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Diese
Erfindung betrifft den Bereich der Positronen-Emissions-Tomografie (PET) Insbesondere
betrifft die Erfindung signalverarbeitende Verfahren und Vorrichtungen,
welche in PET-Front-End-Elektronik verwendet werden.
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Positronen-Emissions-Tomografie
(PET) ist eine Technik, welche in klinischer Medizin- und in biomedizinischer-Forschung verwendet
wird, um Bilder zu erzeugen, die sowohl anatomische Strukturen zeigen
als auch wie gewisse Gewebe ihre physiologischen Funktionen durchführen. Radioaktive
Kerne werden als Markierungen auf Tracer-Molekülen („tracer molecules") in den Körper eingeführt. Diese
Kerne emittieren Positronen, welche mit Elektronen im Gewebe kollidieren.
Jede Kollision begründet
ein Annihilations-Ereignis, welches zwei Gamma-Photonen zur Folge
haben kann. Mittels Detektieren der Gamma-Photonen und Verarbeiten
des Resultates mit Bildverarbeitungs-Werkzeugen kann ein Bild der
Aktivität
im Gewebe erstellt werden, um die physiologischen Funktionen darzustellen.
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In
Positronen-Emissions-Tomografie (PET)-Systemen wird ein Szintillations-Lichtpuls,
der auf die Interaktion eines Photons aus dem Annihilations-Ereignis
mit einem Szintillator erzeugt wurde, von Photomultiplier-Röhren („photomultiplier
tubes") (PMT) oder
Lawinenfotodioden („avalanche
photodiodes") (APD)
gesammelt und in einem Ladungspuls umgewandelt. Hamamatsu Photonics
K. K. Electron Tube Center, Fundamental and Applications of Photomultiplier
Tube, JP: Hamamatsu Photonics K. K., 1995, stellt weitere Details bezüglich PMT
bereit Der Ladungspuls wird oft verstärkt und gefiltert, um einen
neuen Spannungspuls zu bilden, welcher eine Spitzen-Amplitude hat,
die proportional zu der Fläche
unter dem ursprünglichen
Szintillations-Lichtpuls, und daher proportional zum Betrag der
Photonenenergie, die während
der Interaktion im Szintillator deponiert wurde, ist. Die Spitzen-Amplitude
wird dann aufgenommen und zur Weiterverarbeitung mittels Analog-Digital-Wandlern
("analog to digital
converters") (ADCs)
in digitale Daten umgewandelt. Eine Ereignis-Zeit wird üblicherweise
mittels Verwendung von Constant-Fraction-Diskriminatoren (CFDs)
erhalten.
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Bemühungen,
um höhere
räumlicher
Auflösungen
und ein größeres Bildvolumen
zu erhalten, haben zur Verwendung von immer kleineren Szintillatoren
in der PET-Gestaltung geführt.
Da jede Szintillator-Ausgabe getrennt verarbeitet werden muss, steigt
die Anzahl von ADC-Kanälen
in einem modernen PET-System rapide an. Außerdem, da schnellere Szintillatoren
und ein 3D-Bildmodus immer weitgehender verwendet werden, sind oft
Hochgeschwindigkeits-ADCs wünschenswert.
Ein PET-System,
das eine große
Anzahl von Hochgeschwindigkeits-ADCs einsetzt, verbraucht jedoch
nicht nur eine hohe Leistung, sondern ist für viele Anwendungen oft auch
zu teuer.
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C.
F. G. Delaney und E. C. Finch veröffentlichten in ihrem Buch
mit dem Titel „Radiation
Detectors – Physical
Principles and Applications" (erschienen
1992 bei Clarendon Press in Oxford) in Kapitel 6 „Electronics for
radiation detection" elektronische
Detektoren, die nicht nur die auf sie einfallenden Strahlungsteilchen
zählen,
sondern mit einer sehr guten Auflösung ein Energiespektrum liefern.
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Aus
US 6,525,323 B1 sind
ein Verfahren und eine Vorrichtung zum verbesserten Abschätzen der
Eigenschaften von mittels einer bildgebenden Vorrichtung in der
Kernmedizin detektierten Pulsen bekannt.
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US 6,509,565 B2 offenbart
einen Diskriminations-Schaltkreis
für einen
Teilchendetektor.
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Ein
System zum Verarbeiten von aus der Wechselwirkung eines Gamma-Teilchens
mit einem CdTe-Strahlungsdetektor resultierenden Pulsen ist aus
US 5,821,538 A bekannt.
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Gemäß der Erfindung
werden ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Digitalisieren von
Gammastrahlen-Energie in der Positronen-Emissions-Tomografie (PET)
mit den in den nebengeordneten Ansprüchen beschriebenen Merkmalen
geschaffen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden in den abhängigen
Ansprüchen
beschrieben.
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Konsistent
mit Ausführungsformen
der Erfindung, können
Verfahren und Vorrichtungen zum Digitalisieren von Gammastrahlen-Energie,
welche in einem PET-System erzeugt wurde, und zum Charakterisieren einer
Spitzen-Zeit und einer Zerfallszeit-Konstante ohne die Verwendung
von ADCs bereitgestellt werden.
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Konsistent
mit einem Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zur Verwendung
in einem PET-System zum Digitalisieren von Gammastrahlen-Energie
durchgeführt.
Das Verfahren kann enthalten Definieren eines Modells für einen
Spannungspuls, welcher mittels einem PET-Detektor erzeugt wurde,
Bestimmen einer Abfallszeit-Konstante, einer Spitzen-Amplitude ("peak amplitude") und einer Spitzen-Zeit
("peak time") als Parameter des
Spannungspulsmodells, die relevant für die PET-Ereignis-Detektion
sind, und Berechnen der bestimmten Parameter für den erzeugten Spannungspuls.
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Das
Verfahren enthält
Definieren eines Spannungspulses, welcher durch einen PET-Detektor
als eine schnell linear ansteigende Flanke, gefolgt von einem langsameren
exponentiellen Abfall, erzeugte wurde und durch eine Abfallszeit-Konstante,
eine Spitzen-Amplitude und eine Spitzen-Zeit charakterisiert ist,
Messen einer Vielzahl von Zeitintervallen, die basierend auf einer
Vielzahl von Referenzspannungen aus einem von dem PET-Detektor erzeugten
Spannungspuls abgeleitet wurden, Berechnen von mindestens der Abfallszeit-Konstanten,
der Spitzen-Amplitude und der Spitzen-Zeit des empfangenen Spannungspulses
unter Verwendung einer Vielzahl von Zeitintervallen und Ausgeben
der Resultate der Berechnung in digitalem Format.
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Konsistent
mit einem weiterem Aspekt der Erfindung enthält eine Vorrichtung zur Verwendung
in der PET zum Digitalisieren von Gammastrahlen-Energie eine Vielzahl
von Komparatoren, wobei jeder gekoppelt ist, um zu empfangen einen
PET-Spannungspuls an einem ersten Eingang und eine erste Referenzspannung an
einem zweiten Eingang, eine Vielzahl von Zählern, jeder mit mindestens
einem Aktivierungs-Eingang, einem Start-Eingang, einem Stop-Anschluss und einem
Ausgang, und eine Vielzahl von Invertern, die zwischen den Ausgängen der
Komparatoren und den Start- oder
den Stop-Eingängen
von einem der Zähler
gekoppelt sind, wobei die Ausgänge
von einem der Komparatoren mit den Start- oder den Aktivierungs-Eingängen von einem
der Zähler
gekoppelt sind, so dass die Vielzahl von Zählern nur während einer Aktiv-Periode aktiviert ist,
wenn eine Ausgangsspannung. des einen der Komparatoren, welcher
gekoppelt ist, um eine niedrigste Referenzspannung zu Empfangen,
positiv ist, und während
der Aktiv-Periode startet jeder der Zähler das Zählen auf ein erstes Auftreten
einer Anstiegsflanke des Spannungspulses an seinem Start-Eingang
hin und setzt das Zählen
fort bis zu einem letzten Auftreten einer Anstiegsflanke an seinem
Stop-Eingang und die jeweiligen Ausgaben der Zähler sind digitalisierte Zeitintervalle,
welche zum Bestimmen der Parameter der PET-Spannungspulses zur Ereignis-Detektion
verwendet werden.
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Konsistent
mit einem anderen Aspekt der Erfindung wird ein PET-System bereitgestellt,
welches die oben erwähnte
Vorrichtung enthält,
um PET durchzuführen.
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Zusätzliche
Vorteile der Erfindung werden teilweise in der folgenden Beschreibung
dargelegt und werden teilweise aus der Beschreibung offensichtlich
oder können
aus der Anwendung der Erfindung erlernt werden. Die Vorteile der
Erfindung werden realisiert und erlangt mittels der Elemente und
Kombinationen, welche in den beigefügten Ansprüchen aufgezeigt sind.
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Es
ist zu verstehen, dass sowohl die vorangegangene insgesamte Beschreibung
als auch die folgende ausführliche
Beschreibung nur beispielhaft und erklärend sind und die Erfindung,
wie sie beansprucht ist, nicht einschränken.
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Die
beigefügten
Zeichnungen, welche in die Beschreibung eingearbeitet sind und einen
Teil dieser Beschreibung bilden, stellen unterschiedliche Aspekte
der Erfindung dar und dienen zusammen mit der Beschreibung dazu,
das Prinzip der Erfindung zu erklären. In den Zeichnungen zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm eines beispielhaften PET-Systems, welches konsistent mit der
Erfindung ist,
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2 ein
Diagramm eines beispielhaften Spannungspulses, welcher durch einen
LSO/PMT-Detektor erzeugt wurde,
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3 ein
Diagramm einer funktionalen Beschreibung eines Spannungspulses,
welcher durch Szintillator/PMT-Detektoren
erzeugt wurden,
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4 ein
Flussdiagramm eines beispielhaften Prozesses zum Ableiten der wesentlichen
Eigenschaften eines Spannungspulses unter Verwendung eines Modells,
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5 ein
konzeptionelles schematisches Diagramm einer beispielhaften elektronischen
Implementierung, welche konsistent mit der Erfindung ist,
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6A, 6B, 6C grafische
Darstellungen von systematischen Fehlern einer geschätzten Photonenenergie,
einer Spitzen-Zeit und einer Zerfallszeit-Konstanten für eine Lutetiumoxyorthosilikatkristall-gekoppelte-PMT
(LSO/PMT) als Funktionen der Photonenenergie,
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Die 7A, 7B und 7C grafische
Darstellungen von Standardabweichungen einer geschätzten Photonenenergie,
einer Spitzen-Zeit und einer Abfallszeit-Konstanten für eine LSO/PMT
als Funktionen der Photonenenergie,
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8 eine
grafische Darstellung von den Standardabweichungen der geschätzten Photonenenergie bei
E = 511 keV als eine Funktion einer Betriebs-Ereignisrate für eine LSO/PMT,
und
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9 ist
eine grafische Darstellung von den Standardabweichungen der geschätzten Photonenenergie
bei E = 511 keV als eine Funktion der Betriebs-Ereignisrate für eine Wismutgermaniumkristall-gekoppelte-PMT
(BGO/PMT).
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Nun
wird im Detail Bezug genommen auf beispielhafte Aspekte der Erfindung,
von denen Beispiele in den beigefügten Zeichnungen dargestellt
sind. Wenn möglich,
werden in den Beispielen durchwegs dieselben Bezugszeichen verwendet,
um auf dieselben oder ähnliche
Teile Bezug zu nehmen.
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1 zeigt
ein beispielhaftes PET-System 100, welches eine Ausführungsform
der Erfindung enthält. Das
PET-System 100 enthält
einen PMT-Detektor 102, um Lichtpulse von einem Szintillator
(nicht gezeigt) zu detektieren und um das Detektionsresultat in
einen Ladungspuls umzuwandeln. Der Detektor 102 enthält Schaltungen
zum Verstärken
und Filtern des Ladungspulses, um einen Spannungspuls zu liefern.
Eine analoge Untereinheit 104 eines PET-Systems 100 empfängt und
verarbeitet den Spannungspuls. Die analoge Untereinheit 104 enthält einen
Digitalisierer 106, um den Spannungspuls zu digitalisieren
und um Parameter des Spannungspulses, die relevant für die PET-Ereignis-Detektion
sind, in digitaler Form zur digitalen Untereinheit zu liefern. Die
digitale Untereinheit 108 kann alle digitalen Signalverarbeitungen
durchführen,
welche vom PET 100 benötigt
werden.
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Die
Ergebnisse der digitalen Verarbeitung durch die digitale Untereinheit 108 können mittels
einer Kommunikations-Untereinheit 110 an andere Systeme
weiter übertragen
werden, oder auf einer Bedienungs- und Bildrekonstriktions-Untereinheit 112 dargestellt
werden. Die Kommunikations-Untereinheit 110 kann jeder geeignete
Typ von Kommunikations-System oder -Vorrichtung sein, verwendet,
um die Resultate der digitalen Verarbeitung zu übertragen. Die Bedienungs-
und Bildrekonstruktions-Untereinheit 112 kann jeden geeigneten Typ
von Bedienungsvorrichtung oder Computersystem enthalten, verwendet,
um die Ergebnisse der digitalen Verarbeitung von der digitalen Untereinheit 108 darzustellen.
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2 zeigt
einen beispielhaften Spannungspuls, welcher von einem PET-Detektor 102,
insbesondere einem Lutetiumoxyorthosilikatkristall-gekoppelten-PMT
(LSO/PMT)-Detektor,
auf die Interaktion eines Gammastrahlen-Photons mit dem LSO erzeugt
wurde. Der Puls wird über
einen Widerstand gemessen, welcher direkt mit dem LSO/PMT-Detektor
verbunden ist. Der dargestellte exemplarische Spannungspuls wurde
unter Verwendung eines digitalen Oszilloskops mit einer 5 GHz- Abtastrate aufgenommen.
Die Spitzen-Zeit und die Abfallszeit-Konstante, welche aus zahlreichen solcher
Pulse beobachtet wurden, betragen ca. 10 ns bzw. 40–45 ns.
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3 zeigt
eine allgemeine funktionale Beschreibung des Spannungspulses. Wie
in
3 gezeigt ist, kann der Spannungspuls, wenn das
Rauschen ignoriert wird, durch eine schnelle linear ansteigende
Flanke, gefolgt von einem langsameren exponentiellen Abfall, angenähert werden.
Daher kann ein Spannungspuls, welcher von einem PMT-Detektor
102 erzeugt
wurde und welcher entweder über
einen Widerstand oder an dem Ausgang eines mit dem Detektor
102 verbundenen
Verstärkers
mit mittlerer Verstärkung
detektiert wurde, mathematisch modelliert werden als:
wobei τ die Abfallszeit-Konstante,
eine Kenngröße des Szintillators
des PMT-Detektors
102 ist, t
p die
Puls-Spitzen-Zeit
ist und V
p die Spitzen-Amplitude des Pulses
ist. Typischerweise ist t
p << τ.
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Das
Modell kann dann verwendet werden, um drei Pulsparameter, welche
Informationen, die in der PET-Ereignis-Detektion benötigt werden, abzuleiten, und
zwar die Spitzen-Amplitude
Vp des Pulses, die Abfallszeit-Konstante τ und die
Spitzen-Zeit tp. In einem nicht-einschränkenden
Beispiel werden als nächstes Gründe erklärt, warum
die Spitzen-Amplitude
des Pulses Vp, die Abfallszeit-Konstante τ und die
Spitzen-Zeit tp verwendet werden können, um
den Spannungspuls zu repräsentieren.
Die Spitzen-Amplitude Vp ist proportional
zu der Fläche
unter V(t), und daher zu der im Szintillator deponierten Energie.
Die Abfallszeit-Konstante τ kann Informationen
zum Identifizieren des Szintillators, welcher in eine bestimmtes
Detektionsereignis einbezogen ist, liefern, wenn mehr als ein Szintillator
in einem PET-System verwendet wird. Die Spitzen-Zeit tp kann
genutzt werden um die Ereigniszeit zu liefern, d. h. die Zeitinformation
eines detektierten Ereignisses, die unabhängig von der Pulsamplitude
ist. Die Ereignis-Zeit zum Zwecke der Koinzidenz-Detektion wird
herkömmlicherweise
durch die Verwendung von Constant-Fraction-Diskriminatoren (CFDs)
erreicht.
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Auf
dieses Pulsmodell basierend, können
diese drei Pulsparameter leicht aus wenigen Zeitintervallen, welche
aus dem Puls V(t) abgeleitet wurden, berechnet werden. Außerdem können diese
Zeit-Intervalle mittels der Verwendung von relativ kostengünstigen
Komparatoren und Zählern
erreicht werden.
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4 ist
ein Flussdiagramm, welches Schritte zum Ableiten der drei Parameter
des Spannungspulses darstellt. In Schritt S1 wird ein Referenzspannungsniveau
Vi ausgewählt, so dass Vi < Vp ist
und dass die Modellgleichung V(t) = Vi zwei
Lösungen
hat, welche gegeben sind durch: ti (b) = tp(Vi/Vp), (2) ti (e) =
tp – τln(Vi/Vp), (3)wobei ti (b) die Zeit ist,
zu der V(t) über
Vi steigt, und ti (e) die Zeit ist, zu der V(t) unter Vi fällt.
Ein Referenzspannungsniveau Vj ist derart
gewählt,
dass Vj < Vi < Vp ist, so dass tj (e) > ti (e) ist, und ein
Zeit-Intervall tij (e) =
tj (e) = τln(Vi/Vj) > 0 ist. In Schritt
S2 wird das Zeit-Intervall
tij (e) gemessen.
In Schritt S3 kann die Abfallszeit-Konstante berechnet werden zu: τ =
tij (e)/ln(Vi/Vj). (4)
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In
Schritt S4 werden zwei andere Referenzspannungs-Niveaus Vk und Vl gewählt, so
dass Vk < Vp ist und Vl < Vp ist.
Ferner werden die Intervalle tk = tk (e) – tk (b) und tl = tl (e) – tl (b) definiert. Die
Zeit tk (b) ist die
Zeit, zu der V(t) über
Vk steigt und die Zeit tk (e) ist die Zeit, zu der V(t) unter Vk fällt
. Die Zeit ti (b) ist
die Zeit zu der V(t) über
Vl steigt und die Zeit ti (e) ist die Zeit, zu der V(t) unter Vi fällt.
In Schritt 4 werden die beiden Zeit-Intervalle tk und
tl gemessen. In Schritt 6 wird die Spitzen-Amplitude
Vp berechnet.
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Die
folgenden Gleichungen können
aus den Gleichungen (2) und (3) abgeleitet werden: tk + τlnVi =
(tp + τlnVp) – Vk(tp/Vp), (5) tl + τlnVl =
(tp + τlnVp) – Vl(tp/Vp). (6)
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Als
nächstes
wird die Gleichung (6) von der mit (V
l/V
k) multiplizierten Gleichung (5) subtrahiert,
um zu erhalten:
(s + 1)tk – tl = s(tp + τln(Vp/Vk)) + τln(s + 1), (7)wobei s =
V
l/V
k – 1 ist.
Falls t
p in Gleichung (7) vernachlässigbar
ist, dann gilt
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Da
die Zeitkonstante τ in
Schritt S3 berechnet wurde, ist diese Näherung nur gültig, wenn
t
p << τln(V
p/V
k) = τln((s + 1)V
p/V
l) ist, d. h.,
unter der Bedingung von
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Da
die Spannung Vl so definiert ist, dass Vl < Vp gilt, und für viele Szintillatoren tp << τ gilt, kann
die in Gleichung (9) gezeigte Bedingung erfüllt werden, indem ein kleines
s verwendet wird. Zum Beispiel wird für tp =
10 ns und τ =
40 ns Vl gleich 1.3 (Vl/Vp) – 1.
Falls Vl als 300 keV definiert ist, korrespondierend
mit einem Vp von 350 keV, erfüllt jedes
kleine s >> 0.1 die obige Bedingung.
Die Bedingung wird sogar gelockerter für Szintillatoren mit kleineren
Werten von tp/τ. Zum Beispiel kann in bestimmten
Situationen ein s von annähernd
1 verwendet werden. Es können
jedoch auch andere Werte verwendet werden, ohne sich vom Prinzip
der Erfindung zu entfernen.
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In
Schritt S7 ist eine andere Referenzspannung Vm definiert,
so dass Vm < Vp ist. Eine
Zeit tm (b) ist definiert
als die Zeit, zu der V(t) über
Vm steigt. In Schritt S8 wird ein Zeitintervall
tmi (b) = ti (b) – tm (b) gemessen. Schließlich wird
in Schritt S9, da Vi = Vp(ti (b)/tp)
ist und Vm = Vp(tm (b)/tp)
ist, die Spitzen-Zeit tp berechnet als tp = (Vp/(Vi – Vm))tmi (b). (10)
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Indem
Zeitintervalle verwendet werden, um die drei Parameter des Spannungspulses
abzuleiten, werden keine ADCs und CFDs gebraucht. Darüber hinaus
ist es, wenn die Berechnungsgeschwindigkeit von Belang ist, ausreichend,
nur tij (e), ((s
+ 1)tk – tl)/tij (e) und
tmi (b) zu erlangen.
Diese Werte können
dann verwendet werden, um die geschätzten Werte von τ, Vp und tp durch Nachschlage-Tabellen
("lookup tables") (LUTs) zu erlangen.
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Als
ein anderes nicht-einschränkendes
Beispiel können
die Berechnungen in einfacherer Form durchgeführt werden, wenn die Referenzspannungen
die Bedingungen V
l/V
k =
V
i/V
j = 2 und V
m = V
i/4 erfüllen. Unter diesen
Bedingungen ist s = V
l/V
k – 1 = 1 und
die Berechnungen in den Schritten S3 und S6 und S9 haben die Formen:
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Obwohl
nur drei Parameter des Spannungspulses, fünf Referenzspannungs-Niveaus
und neun Detektionsschritte in Bezug auf das in 4 gezeigte
Verfahren beschrieben sind, ist zu verstehen, dass die Parameter
des Spannungspulses, die Referenzspannungs-Niveaus und die Detektionsschritte
beispielhaft und nicht-einschränkend
gedacht sind. Wie oben gezeigt wurde, können Annahmen angewandt werden,
um die Anzahl der Referenzspannungen zu reduzieren. Alternativerweise
können
andere Parameter und Referenzspannungen hinzugefügt werden oder es können Detektionsschritte
hinzugefügt
werden oder die Reihenfolge der Schritte kann geändert werden, ohne sich vom
Prinzip und aus dem Rahmen der Erfindung zu entfernen.
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5 stellt
eine konzeptionelle elektronische Implementierung 200 des
Digitalisierers 106 gemäß 1 dar.
Die Implementierung kann auf jeden geeigneten Typ von Mechanismus,
wie zum Beispiel eine kundenspezifische integrierte Schaltung („application
specific integrated circuit” (ASIC),
ein frei programmierbarer Logikschaltkreis („field programmable gate array” (FPGA),
und/oder eine Kombination von Softwareprogrammen und einem Mikroprozessor,
basieren. Wie in 5 gezeigt ist, weist ein Digitalisierer 200 auf
eine Vielzahl von Widerständen 202-1 bis 202-5,
eine Vielzahl von Komparatoren 204-1 bis 204-5,
eine Vielzahl von Zählern 206-1 bis 206-4,
eine Vielzahl von Invertern 208-1 bis 208-4 und
eine Arithmetikeinheit 210. Jeder der Zähler 206-1 bis 206-4 enthält einen "Start"-, einen "Stop"-, einen "Aktivierung"- und einen "CLK" (Takt)-Eingang und einen
Ausgang. Die Ausgänge
der Inverter 208-1, 208-2, 208-3 und 208-4 sind
gekoppelt mit den "Stop"-Eingängen
der Zähler 208-1, 208-2, 208-3 bzw. 208-4.
Die Ausgänge
der Komparatoren 204-1 bis 204-4 sind jeweils
gekoppelt mit den Eingängen
der Inverter 208-1 bis 208-4. Die Ausgänge der
Komparatoren 204-1 und 204-3 sind jeweils gekoppelt
mit den "Start"-Eingängen der
Zähler 206-1 bis 206-3. Der Ausgang
des Inverters 208-2 ist gekoppelt mit dem "Start"-Eingang des Zählers 206-2.
Der Ausgang des Komparators 204-5 ist gekoppelt mit dem "Start"-Eingang des Zählers 206-4 und
dem "Aktivierung"-Eingang des Zählers 206-1 bis 206-4,
Der jeweilige "CLK"-Eingang der Zähler 206-1 bis 206-4 ist
gekoppelt, um eine Systemtakt-Zeit zu empfangen.
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Ein
erster Eingang von jedem Komparator 204-1 bis 204-5 ist
gekoppelt, um die Spannungspulse V(t) zu empfangen. Widerstände 202-1 bis 202-5 sind
zwischen einem Eingang zum Empfangen der Referenzspannung V0 und der Masse in Serie gekoppelt. In einer
Implementierung sind die Widerstandswerte der Widerstände 202-1 und 202-2 und 202-5 doppelt
so hoch wie die Werte der Widerstände 202-3, 202-4.
Ein zweiter Eingang des Komparators 204-1 ist gekoppelt,
um die Referenzspannung V0 durch einen oder
mehrere der Widerstände 202-1 bis 202-5 zu
empfangen, wie in 5 gezeigt ist. Die jeweiligen
Ausgänge
der Zähler 206-1 bis 206-4 sind
ti, tij (e) und
tk, von denen alle vorher definiert wurden.
Diese Ausgänge
werden auf die Arithmetikeinheit 210 angewandt, welche
die oben beschriebene Rechnung durchführt, um die drei Spannungspuls-Parameter, d. h.,
die Abfallszeit-Konstante τ,
die Spitzen-Amplitude
Vp und die Spitzen-Zeit tp in
digitaler Form zu bestimmen.
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Der
eingegebene Spannungspuls V(t) kann oder kann nicht vorverstärkt werden.
Die eingegebene Referenzspannung V0 bestimmt
die niedrigste Photon-Energie, die bestimmt werden kann. Aus der
Spannung V0 können die fünf Referenzspannungen unter
Verwendung eines einfachen resistiven Spannungsteilers, der durch
die serielle Schaltung von Widerständen 202-1 bis 202-5 gebildet
ist, erzeugt werden. Demzufolge empfangen die Komparatoren 204-1 bis 204-5 an
deren zweiten Eingängen
Vl, Vi, Vk, Vj, bzw. Vm. Zum Erreichen einer flexibleren Wahl von
Referenzspannungen können
auch programmierbare Widerstände
verwendet werden.
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Die
Widerstände 202-1 bis 202-5 können jede
Art von Widerständen
sein, variable oder nicht-variable, programmierbare oder nicht programmierbare.
Die Widerstände 202-1 bis 202-5 können so
gewählt
werden, dass die fünf
Referenzspannungen, welche mit Bezugnahme auf 4 beschrieben
wurden, die Bedingungen Vl/Vk =
Vi/Vj = 2, und Vm = Vi/4 erfüllen.
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Während des
Betriebs des Digitalisierers 200 signalisiert die Anstiegs-Flanke
des Ausgangssignals des Komparators 204-5 das Auftreten
eines Detektionsereignisses. Außerdem
sind alle Zähler 206-1 bis 206-4 nur
während
der Periode aktiviert, wenn die Ausgabe des Komparators 204-5 positiv
ist, d. h., wenn die Eingangsspannung V(t) höher als Vm ist.
Jeder von den Zählern 206-1 bis 206-4 ist
gekoppelt, so zu arbeiten, dass während einer Aktiv-Periode der
Zähler
das Zählen
auf das erste Auftreten einer Anstiegs-Flanke an seinem "Start"-Eingang hin beginnt
und das Zählen
bis zum letzten Auftreten einer Anstiegsflanke an seinem "Stop"-Eingang fortsetzt. Nachdem ein Ereignis
beendet ist, werden die Zähler 206-1 bis 206-4 durch
die Abfalls-Flanke eines logischen Pulses auf Null zurückgesetzt
und sind dann bereit, das nächste
Ereignis abzuwickeln. Obwohl jeder von den Zählern 206-1 bis 206-4 mit
einem "Reset"-Eingang dargestellt
ist, wird die Reset-Logik nicht gezeigt. Die Reset-Logik kann jeden
geeigneten Typ einer Reset-Logik enthalten. Die Erzeugung des zurücksetzenden
logischen Pulses wird durch die Anstiegs-Flanke der Ausgabe des
Komparators 204-5 ausgelöst. Beispielsweise sollte für LSO-Szintillatoren
eine Pulsdauer von ca. 100 ns ausreichend sein.
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Jeder
von den Zählern 206-1 bis 206-4 kann
unter Verwendung von zwei Registern implementiert sein. Eines von
den zwei Registern speichert die Systemtakt-Zeit des ersten Auftretens
einer Anstiegs-Flanke am Zähler-"Start"-Eingang und bleibt
unverändert
während
der gesamten Aktiv-Periode. Das zweite Register speichert die Systemtakt-Zeit
wann immer die Anstiegs-Flanke während
der Aktiv-Periode an dem Zähler-"Stop"-Eingang
auftritt. Die Zähler-Ausgabe
gleicht dann der Differenz zwischen den Inhalten der zwei Register.
Für einen
rauschfreien Spannungspuls wird während einer Aktiv-Periode genau
eine Anstiegs- und eine Abfalls-Flanke an dem Ausgang von jedem
der Komparatoren 204-1 bis 204-5 erzeugt. Daher
liefern die Inhalte von jedem Zähler 206-1 bis 206-4 diskrete
Näherungen
für die
tij (e), tl, tk bzw. tmi (b). Für einen
mit Rauschen behafteten Spannungspuls können jedoch viele Anstiegs-
und Abstiegs-Flanken während
einer Aktiv-Periode an den Ausgang von einem oder mehreren Komparatoren 204-1 bis 204-5 erzeugt
werden und die Zähler
können
das Erzeugen von Zeitintervall-Messungen verhindern, welche viel
kürzer
sind als die tatsächlichen
Zeitdauern der Intervalle.
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Beispielsweise
können
für solche
Zwecke geeignete Typen von Hysterese-Komparatoren verwendet werden.
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Die
Arithmetikeinheit 210 berechnet die Abfallszeit-Konstante τ, die Spitzen-Amplitude
Vp und die Spitzen-Zeit tp aus
den Zeitintervallen tij (e),
tl, tk und tmi (b), die entsprechend
durch die Zähler 206-1 bis 206-4 ausgegeben
wurden, durch Verwendung des in 4 beschriebenen
Verfahrens. Die Berechnungen können
ausgeführt
werden durch die Verwendung der oben beschriebenen Gleichungen oder
durch die Nachschlag-Tabellen, um den Berechnungsprozess zu beschleunigen.
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Für schnelle
Szintillatoren, wie zum Beispiel LSO, werden die Werte von tj, tl, tk,
und ti in dem Bereich von 40–100 ns
erwartet. Daher kann zur genauen Schätzung der benötigten Zeitintervalle
eine 1 GHz-Taktrate ausreichend sein. Die Spannung V0 kann
während
einer Kalibrierung bestimmt werden. Beispielsweise kann dann, nachdem
Vp korrespondierend mit 511 keV erhalten
wurde, mit einer Kalibrierungsquelle (z. B. Ge-68) und einem ausreichend
kleinem anfänglichen
V0, ein neues V0,
welches mit beispielsweise 300 keV korrespondiert, leicht berechnet
werden.
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Die
verbleibenden 6A–9 stellen
Ergebnisse von Computer-Simulations-Studien dar, die durchgeführt wurden,
um die Leistungsfähigkeit
einer Ausführungsform,
die konsistent mit der Erfindung ist, zu evaluieren. Die Computer-Simulation
wurde basierend auf die oben beschriebenen Gleichungen durchgeführt. Die
Leistungsfähigkeit
kann beeinflusst werden durch mindestens drei Faktoren: (1) Fehler
in dem Puls-Model (Modellierungs-Fehler), (2) Rauschen im Puls und
(3) die endliche Taktrate. Modellierungsfehler können durch unkorrekte Schätzungen
der abgeleiteten Puls-Parameter verursacht werden, Rauschen kann
in Zufallsfehlern in den erzeugten Zeitintervallen resultieren und
die endliche Taktrate kann Quantisierungsfehler der gemessenen Zeitintervalle
einbringen, auch beim Fehlen von Rauschen. Computer-Simulations-Studien
wurden durchgeführt,
um den Effekt der Faktoren des Rauschens und der endlichen Taktraten
zu untersuchen.
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Es
wird nur das Schrotrauschen ("shot
noise") betrachtet,
wenn ein mit Rauschen behafteter Ausgangs-Puls für eine Computer-Simulation
erhalten wird. Schrotrauschen ist die hauptsächliche Komponente des Rauschens
von dem Ladungspuls, der durch einen Szintillator/PMT-Detektor erzeugt
wurde. Diese Komponenten des Rauschens ensteht aus der stochastischen
Charakteristik der Erzeugung von Szintillations-Photonen und der
Elektronen-Verstärkung
in der PMT. Andere Rauschquellen, wie zum Beispiel elektronisches Rauschen
und thermisches Rauschen, können
durch eine geeignete elektronische Gestaltung reduziert werden,
sie waren deswegen in den Simulations-Studien nicht enthalten. Dunkelstrom
der PMT wurde ebenfalls ignoriert, da er in der Puls-Detektion oft
nicht wichtig ist.
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Wenn
angenommen wird, dass der Spannungspuls V(t) durch direktes Koppeln
des PMT-Ausgangs mit einem Widerstand erhalten wird, kann das Schrotrauschen
erhalten werden durch Φ(t) = γN(V(t)/V(tp))wobei γ = η/((tp +
2τ)FB) ist,
N die Gesamtanzahl der in einem Detektionsereignis erzeugten Szintillations-Photonen, η die Quanteneffizienz
der PMT, F die Rauschzahl der PMT und B die Bandbreite des Messungs-Systems
ist.
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In
der Simulation werden typische Werte von η = 0.2 und F = 1.2 für die PMT
verwendet. Für
den Szintillationslichtpuls wurde die Gesamtanzahl der auf die Deposition
von 1 MeV Energie in den LSO bzw. BGO erzeugten Photonen zu 2.7 × 104 bzw. 8.2 × 103 angenommen.
Die Abfallszeit-Konstante und Spitzen-Zeit des Spannungspulses hängt nicht
nur von dem Typ des Szintillators ab, sondern auch von der Bandbreite
des analogen Teils des Messungs-Systems.
Die Abfallszeit-Konstanten von 40 ns bzw. 300 ns wurden für die durch LSO/PMT
bzw. BGO/PMT erzeugten Pulse verwendet. Eine Spitzen-Zeit von 10
ns wurde für
beide Detektoren angenommen. Im Gebrauch sollte die Bandbreite des
Messungs-Systems, B, durch die Bandbreite der Komparatoren beschränkt sein,
und aus zwei Gründen
wurde ein B von 40 MHz verwendet. Erstens kann diese Bandbreite,
welche für
Komparatoren als hoch betrachtet wird, die 10 ns Anstiegszeit und
die längeren
40 ns und 300 ns Abfalls-Zeiten unterstützen. Zweitens sind zum Bereitstellen
dieser Bandbreite relativ kostengünstige Komparatoren erhältlich.
Mit diesen Einstellungen wurde die SNR Φ(t) des resultierenden Spannungspulses
für LSO/PMT
mit γ ≈ 0.05 und
für BGO/PMT
mit γ ≈ 0.007 bestimmt.
Sobald Φ(t)
bestimmt wurde, wurde zu einer gegebenen Zeit t eine Gaussches Rauschen
mit einer Standardabweichung von V(t)/√Φ(t) zu V(t) hinzugefügt, um einen
mit Rauschen behafteten Ausgangspuls zu erhalten. Schließlich wurde
die Zeiten des Auftretens der erzeugten Pulse hinsichtlich des Systemtaktes
zufällig
gemacht.
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Bei
jedem Photon der Energie E zwischen 300 keV bis 700 keV wurden 1000
mit Rauschen behaftete Ereignisse für die LSO/PMT erzeugt. Die 6A, 6B und 6C zeigen
die systematischen Fehler ("bias") der geschätzten Resultate
als Funktionen der Photon-Energie im Bereich von 350 keV bis 700
keV unter Verwendung von zwei Systemtaktraten von 3.5 GHz bzw. von
1 GHz. 6A zeigt einen systematischen
Fehler einer geschätzten
Energie für
die LSO/PMT als eine Funktion der Photon-Energie, wenn die Abfallszeit-Konstante τ = 40 ns
und die Spitzen-Zeit tp = 10 ns beträgt. 6B zeigt
einen systematischen Fehler einer geschätzten Spitzen-Zeit tp für
eine LSO/PMT als eine Funktion der Photon-Energie, wenn die Abfallszeit-Konstante τ = 40 ns
und die Spitzen-Zeit tp = 10 ns beträgt. 6C zeigt
einen systematischen Fehler einer geschätzten Abfallszeit-Konstanten τ für eine LSO/PMT
als eine Funktion der Photon-Energie, wenn die Abfallszeit-Konstante = 40 ns
und die Spitzen-Zeit tp = 10 ns beträgt. In den 6A–6C repräsentiert
das Sysmbol "*" die bei Verwendung
einer 3.5 GHz Taktrate erhaltenden Ergebnisse und das Symbol "♢" repräsentiert die
bei Verwendung einer Taktrate von 1 GHz erhaltenen Ergebnisse.
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Insgesamt
gesagt, waren die systematischen Fehler klein und die Differenzen
zwischen den Ergebnissen, die mit 3.5 GHz und mit 1 GHz Taktraten
erhalten wurden, waren nicht signifikant. Es ist anzumerken dass der
systematische Fehler der geschätzten
Photonenenergie, der unter Verwendung des 3.5 GHz-Taktes erhalten
wurde, leicht größer im Betrag
ist als der, welcher unter Verwendung des 1 GHz-Taktes erhalten
wurde. Außerdem
sind die Resultate bei Energien unter 511 keV überschätzt und bei Energien über 511
keV unterschätzt,
wenn das Kalibrieren der Photonenenergie bei 511 keV durchgeführt wurde.
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Die 7A, 7B und 7C zeigen
die Standardabweichungen der geschätzten Resultate als Funktionen
der Photonenenergie, unter Verwendung zweier Systemtaktraten von
3.5 GHz bzw. 1 GHz. 7A zeigt die Standardabweichung
der geschätzten
Energie für
eine LSO/PMT als eine Funktion der Photon-Energie, wenn die Abfallszeit-Konstante τ = 40 ns
und die Spitzen-Zeit tp = 10 ns beträgt. 7B zeigt
die Standardabweichung einer geschätzten Spitzen-Zeit tp für
eine LSO/PMT als eine Funktion der Photon-Energie, wenn die Abfallszeit-Konstante τ = 40 ns
und die Spitzen-Zeit tp = 10 ns ist. 7C zeigt
die Standardabweichung einer geschätzten Abfallszeit-Konstanten τ für eine LSO/PMT
als eine Funktion der Photon-Energie, wenn die Abfallszeit-Konstante τ = 40 ns
und die Spitzen-Zeit tp = 10 ns beträgt. In den 7A–7C repräsentiert
das Symbol "*" die Resultate, welche
unter Verwendung einer 3.5 GHz-Taktrate erhalten wurden, und das
Sysmbol "0" repräsentiert
die Resultate, welche unter Verwendung einer 1 GHz-Taktrate erhalten
wurden.
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Die
in den
7a–
7C gezeigten
Resultate geben zu erkennen, dass die Schätzungen, die unter Verwendung
der höheren
3.5 GHz-Taktrate erhalten wurden, signifikant kleinere Standardabweichungen
haben, als diese, welche unter Verwendung der niedrigeren 1 GHz-Taktrate
erhalten wurden. Dies kann zurückgeführt werden
auf die Zufälligkeit
der Zeit des Auftretens von Ereignissen hinsichtlich des Systemtaktes.
Diese Zufälligkeit
bringt zufällige
Fehler in die gemessenen Zeitintervalle t
ij (e), t
l, t
k und t
mi (b), und daher in die daraus abgeleiten Größen, hinein.
Im Durchschnitt sind die Fehler größer, wenn ein langsamerer Takt
verwendet wird. Ferner steigt die Standartabweichung der geschätzten Photon-Energie
und der Spitzen-Zeit annähernd
linear mit der Photon-Energie an, wobei im Fall der 3.5 GHz kleinere
Anstiegsraten gezeigt sind. Dies ist konsistent mit der Tatsache,
dass die Energie des Rauschens der Spannungspulse linear mit der
Photon-Energie ansteigt.
Im Gegensatz dazu zeigt die Standardabweichung der geschätzten Abfallszeit-Konstanten
keine beobachtbare Abhängigkeit
von der Photon-Energie. Tabelle 1. Die systematischen Fehler ("biases") und FWHs, erhalten
für LSO/PMT
(tp = 10 ns und τ =
40 ns) bei E = 511 keV, unter Verwendung von 3.5 GHz- und 1 GHz-Takten.
| Taktrate | | E | tp | τ |
| 3.5 GHz | Bias | 0.65
keV | 0.07
ns | 0.02
ns |
| FWHM | 154.0
keV | 3.3
ns | 4.5
ns |
| 1 GHz | Bias | 3.02
keV | 0.03
ns | 0.04
ns |
| FWHM | 170.0
keV | 4.2
ns | 7.5
ns |
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Tabelle
1 fasst experimentell bestimmte systematische Fehler und Halbwertsbreiten ("full-width-at-half-maxima") (FWHMs) der geschätzten Photon-Energie,
Ereignis-Zeit und Abfallszeit-Konstanten, welche bei E = 511 keV
erhalten wurden, zusammen. Diese Resultate zeigen, dass die geschätzte Photon-Energie
in guter Übereinstimmung
mit den tatsächlichen
Werten erhalten wurde. Die für
die Photon-Energie beobachtete FWHM entspricht einer Energie-Auflösung von
ca. 30% und 33% bei 511 keV, wenn eine Taktrate von 3.5 GHz bzw.
1 GHz verwendet wird. Die FWHMs in der Ereignis-Zeit zeigen, dass
es möglich
ist, ein Koinzidenzfenster von 10 ns und 12 ns einzusetzen, ohne
signifikant wahre Koinzidenz-Ereignisse zu verlieren, wenn eine
Taktrate von 3.5 GHz bzw. 1 GHz verwendet wird. Schließlich deuten
die kleinen FWHMs, welche für
die Abfallszeit-Konstante erhalten wurde, darauf hin, dass der in
der PMT verwendete Szintillator-Kristall basierend auf die Abfallszeit-Konstanten
identifiziert werden kann. Tabelle 2. Die Bias und FWHMs, welche
für BGO/PMT
(tp = 10 ns und τ =
300 ns) bei E = 511 keV erhalten wurden, unter Verwendung eines
1 GHz-Taktes.
| SNR | | E | tp | τ |
| × 1 | Bias | 1482
keV | 47.7
ns | 0.10
ns |
| FWHM | 29178
keV | 662.4
ns | 100
ns |
| × 10 | Bias | 0.96
keV | 0.06
ns | 0.46
ns |
| FWHM | 180.0
keV | 4.2
ns | 54.0
ns |
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Tabelle
2 fasst die systematischen Fehler und die FWHMs der geschätzten Photon-Energie,
Ereignis-Zeit und Abfallszeit-Konstanten, erhalten bei E = 511 keV
für BGO/PMT
unter Verwendung des 1 GHz-Taktes, zusammen. SNR × 10 zeigt
die Resultate, welche erhalten werden, falls die SNR des erzeugten
Pulses verzehnfacht werden kann. Dieses höhere SNR-Niveau kann erreicht werden, indem eine
PMT mit höherer Quanten-Effizienz
eingesetzt wird und/oder indem die Bandbreite des Messungs-Systems
reduziert wird. Mit dieser höheren
SNR können
angemessene Resultate erreicht werden. Außerdem kann eine BGO/PMT gewöhnlicher
modelliert werden, indem 8.5% des Lichtes mit einer 60 ns Abfallszeit-Konstanten
emittiert wird und die verbleibenden 91.5% des Lichtes mit einer
300 ns Abfallszeit-Konstanten emittiert wird. Tabelle 3. Bias und FWHMs, welche für BGO/PMT
(tp = 10 ns und τ =
300 ns) bei E = 511 keV erhalten wurden, unter Verwendung eines
1 GHz-Taktes mit erzeugten Pulsen, die eine 60 ns-Abfall-Komponente
und eine 300 ns-Abfall-Komponente
enthalten.
| SNR | | E | tp | τ |
| × 10 | Bias | 0.23
keV | 0.08
ns | 0.02
ns |
| FWHM | 140.0
keV | 4.2
ns | 48.0
ns |
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Tabelle
3 zeigt die erhaltenen Resultate, wenn das mit der Erfindung konsistente
Verfahren auf Pulse mit Dual-Exponential-Abfall-Komponenten
angewandt wird, wobei 8.5% des Lichtes mit einer 60 ns Abfallszeit-Konstanten
emittiert wird und die verbleibenden 91.5% mit einer 300 ns Abfallszeit-Konstanten emittiert wird,
mit dem × 10
SNR-Niveau. Obgleich das mit der Erfindung konsistente Verfahren
aus einem einfach-exponentiellen Model abgeleitet wurde, deuten
die Resultate an, dass immer noch gute Schätzungen erhalten werden können, wenn
die SNR des Pulses hinreichend ist.
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8 stellt
die Standardabweichung der geschätzten
Photon-Energie bei E = 511 keV als eine Funktion der Betriebs-Ereignis-Rate
dar für
eine LSO/PMT unter Verwendung eines 3.5 GHz-Taktes. 9 stellt
die Standardabweichung der geschätzten
Photon-Energie bei E = 511 keV als eine Funktion der Betriebs-Ereignis-Rate
dar für
eine BGO/PMT unter Verwendung eines 1 GHz-Taktes mit dem × 10 SNR-Niveau.
Bei hohen Zählraten
können
Ereignis-Anhäufungen
("pileups") nicht-vernachlässigbar
werden und zu inkorrekten Messungen der Zeitintervalle führen, besonders
für die
Zeitintervalle, welche aus dem Verwenden von kleinen Referenzspannungen
abgeleitet wurden. Daher wird es in der Anwendung der mit der Erfindung
konsistenten Ausführungsformen
bei Anwendungen mit hohen Zählraten
sinnvoll, höhere
Referenzspannungen zu verwenden, um den Effekt der Pileups auf die
gemessenen Zeitintervallen zu mildern. Das Erhöhen der Referenzspannungen
wird jedoch die Dauer der Zeitintervalle verringern. Demzufolge
werden die gemessenen Zeitintervalle, und daher die resultierenden
Schätzungen,
empfänglicher
für Rauschen.
Die 8 und 9 zeigen die geschätzten Resultate,
die andeuten, dass ein Betriebszählrate
mit 20 Millionen Ereignisseen pro Sekunde („million-count-persecond") (Mcps) für eine LSO/PMT
und 4 Mcps für
eine BGO/PMT erreicht werden kann.
