerstandsänderung von etwa 40% hergestellt werden. Bei einer Linearisierung sinkt dieser Wert etwa um den Faktor zwei und die obere Grenze der Empfindlichkeit für große Magnetfelder ist dann ohne Antenne 28 gegeben durch: ΔUmax/Bmax = 0,5Umax(ΔRmax/R) ≅ 600 V/T (25) und mit Antenne 28 (Antennengewinn von etwa 10) durch: ΔUmax/Bmax = 6000 V/T (26) wobei jeweils eine Güte Q von 10 vorausgesetzt ist. Es wird weiterhin angenommen, dass das Rauschen maßgeblich durch das Nyquist-Rauschen des Magnetfeld-Konverters 2 bestimmt ist und sich entsprechend den Gleichungen (7) und (8b) gemäß: √δUn 2 = Q√4kbTRC ≅ 1 nV/√Hz (27) errechnet, wobei außerdem ein Konverter-Widerstandswert R_C von etwa 1 Ω vorausgesetzt ist. Dementsprechend ergibt sich die minimale Feldauflösung zumindest bei höheren Frequenzen zu: Bmin = 1,6 pT/√Hz (ohne Antenne 28) (28a) Bmin = 160 fT/√Hz (mit Antenne 28) (28b)
Diese Berechnungen sind unter Zugrundelegung der derzeit verfügbaren experimentellen Daten für relative Widerstandsänderungen durchgeführt. Der Antennengewinn ist sogar eher konservativ angenommen. Er lässt sich zweifelsohne praktisch realisieren. Die Sensoreinrichtung 1 erreicht also mit einem Platinenplatzbedarf (Foot print) von 1 mm auf 20 mm eine Feldauflösung im Sub-Pikotesla-Bereich, wobei sich sämtliche Komponenten auf Raumtemperatur befinden. Diese Resultate gelten unter der Voraussetzung, dass das 1/f-Rauschen des Tunnelmagnetowiderstands 42 mittels der Modulation unterdrückt wird, und dass der Tunnelmagnetowiderstand 42 kein niederfrequentes magnetisches Rauschen aufweist. Die zuletzt genannte Voraussetzung ist je nach Qualität der verwendeten magnetischen Schichten (Einfach- oder Mehrfach-Domänen-Verhalten) und je nach Amplitude eines ggf. vorhandenen Störmagnetfelds erfüllt. Dies gilt für alle Arten von Magnetowiderständen (XMR) gleichermaßen.
Im Folgenden wird anhand von 8 und 9 eine andere Ausführungsform des Magnetfeld-Konverters 2 erläutert. Es handelt sich jeweils um einen GMI(giant magnetoinductive)-Sensor 43 bzw. 44. Gemäß dem in 8 gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein relativ dicker elektrischer Leiter 45 beidseitig mit weichmagnetischen Magnetschichten 46 und 47 bedeckt. Der Leiter 45 besteht im Ausführungsbeispiel aus Kupfer. Die Magnet schichten 46 und 47 haben eine Magnetisierung M₃ bzw. M₄. Die leichten Achsen der Magnetschichten 46 und 47 sind in quer zur Längsrichtung des GMI-Sensors 43 orientiert. Ein zu messendes Magnetfeld B_ex in Längsrichtung des GMI-Sensors 43 verursacht eine Drehung der Magnetisierungen M₃ und M₄, so dass sich eine effektive Permeabilität μ_m für Magnetfelder in Querrichtung erheblich verändert. Derartige Magnetfelder in Querrichtung werden beispielsweise durch einen in den elektrischen Leiter 45 eingespeisten Vorspannungsstrom I_bias, der dem Speisestrom I(f₁) gemäß 1 entspricht, hervorgerufen. Die Änderung der effektiven Permeabilität μ_m bewirkt eine Änderung des induktiven Anteils des komplexen Konverter-Impedanzwerts Z_C. Diese letztendlich ausgewertete Induktivitätsänderung wird auch als riesig (giant) bezeichnet. Der komplexe Konverter-Impedanzwert Z_C des GMI-Sensors 43 ergibt sich gemäß: ZC = (b/2w)[ρC/δC + jω√(8ρmμ0μm/ω)] (29) wobei b für eine Länge, w für ein Breite, ρ_C für einen spezifischen Widerstand des Leiters 45, δ_C für eine Skintiefe (= Eindringtiefe) des Leiters 45 bei einer Winkelfrequenz ω, ρ_m für einen spezifischen Widerstand der Magnetschichten 46 und 47, μ_m für die relative Permeabilität in Querrichtung der Magnetschichten 46 und 47 sowie μ₀ für die magnetische Feldkonstante steht.
Die Gleichung (29) gilt für Schichtdicken d_C des elektrischen Leiters 45 und dm der Magnetschichten 46 und 47, die größer als die zweifache Eindringtiefe sind. Gemäß Gleichung (29) kann der GMI-Sensor 43 im Sinne eines elektrischen Ersatzschaltbilds als eine Reihenschaltung eines ohmschen Widerstands und einer parametrischen Induktivität verstanden werden. Der Widerstand begrenzt die Güte Q des Resonanzkreises 3. Die Induktivität ist dagegen das eigentliche messgrößensensitive Element, das ein zu messendes Magnetfeld B_ex in eine detektierbare Permeabilitätsänderung umsetzt.
Um eine hohe Güte und eine hohe Feldempfindlichkeit zu erreichen, wird der Resonanzkreis 3 entsprechend ausgelegt. Die Auslegung unterscheidet sich von der vorstehend für die Tunnelmagnetowiderstände 30 und 42 beschriebenen, da sich das intrinsische S/N-Verhältnis des GMI-Sensors 43 mit steigender Länge b verbessert, wenn man wieder thermisches Widerstandsrauschen als Hauptrauschquelle annimmt. Das beste S/N-Verhältnis erhält man also nicht bei dem niedrigsten Widerstandswert. Aufgrund der Nichtlinearität des GMI-Sensors 43 kann es vorkommen, dass hochfrequentes Rauschen durch einen nichtlinearen Effekt zu niederfrequentem Rauschen wird und im S/N-Verhältnis zu berücksichtigen ist. Auch dieser nichtlineare Effekt spielt somit für die gesuchten Auslegungskriterien hinsichtlich eines optimalen S/N-Verhältnisses eine Rolle.
Ein guter Kompromiss besteht darin, die Güte Q in erster Linie anhand der Resonanzkapazität 4 und der Resonanzinduktivität 5 zu optimieren, wobei eine größere Länge b und damit ein höherer ohmscher Konverter-Widerstandswert R_C toleriert werden, um ein möglichst hohes intrinsisches S/N-Verhältnis zu erlangen. Bei einer so bestimmten Auslegung liegt der Konverter-Widerstandswert R_C bei 10 Ω und das Verhältnis von Resonanzinduktivitätswert L_R zu Resonanzkapazitätswert C_R in der Größenordnung von 10⁴, so dass sich gemäß Gleichung (3) wieder eine Güte Q von etwa 10 ergibt. Gemäß Gleichung (4) bestimmen die Resonanzinduktivitätswert L_R und die Resonanzkapazitätswert CR auch wesentlich die Resonanzfrequenz f₁.
Eine untere Grenze der Resonanzfrequenz f₁ ergibt sich aufgrund des GMI-Effekts, der für die Schichtdicke d_C des elektrischen Leiters 45 und für die Schichtdicken d_m der Magnetschichten 46 und 47 jeweils eine Abmessung mit mindestens zweifacher Eindringtiefe voraussetzt: dC > 2√(ρC/πfμ0) (30a) dm > 2√(ρm/πfμ0μm) (30b)
Die Bedingung für den elektrischen Leiter 45 gemäß Gleichung (30a) beeinflusst nur den messfeldunabhängigen Realteil von Gleichung (29). Die Magnetfeldempfindlichkeit ist also nicht beeinträchtigt, wenn Gleichung (30a) nicht erfüllt ist. Allerdings steigen dann die Verluste aufgrund des beschränkten Querschnitts zur Stromführung. Wie der nachfolgenden Tabelle 1 zu entnehmen ist, erfordert die Bedingung gemäß Gleichung (30a) entweder eine höhere Schichtdicke d_C oder eine höhere Resonanzfrequenz f₁, wobei eine höhere Resonanzfrequenz f₁ bevorzugt ist.
Die Bedingung für die Magnetschichten 46 und 47 gemäß Gleichung (30b) kann durch eine Verbesserung der relativen Permeabilität μ_m, durch eine Verwendung breiterer Streifen und/oder durch eine magnetische Kopplung zwischen den zwei Magnetschichten 46 und 47 abgeschwächt werden. Jedenfalls sind aber Schichtdicke dm von mehr als 1 μm vorzusehen, auch wenn die Resonanzfrequenz f1 auf bis zu 100 MHz angehoben wird.
In der folgenden Tabelle 1 sind anhand von Gleichung (30a) und (30b) ermittelte Schichtdicken d_C bzw. d_m für verschiedene Resonanzfrequenzen f₁ und Eindringtiefen δ_C bzw. δ_m aufgelistet:
Bei einer bevorzugten Auslegung des GMI-Sensors 43 wird eine 50 bis 200 μm dicke Kupferfolie als elektrischer Leiter 45 verwendet, die beidseitig jeweils mit einer in etwa gleich dicken hochpermeablen Magnetfolie, beispielsweise mit einer Vitrovac-Folie, beschichtet wird. Diese Sandwich-Struktur wird beispielsweise mittels einer Klebeverbindung auf einem Substrat befestigt und mittels lithographischer Prozessschritte strukturiert, um den GMI-Sensor 43 mit der gewünschten Länge b und Breite w herzustellen.
In der folgenden Tabelle 2 ist der ohmsche Konverter-Widerstandswert R_C eines so ausgelegten GMI-Sensors 43 für verschiedene geometrische Abmessungen der elektrischen Leiters 45 aufgelistet:
Der GMI-Sensor 43 kann also mit einer Länge b von 1 cm und auch von 10 cm verlustarm ausgelegt werden.
Unter Berücksichtigung der in den Tabellen 1 und 2 aufgelisteten Resultate wird für die Resonanzfrequenz f₁, die sich gemäß Gleichung (4) errechnet, ein Wert von etwa 1 MHz gewählt. Daneben soll der Resonanzkreis 3 eine Güte Q von etwa 10 aufweisen: Q = 10 = (1/R)√(L/C) ≅ 0,1(1/Ω)√(L/C) (31)
Damit und mit Gleichung (4) ergeben sich die Gesamtinduktivität L_T und die Gesamtkapazität C_T des Resonanzkreises 3 zu: LT = 16 μH (32a) CT = 1,6 nF (32b)
Wenn ein lineares Verhalten auch ohne Rückkopplung erreicht werden soll, sollte die Gesamtinduktivität L_T des Resonanzkreises 3 nicht durch die Induktivität des GMI-Sensors 43 bestimmt werden. Ansonsten würde die messgrößenbedingte Änderung der Induktivität des GMI-Sensors 43 auch die Resonanzfrequenz f₁ beeinflussen und somit eine unerwünschte Nichtli nearität hervorrufen. Allerdings führt eine Reduzierung der Induktivität des GMI-Sensors 43 auf Werte von kleiner als 1 μH auch zu einer kleineren Magnetfeldempfindlichkeit, da dann die Länge b des GMI-Sensors 43 sinkt.
Mit einer Resonanzfrequenz f₁ von 1 MHz, einer Breite w von 100 μm, einer effektiven Permeabilität μ_m von 100 ergibt sich aus Gleichung (29) und den Tabellen 1 und 2 für eine Länge b von 1 cm eine Induktivität des GMI-Sensors 43 von 0,3 μH und für eine Länge b von 10 cm eine Induktivität von 3 μH. Auf diese Weise ist auch ohne Rückkopplung eine Linearität von etwa 1% möglich.
Die Anbindung der Quelle 6 an den Resonanzkreis 3 ist bei einem als GMI-Sensor 43 ausgeführten Magnetfeld-Konverter 2 aufgrund des höheren Konverter-Widerstandswerts R_C einfacher als bei einer Ausführung als Tunnelmagnetowiderstand 30 oder 42. Auch eine Quelle 6 mit einem etwas höheren Innenwiderstandswert R₀ kann verwendet werden, ohne dass es zu einer unerwünschten Beeinträchtigung der Güte Q des Resonanzkreises 3 kommt.
Grundsätzlich sind bei dem GMI-Sensor 43 etwas höhere Resonanzfrequenzen f₁ möglich als bei einem Magnetfeld-Konverter 2 in Gestalt eines Magnetowiderstands. Dementsprechend kann auch die im Zusammenhang mit der Reduzierung des niederfrequenten Rauschens eingesetzte Modulationsfrequenz f₂ höhere Werte annehmen. Allerdings begrenzt die endliche Spin-Relaxationszeit die maximale Änderungsrate für die Magnetisierungen M₃ und M₄, wodurch auch eine obere Grenze für die Modulationsfrequenz f₂ gegeben ist: fmax = 1010BS/μm (33) wobei B_S für eine magnetische Sättigungsflussdichte des für die Magnetschichten 46 und 47 verwendeten Materials steht und in Tesla (T) angegeben ist. Im Ausführungsbeispiel mit einer effektiven Permeabilität μ_m von 100 und mit einer magneti schen Sättigungsflussdichte B_S von 1 T ist die maximale Frequenz f_max wegen der Spin-Relaxationszeit auf Werte um die 100 MHz beschränkt. Folglich kann eine Modulation bei 20 bis 30 MHz durchgeführt werden, sofern die Zeitkonstante der Modulationsspule 27 eine so hohe Frequenz zulässt.
Auch ein GMI-Sensor kann in Verbindung mit einer Antenne eingesetzt werden. So ist der in 9 gezeigte mäanderförmige GMI-Sensor 44 in einem Antennenspalt 48 einer zweigeteilten magnetischen Antenne 49 angeordnet. Gemäß 8 ist die für das zu messende Magnetfeld B_ex sensitive Richtung bei einem GMI-Sensor längs der Struktur orientiert. Dementsprechend ist er so im Antennenspalt 48 zu platzieren, dass seine empfindliche Längsachse nicht quer, sondern parallel zur Richtung der Spaltbreite w_G verläuft.
Die Kopplung der beiden Äste der Antenne 49 hängt dann aber auch von der effektiven Permeabilität μ_m der Magnetschichten 46 und 47 ab. Eine große Länge b des GMI-Sensors 43 oder 44 in Verbindung mit dem vergleichsweise kleinen wert der effektiven Permeabilität μ_m von 100 bewirken eine schlechte Kopplung und damit auch einen schlechten Antennengewinn. Die Mäanderform des GMI-Sensors 44 schafft diesbezüglich Abhilfe. Trotz kleiner Spaltbreite w_G ermöglicht die Mäanderform eine große Länge b, wobei nur die in Richtung der Spaltbreite w_G verlaufenden Segmente 50 des GMI-Sensors 44 feldempfindlich sind.
Zur Linearisierung und zur Verbesserung des Erfassungsbereichs kann eine Rückkopplung vergleichbar der beim Tunnelmagnetowiderstand 42 gemäß 7 vorgesehen werden, indem eine Rückkopplungsspule, die wiederum gleich der Modulationsspule 27 sein kann, um einen der beiden Äste der Antenne 49 geführt wird. Der Verstärkungsfaktor A des invertierenden Trennverstärkers 22 wird an den Antennengewinn der Antenne 49 angepasst.
Die vom zu messenden Magnetfeld B_ex abhängige Ausgangsspannung U(B) einer Sensoreinrichtung 1, die einen Magnetfeld-Konverter 2 in Form des GMI-Sensors 43 oder 44 aufweist, ergibt sich zu: U(B) = 0,5QImU(0)[(1/μm)∂μm/∂B]Bex 0,5(b/2w)Ibiasj√(ρmμ0μmω)(Δμmax/μm)(Bex/Bmax) (34) wobei ImU(0) für den Imaginärteil von U(0) steht.
Mit den vorstehend genannten Parameterwerten b = 1 cm, w = 100 μm, ρ_m = 30·10^–8 Ωm, μ_m = 100, ω = 6·10⁶ und typischen Werten von B_max = 1 mT und Δμ/μ = 0,25 folgt für die Ausgangsspannung U(B): |U(B)| = 5QBexIbias ≅ 50·BexIbias (35)
Die Magnetfeldempfindlichkeit hängt also linear vom Vorspannungsstrom Ibias I_bias Speisestrom I(f₁) gemäß 1) ab und nimmt bei einem Vorspannungsstrom Ibias = 1 A einen Wert von 50 V/T an. Der Kupferquerschnitt des elektrischen Leiters 45 beträgt mit den vorstehend genannten Parametern 100 μm auf 50 μm. Er würde grundsätzlich einen Strom von 50 A mit einer Stromdichte von 10⁶ A/cm² erlauben, wobei die Quelle 6 allerdings eine sehr große Pumpleistung von etwa 1 kW bereitstellen müsste. Eine obere Grenze der Empfindlichkeit für große Magnetfelder in der Größenordnung von 1000 V/T ist für den GMI-Sensor 43 oder 44 zwar machbar, aber nur mit großem Realisierungsaufwand für die Quelle 6 zu erreichen.
Legt man eine Begrenzung durch thermisches Rauschen und einen Konverter-Widerstandswert R_C von 10 Ω zugrunde, resultiert für den GMI-Sensor 43 oder 44 eine minimale Feldauflösung gemäß Bmin = 4·10–10/5Ibias (36)
Mit einem für 1 W ausgelegten GMI-Sensor 43 oder 44, der von der Quelle 6 mit einem Speisestrom I(f₁) in Höhe von 1 A gespeist wird, kann eine Feldauflösung von 80 pT/√Hz erwartet werden. Mit einem Speisestrom I(f₁) in Höhe von 50 A würde eine Feldauflösung von 2 pT/√Hz resultieren. Diese Werte lassen sich durch den Einsatz der Antenne 49 weiter verbessern.
Zur Unterdrückung des Einflusses von homogenen Störmagnetfeldern lässt sich die Sensoreinrichtung 1 gemäß 1 abändern, indem mindestens ein weiterer Magnetfeld-Konverter verwendet und außerdem an einem anderen Ort als der Magnetfeld-Konverter 2 angeordnet wird. Vorzugsweise sind die Magnetfeld-Konverter im Wesentlichen baugleich. Die Differenz der Ausgangsspannungen beider Magnetfeld-Konverter ist dann ein Maß für ein zu messendes Magnetfeld B_ex, das im Gegensatz zu den homogenen Störmagnetfeldern einen lokalen Magnetfeldgradienten aufweist. Auf diese Weise kann der Einfluss von homogenen Störmagnetfeldern mittels einer nachgeschalteten elektronischen Auswertung eliminiert werden.
In 10 ist ein weiteres auch zur Unterdrückung von homogenen Störmagnetfeldern ausgelegtes Ausführungsbeispiel einer magnetfeldsensitiven Sensoreinrichtung 51 als Blockschaltbild gezeigt. Sie enthält insgesamt vier baugleiche Magnetfeld-Konverter 52 bis 55, die im Ausführungsbeispiel als Magnetowiderstände (XMR) ausgeführt sind und zu einer Konverterbrücke 56 mit einem Mittenabgriff 57 zusammengeschaltet sind. Beispielhaft ist der Magnetfeld-Konverter 55 zusätzlich mit einer magnetischen Antenne 58 versehen. Der Mittenabgriff 57 ist an einen Resonanzkreis 59 mit einer Resonanzkapazität 60 und einer durch einen induktiven Transformator gebildeten Resonanzinduktivität 61 angeschlossen. Die Resonanzkapazität 60 hat den Resonanzkapazitätswert C_R, wohingegen der Transformator primärseitig den Resonanzinduktivitätswert L_R und sekundärseitig einen Sekundärinduktivitätswert L_S aufweist.
Die Konverterbrücke 56 wird durch die Quelle 6 gespeist, wobei der Resonanzkreis 59 von einer am Mittenabgriff 57 anste henden Brückenausgangsspannung angeregt wird. Diese Brückenausgangsspannung kann je nach Auslegung der Konverterbrücke 56 entweder proportional zum zu messenden Magnetfeld B_ex oder zu dessen Gradienten sein. Ohne anstehendes Magnetfeld B_ex hat die Brückenausgangsspannung den Wert Null.
Zur Auswertung kann entweder die an der Resonanzkapazität 60 anstehende Kapazitätsspannung U_C oder eine an der Resonanzinduktivität 61 anstehende Induktivitätsspannung U_L einem Verstärker 62 bzw. 63 zugeführt werden. Der Transformator der Resonanzinduktivität 61 bewirkt eine galvanische Entkopplung des Verstärkers 63 und der nachfolgenden nicht näher dargestellten Auswerteschaltung.
Unter der Voraussetzung, dass die Konverterbrücke 56 zur Erfassung eines Magnetfeldgradienten ausgelegt ist, ergeben sich die Kapazitätsspannung U_C und die Induktivitätsspannung U_L zu UC = Q(∂U/∂B)Δx(∂B/∂x) (37) UL = –Q(∂U/∂B)Δx(∂B/∂x)√(LS/LR) (38) wobei mit Δx eine Basislinie der als Gradiometer ausgebildeten Sensoreinrichtung 51 bezeichnet ist. Die Güte Q errechnet sich genau wie bei der Sensoreinrichtung 1 gemäß 1: Q = (1/ReZC)√(LR/CR) (39)
Das Rauschen √u_c ² der Konverterbrücke 56, das wiederum hauptsächlich durch den Realteil des komplexen Konverter-Impedanzwerts Z_C bestimmt wird, erscheint auch bei diesem Ausführungsbeispiel als Q√u_c2 am Ausgang. Insofern gleichen sich die Sensoreinrichtungen 1 und 51. Ein Hauptunterschied besteht in der mit der Sensoreinrichtung 51 zusätzlich erzielbaren Unterdrückung von homogenen Störmagnetfeldern.
Berücksichtigt man fertigungsbedingte Parameterschwankungen bei den Magnetfeld-Konvertern 2 und 52 bis 55 so folgt für die Kapazitätsspannung U_C der Sensoreinrichtung 1 gemäß 1: UC = [QE(f1)/ReZC](∂ReZC/∂B)B (40) und für die Kapazitätsspannung U_C der Sensoreinrichtung 51 gemäß 10: UC = [QE(f1)/ReZC][δReZC + (∂δReZC/∂B)B + (∂ReZC/∂B)(∂B/∂x)Δx] (41)
Die Fertigungstoleranz von Magnetowiderständen lässt sich mit δReZ_C/ReZ_C bezeichnen. Sie ist bei der planaren Technologie typischerweise besser als 0,01. Dies ist genau der Faktor, der bei der Sensoreinrichtung 51 für die Unterdrückung von homogenen Störmagnetfeldern erreicht wird. Er kann aber beispielsweise mittels eines Trimmverfahrens oder mittels einer elektronischen Kompensation noch weiter verbessert werden. Mit der Sensoreinrichtung 51 lässt sich unabhängig vom Typ der Magnetfeld-Konverter 52 bis 55 eine Unterdrückung von homogenen Störmagnetfeldern erreichen. Die Reduktion des 1/f-Rauschens erfolgt bei der Sensoreinrichtung 51 genau wie bei der Sensoreinrichtung 1.

Claims

Magnetfeldsensitive Sensoreinrichtung mit einem für ein zu messendes Magnetfeld (B_ex) empfindlichen Magnetfeld-Konverter (2; 30; 42; 43; 44; 52–55), mit einer den Magnetfeld-Konverter (2; 30; 42; 43; 44; 52–55) speisenden Quelle (6) und mit einem Verstärker (9; 62, 63), der einen Verstärkereingang (10) und eine Verstärker-Rauschquellspannung (V_n,A) hat, wobei a) der Magnetfeld-Konverter (2; 30; 42; 43; 44; 52–55) Teil eines Resonanzkreises (3; 59) ist, der außerdem zwei reaktive Elemente in Form einer Resonanzkapazität (4; 60) und einer Resonanzinduktivität (5; 61) enthält sowie eine hohe Güte (Q) und eine Resonanzfrequenz (f₁) aufweist, b) die Quelle (6) an den Resonanzkreis (3; 59) angeschlossen ist und ein Quellsignal (E(f₁)) mit der Resonanzfrequenz (f₁) einspeist, c) der Magnetfeld-Konverter (2; 30; 42; 43; 44; 52 – 55) eine Konverter-Rauschspannung (U_n) aufweist, und der Resonanzkreis (3; 59) die Konverter-Rauschspannung (U_n) zum Verstärkereingang (10) überträgt, wobei die am Verstärkereingang (10) erscheinende und mittels des Resonanzkreises (3; 59) transformierte Konverter-Rauschspannung mindestens so groß ist wie die Verstärker-Rauschquellspannung (V_n,A), d) so dass insgesamt eine minimale Feldauflösung resultiert, die insbesondere auch bei Anordnung aller Komponenten der Sensoreinrichtung auf Raumtemperatur vorzugsweise höchstens im einstelligen pT/√Hz-Bereich liegt.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Güte (Q) des Resonanzkreises (3; 59) einen Wert von größer als eins, insbesondere von mindestens zehn, aufweist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Magnetfeld-Konverter (2; 30; 42; 43; 44; 52–55) niederohmig ausgebildet ist und einen ohmschen Anteil mit einem Widerstandswert (R_C) von insbesondere höchstens zehn Ω, vorzugsweise von höchstens einem Ω aufweist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkereingang (10) an eines der beiden reaktiven Elemente (4, 5; 60, 61), insbesondere an die Resonanzkapazität (4; 60), angeschlossen ist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker (9; 62, 63) und der Magnetfeld-Konverter (2; 30; 42; 43; 44; 52–55) zu einem gemeinsamen Bauteil integriert sind.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Magnetfeld-Konverter (2; 52–55) als ein magnetoresistives Element, insbesondere als ein anisotroper Magnetowiderstand, als ein GMR-Element oder als ein Tunnelmagnetowiderstand (30; 42), oder als ein magnetoinduktives Element, insbesondere als ein GMI-Sensor (43; 44), ausgebildet ist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Magnetfeld-Konverter (42) nichtlinear bezüglich des zu messenden Magnetfelds (B_ex) ist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass am Magnetfeld-Konverter (2; 42; 44; 55) eine das zu messende Magnetfeld (B_ex) konzentrierende magnetische Antenne (28; 49; 58) angeordnet ist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass insbesondere zur Rauschunterdrückung eine Modulationseinheit (25), insbesondere mittels einer Modulationsspule (27), magnetisch an die Antenne (28) angeschlossen ist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein zwischen einem Verstärkerausgang (14) des Verstärkers (9) und dem Magnetfeld-Konverter (2) verlaufender Rückkopplungszweig (23) vorgesehen ist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungszweig (23) mittels der Modu lationseinheit (25) magnetisch an die Antenne (28) angeschlossen ist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Quelle (6) mittels eines induktiven Transformators (41) an den Resonanzkreis (3) angeschlossen ist.
Sensoreinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein weiterer Magnetfeld-Konverter (53–55) vorgesehen ist und die Magnetfeld-Konverter (52–55) eine Konverterbrücke (56) bilden.