DE102004016073B4

DE102004016073B4 - A method of generating a pulse output signal from a periodic sawtooth signal and a reference voltage, and a clocked current transformer

Info

Publication number: DE102004016073B4
Application number: DE102004016073A
Authority: DE
Inventors: Neil Gibson; Kevin Scoones
Original assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Current assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Priority date: 2004-03-30
Filing date: 2004-03-30
Publication date: 2010-12-23
Anticipated expiration: 2024-03-31
Also published as: US20050248378A1; US7183823B2; DE102004016073A1

Abstract

Verfahren zur Erzeugung eines Impulsausgangssignals aus einem periodischen Sägezahnsignal und einer Referenzspannung,
– bei dem das periodische Sägezahnsignal und die Referenzspannung an Eingänge eines Komparators angelegt werden und das Ausgangssignal von einem Ausgang des Komparators entnommen wird,
– wobei das Sägezahnsignal eine Rampe hat, die von einem minimalen Spannungspegel zu einem maximalen Spannungspegel reicht,
– wobei das Tastverhältnis des Impulssignals durch eine Änderung der Referenzspannung zwischen dem minimalen und dem maximalen Spannungspegel gesteuert wird, und
– wobei die Rampe einen Anfangsstartabschnitt hat, der beim minimalen Spannungspegel anfängt, und einen Hauptabschnitt, der sich vom Anfangsabschnitt zum maximalem Spannungspegel hin erstreckt,
– wobei die Steigung im Hauptrampenabschnitt einen konstanten Wert hat und im Anfangsabschnitt einen Wert, der größer als der konstante Wert ist,
– wobei die Steigung im Anfangsabschnitt der Rampe so variiert wird, daß sie die Nichtlinearität des Komparators in einem Betriebsbereich, in dem die...Method for generating a pulse output signal from a periodic sawtooth signal and a reference voltage,
In which the periodic sawtooth signal and the reference voltage are applied to inputs of a comparator and the output signal is taken from an output of the comparator,
Wherein the sawtooth signal has a ramp ranging from a minimum voltage level to a maximum voltage level,
- wherein the duty cycle of the pulse signal is controlled by a change of the reference voltage between the minimum and the maximum voltage level, and
Wherein the ramp has an initial start section beginning at the minimum voltage level and a main section extending from the initial section to the maximum voltage level;
Wherein the slope in the main ramp section has a constant value and in the initial section a value greater than the constant value,
- wherein the slope in the initial section of the ramp is varied so that the non-linearity of the comparator in an operating range in which the ...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Erzeugung eines Impulsausgangssignals aus einem periodischen Sägezahnsignal und einer Referenzspannung. Ein solches Verfahren kann in getakteten Stromwandlern und in D-Verstärkern verwendet werden. Die Erfindung bezieht sich auch auf einen getakteten Stromwandler, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren angewendet wird.The The present invention relates to a method of production a pulse output signal from a periodic sawtooth signal and a reference voltage. Such a procedure can be clocked in Current transformers and in D amplifiers be used. The invention also relates to a clocked Current transformer to which the method according to the invention is applied.

Grundsätzlich werden für die Erzeugung eines Impulsausgangssignals aus einem periodischen Sägezahnsignal und einer Referenzspannung das Sägezahnsignal und die Referenzspannung an Eingänge eines Komparators angelegt. Das vom Komparator gelieferte Ausgangssignal ist das gewünschte Impulssignal, dessen Tastverhältnis durch Anpassung der Referenzspannung gesteuert wird.Basically for the Generation of a pulse output signal from a periodic sawtooth signal and a reference voltage, the sawtooth signal and the reference voltage at inputs of a comparator. The output signal supplied by the comparator is the desired one Pulse signal whose duty cycle is controlled by adjusting the reference voltage.

Typische getaktete Stromwandler nach dem bekannten Stand der Technik haben einen Versorgungseingang und einen Ausgang, der eine geregelte Speisespannung liefert. Die US-PS 5,600,234 zeigt beispielsweise einen Gleichspannungs-Abwärtswandler mit einer Schaltzelle, die eine Eingangsspannung in eine geregelte Speisespannung umwandelt, die niedriger als die Eingangsspannung ist. Die Schaltzelle wird durch ein Impulssignal gesteuert, das eine feste Periodendauer und ein variables Tastverhältnis aufweist. Das Impulssignal wird von einem Summierkomparator geliefert. Der Summierkomparator weist ein erstes Differenzeingangspaar auf, an das ein Sägezahnwellenformsignal angelegt wird, das die feste Periodendauer des Impulssignals bestimmt. Das Tastverhältnis des Impulssignals wird durch eine erste Rückkopplungsschleife festgelegt, die einen Bruchteil der Spannung am Ausgang der Schaltzelle an einen invertierenden Eingang des Summierkomparators anlegt, und durch eine zweite Rückkopplungsschleife, die einen integrierenden Differentialverstärker enthält. Während die erste Rückkopplungsschleife ein schnelles Einschwingverhalten sicherstellt, fügt sie auch einen Gleichstromfehler ein. Die zweite Rückkopplungsschleife hat einen hohen Verstärkungsfaktor, aber ein langsames Einschwingverhalten, um den Gleichstromfehler zu korrigieren und einen stabilen Betrieb im eingeschwungenen Zustand zu liefern.Typical clocked current transformers of the prior art have a supply input and an output which provides a regulated supply voltage. The U.S. Patent 5,600,234 For example, FIG. 12 shows a DC-DC down converter with a switch cell that converts an input voltage to a regulated supply voltage that is lower than the input voltage. The switching cell is controlled by a pulse signal having a fixed period and a variable duty cycle. The pulse signal is supplied by a summing comparator. The summing comparator has a first differential input pair to which a sawtooth waveform signal is applied which determines the fixed period of the pulse signal. The duty cycle of the pulse signal is determined by a first feedback loop applying a fraction of the voltage at the output of the switch cell to an inverting input of the summing comparator and a second feedback loop including an integrating differential amplifier. While the first feedback loop ensures fast transient response, it also introduces a DC error. The second feedback loop has a high gain but slow transient response to correct the DC error and provide stable steady state operation.

Wenn getaktete Stromwandler und D-Verstärker zu minimal kleinen Tastverhältnissen hin betrieben werden und dabei ein periodisches Signal mit einer linearen Sägezahnwellenform verwenden, führt die im Komparator vorliegende Nichtlinearität zu einer Erhöhung der Kleinsignalverstärkung im Regelkreis. Dies führt zu einer Destabilisierung des Regelkreises, wodurch ein Potential für Oszillation erzeugt wird. Daher können mit herkömmlichen Wandlern keine kleinen Minimalwerte für das Tastverhältnis erzielt werden.If clocked current transformers and D amplifiers to minimally small duty cycles operated while a periodic signal with a linear sawtooth waveform use, the leads nonlinearity present in the comparator to increase the Small signal gain in the control loop. this leads to to destabilize the control loop, creating a potential for oscillation is produced. Therefore, you can with conventional Converters achieved no small minimum values for the duty cycle become.

Aus der WO 98/27648 A1 ist ein Verfahren zur Ausgabe von gleichmäßigen Pulsen mit geringen Tastverhältnissen bekannt. Durch Rauschen können die resultierenden Pulsweiten stark schwanken. Bei dem Verfahren wird zur Unterdrückung des Rauschens eine „dual slope ramp” verwendet, bei der die Neigung der Spannungsrampe des Pulsweiten-Modulators zu Beginn der Periodendauer beträchtlich vergrößert wird. Hierdurch kann eine höhere Genauigkeit bei einem Vergleich der Referenzspannung mit der Spannungsrampe erzielt werden.From the WO 98/27648 A1 For example, a method for outputting even pulses with low duty cycles is known. Noise can cause the resulting pulse widths to fluctuate greatly. In the method, a "dual slope ramp" is used to suppress the noise, in which the slope of the voltage ramp of the pulse width modulator is increased considerably at the beginning of the period. As a result, a higher accuracy can be achieved in a comparison of the reference voltage with the voltage ramp.

Aus der US 3 393 363 A ist ein Verfahren bekannt, bei dem unter Verwendung eines elektronischen Verstärkers eine gleich bleibende Pulsbreite („pulses of consistent width”) angestrebt wird. Dies erfolgt unter Verwendung nicht-linearer Bauteile und einem binären Ansatz.From the US 3,393,363 A For example, a method is known in which a constant pulse width ("pulses of consistent width") is sought using an electronic amplifier. This is done using nonlinear components and a binary approach.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Erzeugung eines Impulsausgangssignals aus einem periodischen Sägezahnsignal und einer Referenzspannung zu schaffen, bei dem der lineare Bereich von Tastverhältnissen des Impulsausgangssignals signifikant auf Minimalwerte ausgeweitet wird. Gelöst wird diese Aufgabe durch das im Patentanspruch 1 angegebene Verfahren.Of the The present invention is based on the object, a method for generating a pulse output signal from a periodic sawtooth and to provide a reference voltage in which the linear range of duty cycles of the pulse output signal is significantly extended to minimum values becomes. Solved This object is achieved by the method specified in claim 1.

Vorzugsweise wird ein kurzes Austastintervall vor der eigentlichen Rampe der Wellenform eingefügt.Preferably is a short blanking interval before the actual ramp of Waveform inserted.

Gegenstand der Erfindung ist ferner ein getakteter Stromwandler, wie in Patentanspruch 3 angegeben. Mit diesem Stromwandler ist das Verfahren gemäß der Erfindung durchführbar.object The invention is further a clocked current transformer as in claim 3 indicated. With this current transformer is the method according to the invention feasible.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein fester Bruchteil einer geforderten Ausgangsspannung, die am Ausgang der Schaltzelle entsteht, an den ersten Differenzeingang des Fehlerverstärkers angelegt. Somit arbeitet die Energieversorgung mit einer festen Verstärkung, wodurch sie für alle Ausgangsspannungen optimal kompensiert ist.In a preferred embodiment a fixed fraction of a required output voltage at the Output of the switching cell is formed, to the first differential input of the error amplifier created. Thus, the power supply works with a fixed gain making them for all output voltages are optimally compensated.

In einer weiteren Verbesserung dieses Konzepts umfasst die einstellbare Referenzspannungsquelle eine feste Referenzquelle und einen Verstärker mit einstellbarem Verstärkungsfaktor. Eine feste Referenzspannung aus einer festen Referenzspannungsquelle wird an einen Eingang des Verstärkers angelegt, und ein Ausgang des Verstärkers liefert die einstellbare Referenzspannung.In Another improvement to this concept includes the adjustable one Reference voltage source a fixed reference source and an amplifier with adjustable gain factor. A fixed reference voltage from a fixed reference voltage source is applied to an input of the amplifier, and an output of the amplifier provides the adjustable reference voltage.

Einzelheiten einer Ausführungsform der Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ersichtlich. In den Zeichnungen:Details of an embodiment of the invention will become apparent from the following detailed description with reference to the accompanying drawings Drawings visible. In the drawings:

stellt 1 ein schematisches Schaltbild eines getakteten Stromwandlers gemäß dieser Erfindung dar;provides 1 a schematic diagram of a clocked current transformer according to this invention;

2 ist ein Diagramm, das den idealen Betrieb eines Wandlers veranschaulicht; 2 Fig. 12 is a diagram illustrating the ideal operation of a converter;

3 ist ein Diagramm, das die Form von schmalen Ausgangsimpulsen mit einem herkömmlichen Wandler zeigt; 3 Fig. 15 is a diagram showing the form of narrow output pulses with a conventional converter;

4 veranschaulicht die Geometrie einer Sägezahnrampe, die in Übereinstimmung mit den Grundsätzen der Erfindung verwendet wird; 4 Figure 12 illustrates the geometry of a sawtooth ramp used in accordance with the principles of the invention;

5 ist ein Diagramm, das die Form von schmalen Ausgangsimpulsen mit einem Wandler, der gemäß der Erfindung funktioniert, zeigt; und 5 Fig. 12 is a diagram showing the form of narrow output pulses with a transducer operating in accordance with the invention; and

6 ist eine schematische Darstellung einer Schaltung in einem Oszillator für die Erzeugung eines Sägezahnsignals mit der in 4 veranschaulichten Geometrie. 6 is a schematic representation of a circuit in an oscillator for generating a sawtooth signal with the in 4 illustrated geometry.

Mit Bezug auf 1 ist ein Gleichspannungs-Abwärtswandler mit einer Schaltzelle 10 abgebildet, der einen Versorgungsport für eine Eingangsspannung Vin und einen Ausgangsport für eine Ausgangsspannung Vout hat. Die Schaltzelle 10 weist ein Paar von Gegentakttransistoren MN und MP auf, die zwischen dem Versorgungsport und Erde angeschlossen sind, und einen Gate-Treiber 12 mit Ausgängen, die an die Gates der Transistoren MN und MP angeschlossen sind, und einen Steuereingang 14. Der Verbindungsknoten zwischen den Transistoren MN und MP ist mit dem Ausgangsport durch eine Induktivität 16 verbunden. Ein Kondensator C und ein Widerstand R sind zwischen dem Ausgangsport und Erde in Reihe geschaltet.Regarding 1 is a DC-DC down converter with a switch cell 10 which has a supply port for an input voltage Vin and an output port for an output voltage Vout. The switching cell 10 has a pair of push-pull transistors MN and MP connected between the supply port and ground, and a gate driver 12 with outputs connected to the gates of the transistors MN and MP, and a control input 14 , The connection node between the transistors MN and MP is connected to the output port through an inductance 16 connected. A capacitor C and a resistor R are connected in series between the output port and ground.

Ein Summierkomparator 18 weist einen Ausgang auf, der mit dem Steuereingang 14 der Schaltzelle 10 verbunden ist, und zwei Differenzeingangspaare. Das erste Differenzeingangspaar (die „inneren” Eingänge in der Figur) sind mit den Differenzausgängen eines Fehlerverstärkers 20 verbunden. Der invertierende Eingang des zweiten Paares ist mit dem Ausgang eines Oszillators 22 verbunden, der eine Sägezahnwellenform mit fester Frequenz erzeugt. Der nicht invertierende Eingang des zweiten Paares ist mit einem Anzapfknoten eines ohmschen Spannungsteilers verbunden, der die in Reihe geschalteten Widerstände R1 und R2 enthält.A summing comparator 18 has an output connected to the control input 14 the switching cell 10 connected, and two differential input pairs. The first differential input pair (the "inner" inputs in the figure) are the differential outputs of an error amplifier 20 connected. The inverting input of the second pair is connected to the output of an oscillator 22 which generates a fixed frequency sawtooth waveform. The non-inverting input of the second pair is connected to a tap node of a resistive voltage divider comprising the series-connected resistors R1 and R2.

Ein fester Bruchteil der Ausgangsspannung Vout wird von einem ohmschen Spannungsteiler mit den zwischen dem Ausgangsanschluss und Erde in Reihe geschalteten Widerstanden R3 und R4 entnommen und an einen invertierenden Eingang eines Fehlerverstärkers 20 angelegt. Eine einstellbare Referenzspannung Vref wird an den nicht invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 20 und an den Widerstand R1 an dessen Anschluss angelegt, der sich auf der anderen Seite dessen Verbindung mit Widerstand R2 befindet. Die einstellbare Referenzspannung Vref wird vom Ausgang eines Differentialverstärkers 24 geliefert, dessen Verstärkung durch eine Rückkopplungsschleife eingestellt wird, die die zwischen dem Ausgang des Verstärkers 24 und Erde in Reihe geschalteten Widerstände R5 und R6 umfasst, wobei der Verbindungsknoten zwischen den Widerstanden R5, R6 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 24 verbunden ist. Eine feste Spannung aus einer festen Referenzspannungsquelle 26 wird an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 24 angelegt.A fixed fraction of the output voltage Vout is taken from a resistive voltage divider with the resistors R3 and R4 connected in series between the output terminal and earth and to an inverting input of an error amplifier 20 created. An adjustable reference voltage Vref is applied to the non-inverting input of the error amplifier 20 and applied to the resistor R1 at its terminal, which is on the other side of its connection to resistor R2. The adjustable reference voltage Vref is provided by the output of a differential amplifier 24 whose gain is adjusted by a feedback loop between the output of the amplifier 24 and ground connected in series resistors R5 and R6, wherein the connection node between the resistors R5, R6 to the inverting input of the amplifier 24 connected is. A fixed voltage from a fixed reference voltage source 26 is applied to the non-inverting input of the amplifier 24 created.

Der Wandler wird vorzugsweise als integrierte CMOS-Schaltung implementiert. Während die meisten der in der Figur gezeigten Komponenten in der integrierten Schaltung integriert sind (mit Ausnahme des durch die Induktivität 16 und den Kondensator C gebildeten LC-Filters), befindet sich der ohmsche Spannungsteiler, der die Widerstände R5 und R6 umfasst, außerhalb der integrierten Schaltung.The converter is preferably implemented as a CMOS integrated circuit. While most of the components shown in the figure are integrated in the integrated circuit (except by the inductance 16 and the capacitor C formed LC filter), is the resistive voltage divider comprising the resistors R5 and R6, outside the integrated circuit.

Im Betrieb vergleicht der Summierkomparator 18 die Sägezahnspannung vom Oszillator 22 mit einem festen Bruchteil der einstellbaren Referenzspannung Vref. Wenn der feste Bruchteil der Referenzspannung Vref gleich der Hälfte der Rampenhöhe des Sägezahnsignals ist, liefert der Ausgang des Summierkomparators ein Impulssignal mit einem Tastverhältnis von 50:50. Eine höhere oder niedrigere Referenzspannung Vref würde den Übernahmepunkt des Summierkomparators 18 verschieben, wodurch das Tastverhältnis entsprechend geändert würde. Das Impulssignal vom Komparator 18 wird im Gate-Treiber 12 verstärkt, wodurch die Schalttransistoren MN und MP abwechselnd an und aus geschaltet werden, wodurch die Ausgangsspannung Vout erzeugt wird, wie allgemein bekannt ist. Die Ausgänge des Fehlerverstärkers 20 agieren auch so, dass sie den Übernahmepunkt im Summierkomparator 18 verschieben, um jegliche Fehler in der Ausgangsspannung Vout zu korrigieren. Die Gleichstrom-Genauigkeit des erfindungsgemäßen Stromrichters ist jedoch inhärent hoch, also sind nur kleine Korrekturen erforderlich, um kleine Störungen zu korrigieren. Folglich erhält man eine geregelte Ausgangsspannung Vout, deren Pegel mit hoher Genauigkeit in einem weiten Bereich eingestellt werden kann, indem die Referenzspannung Vref mit den externen Widerständen R5 und R6 eingestellt wird.In operation, the summing comparator compares 18 the sawtooth voltage from the oscillator 22 with a fixed fraction of the adjustable reference voltage Vref. When the fixed fraction of the reference voltage Vref is equal to one-half of the ramp magnitude of the ramp signal, the output of the summing comparator provides a pulse signal having a 50:50 duty cycle. A higher or lower reference voltage Vref would be the takeover point of the summing comparator 18 shift, which would change the duty cycle accordingly. The pulse signal from the comparator 18 will be in the gate driver 12 amplifies, whereby the switching transistors MN and MP are alternately switched on and off, whereby the output voltage Vout is generated, as is well known. The outputs of the error amplifier 20 They also act as the takeover point in the summation comparator 18 to correct any errors in the output voltage Vout. However, the DC accuracy of the power converter of the invention is inherently high, so only small corrections are needed to correct for small disturbances. Consequently, a regulated output voltage Vout is obtained, the level of which can be set in a wide range with high accuracy by setting the reference voltage Vref with the external resistors R5 and R6.

Im bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Rampenhöhe des Sägezahnsignals vom Oszillator 22 proportional zum Pegel der Eingangsspannung Vin am Versorgungseingang. Wie allgemein bekannt ist, ist die Verstärkung eines Modulators wie offenbart gleich der Versorgungsspannung geteilt durch die Rampenhöhe. Bei einer Versorgungsspannung von 2,5 geteilt durch 6 Volt erhält man eine Abweichung der Verstärkung von 7,6 dB im Speisespannungsbereich. Vom Gesichtspunkt der ‚Lastregulierung’ aus betrachtet ist der schlimmste Fall eine niedrige Speisespannung. Vom Gesichtspunkt der Regelkreisstabilisierung aus gesehen ist der schlimmste Fall eine hohe Speisespannung. Wenn die Rampenhöhe proportional zur Versorgung gewählt wird, ergibt sich daraus ein konstanter Verstärkungsfaktor für den Modulator. In einem spezifischen Ausführungsbeispiel wird eine Standardrampenhöhe von Vin/10 verwendet.In the preferred embodiment, the ramp height of the ramp signal is from the oscillator 22 proportional to the level of the input voltage Vin at the supply entrance. As is well known, the gain of a modulator as disclosed is equal to the supply voltage divided by the ramp height. With a supply voltage of 2.5 divided by 6 volts, a deviation of the gain of 7.6 dB in the supply voltage range is obtained. From the point of view of 'load regulation', the worst case is a low supply voltage. From the viewpoint of loop stabilization, the worst case is a high supply voltage. If the ramp height is chosen to be proportional to the supply, this results in a constant gain factor for the modulator. In a specific embodiment, a standard ramp height of Vin / 10 is used.

Für einen perfekten Komparator und einen perfekten (linearen) Sägezahn ist die Impulslängenänderung dT für ein Zeitintervall T für eine Referenzspannungsänderung dRef gleich: dT = T·dRef/Rampenhöhe,wie in 2 veranschaulicht.For a perfect comparator and a perfect (linear) sawtooth, the pulse length change dT for a time interval T for a reference voltage change dRef is equal to: dT = T · dRef / ramp height, as in 2 illustrated.

Auf Grund der Nichtlinearität des Komparators ist obige Gleichung jedoch nicht erfüllt, wenn die Referenzspannung nahe des Minimums der Sägezahnrampe liegt.On Reason for nonlinearity However, the comparator above equation is not true if the reference voltage is close to the minimum of the sawtooth ramp.

Das Diagramm in 3 zeigt sehr genaue Details darüber, wenn das Modulator-Referenzpotential sukzessive durch den Betriebsbereich verschoben wird, wodurch schmale Impulse (kleine Tastverhältnisse) erzeugt werden. Es ist ersichtlich, dass es einen Betriebsbereich gibt, in, dem der hohe Impedanzpunkt nicht die positive Schiene (6 V) erreicht, und dass die Zeitdifferenz zwischen dem Kreuzen des Versorgungsmittelpunktes in abfallender und in ansteigender Richtung in diesem Bereich viel schneller variiert, als wenn der Referenzpunkt an eine Position verschoben wird, an der der hi-z-Punkt (hohe Impedanz) die Versorgungsschiene zwischen der steigenden und abfallenden Flanke erreicht. Mit Hilfe des Diagramms wird versucht, die schnelle Änderung der Impulslänge zu verdeutlichen, wenn sie durch den kritischen Bereich hindurch variiert wird. Es sollte klar sein, dass Impulslängenänderungen in Hinblick auf die ‚Referenzspannung’ in diesem Bereich viel größer sind. Hieraus ergibt sich, dass der Modulator eine viel höhere ‚Kleinsignal’-Verstärkung für kleine Tastverhältnisse hat. Schließlich wird ein Punkt erreicht, an dem die Impulse quasi linear mit dem Versatz zunehmen.The diagram in 3 shows very accurate details about when the modulator reference potential is successively shifted through the operating range, producing narrow pulses (small duty cycles). It can be seen that there is an operating range in which the high impedance point does not reach the positive rail (6V), and that the time difference between the crossing of the supply center point in decreasing and ascending directions varies much faster in that range than when the reference point is shifted to a position where the hi-z point (high impedance) reaches the supply rail between the rising and falling edges. The diagram attempts to illustrate the rapid change in pulse length as it is varied through the critical range. It should be understood that pulse length changes with respect to the 'reference voltage' in this range are much greater. It follows that the modulator has a much higher, small signal 'gain for small duty cycles. Finally, a point is reached at which the pulses increase quasi linearly with the offset.

Bei dem Verfahren der Erfindung wird eine modifizierte Geometrie für die Sägezahnrampe verwendet, um die Nichtlinearität des Komparators bei kleinen Tastverhältnissen zu kompensieren. Unter Bezugnahme auf 4 ist ersichtlich, dass die Rampe, angefangen bei der Minimalspannung der Rampe, einen Anfangsabschnitt mit einer Steigung hat, die größer als die Steigung im übrigen Abschnitt ist, wo die Steigung konstant ist. In diesem Anfangsabschnitt der Rampe, der in 4 im Wesentlichen vom Zeitpunkt 1,35 μs bis zum Zeitpunkt 1,40 μs reicht, nimmt die Steigung allmählich so weit ab, bis sie gegen die Steigung im linearen Abschnitt konvergiert. Wie auch aus 4 ersichtlich ist, wird ein kurzes Austastintervall nach der abfallenden Flanke der Wellenform und dem Anfangsabschnitt der Rampe eingefügt.In the method of the invention, a modified saw tooth ramp geometry is used to compensate for the non-linearity of the comparator at low duty cycles. With reference to 4 It can be seen that the ramp, starting at the minimum voltage of the ramp, has an initial section with a pitch greater than the slope in the remaining section where the slope is constant. In this initial section of the ramp, which in 4 from 1.35 μs to 1.40 μs, the slope gradually decreases until it converges to the slope in the linear section. As well as out 4 is apparent, a short blanking interval is inserted after the falling edge of the waveform and the beginning portion of the ramp.

Die Ergebnisse sind in 5 veranschaulicht. Die darin abgebildete Wellenform veranschaulicht die Spannung am hohen Impedanzknoten des Komparators, wenn die Referenzspannung durch ein identisches Muster wie das des Szenarios in 3 verschoben wird. Dabei ist es wichtig, die Zunahme der Impulslänge zu beobachten und wie viel linearer diese im Vergleich zu 3 ist. Hieraus ergibt sich deutlich, dass eine „Kleinsignal”-Verstärkung des Komparators weitaus konstanter in einem weiteren Bereich von Tastverhältnissen ist.The results are in 5 illustrated. The waveform depicted therein illustrates the voltage at the high impedance node of the comparator when the reference voltage is represented by an identical pattern as that of the scenario in FIG 3 is moved. It is important to observe the increase in pulse length and how much more linear these are compared to 3 is. This clearly shows that a "small-signal" gain of the comparator is much more constant in a wider range of duty cycles.

6 zeigt eine Schaltungsanordnung, die in einem Oszillator für die Erzeugung eines wie in 4 abgebildeten Sägezahnsignals zu verwenden ist. Alle anderen in dieser Anordnung enthaltenen Bauelemente werden zunächst ignoriert, und eine Stromquelle I lädt einen Kondensator C auf, um eine lineare Rampe mit der Steigung I/C zu erzeugen. Ein NMOS-Transistor NM1 ist durch einen Widerstand R mit dem Rampenausgang verbunden. Das Gate des Transistors MN1 ist mit einer Impulssignalquelle S verbunden. Wenn das Gate des Transistors NM1 hoch ist, wird NM1 aktiviert und leitet den Ladestrom von der Stromquelle I um, wodurch das Ansteigen der Rampe aufgehalten wird, bis NM1 ausgeschaltet wird. Die Form und die zeitlich richtige Einstellung der am Gate von NM1 angelegten Wellenform können somit verwendet werden, um den Gesamtrampenausgang zu gestalten. Insbesondere die Form und die zeitlich richtige Einstellung werden so gewählt, dass ein kurzes Austastintervall nach der abfallenden Flanke der Wellenform und dem Anfang der Rampe eingefügt wird. Um die Ladung des Kondensators C im Anfangsabschnitt der Rampe zu beschleunigen, ist der Rampenausgang zusätzlich mit der Source eines NMOS-Transistors NM2 verbunden. Das Gate von NM2 ist mit einem über Diode verbundenen NMOS-Transistor MN3 verbunden, der durch eine Stromquelle I1 vorgeladen wird. Eine Spannungsquelle V liefert die Drain-Vorladung für NM3. Das B/L-Verhältnis (Breite/Länge) des über Diode verbundenen Transistors MN3 ist viel kleiner als das von NM2 und darum zweigt die Source von NM2, wenn der Kondensator C entladen wird, zusätzlichen Strom in den Kondensator C ab, um eine beschleunigte Steigung am Anfang der Rampe zu liefern. Mit zunehmender Rampenspannung wird der Transistor MN2 abgeschaltet, wodurch die Rampensteigung auf den normalen Wert I/C verringert wird. 6 shows a circuit arrangement used in an oscillator for the generation of a like in 4 is to be used with the sawtooth signal shown. All other components included in this arrangement are initially ignored, and a current source I charges a capacitor C to produce a linear ramp of slope I / C. An NMOS transistor NM1 is connected through a resistor R to the ramp output. The gate of the transistor MN1 is connected to a pulse signal source S. When the gate of the transistor NM1 is high, NM1 is activated and redirects the charging current from the current source I, thereby stopping the rise of the ramp until NM1 is turned off. The shape and timely adjustment of the waveform applied to the gate of NM1 can thus be used to design the overall ramp output. In particular, the shape and the timely adjustment are chosen so that a short blanking interval is inserted after the falling edge of the waveform and the beginning of the ramp. In order to accelerate the charge of the capacitor C in the initial portion of the ramp, the ramp output is additionally connected to the source of an NMOS transistor NM2. The gate of NM2 is connected to a diode-connected NMOS transistor MN3, which is precharged by a current source I1. A voltage source V provides the drain precharge for NM3. The B / L ratio (width / length) of the diode-connected transistor MN3 is much smaller than that of NM2, and therefore the source of NM2, when capacitor C is discharged, shunts additional current into capacitor C to accelerate To deliver slope at the beginning of the ramp. As the ramp voltage increases, transistor MN2 is turned off, reducing the ramp slope to the normal I / C.

Obige Schaltungsanordnung ist nur ein Beispiel dafür, wie man die modifizierte Rampengeometrie von 4 leicht erreichen kann.The above circuitry is just one example of how to use the modified ramp geometry of 4 can easily reach.

Claims

Method for generating a pulse output signal from a periodic sawtooth signal and a reference voltage, - in which the periodic sawtooth signal and the reference voltage at inputs a comparator are applied and the output signal from an output is taken from the comparator, - Wherein the sawtooth signal has a ramp that goes from a minimum voltage level to a maximum voltage level is sufficient, - wherein the duty cycle of Pulse signal by a change the reference voltage between the minimum and maximum voltage levels is controlled, and - in which the ramp has an initial start section at the minimum voltage level begins, and a main section extending from the initial section to the maximum Voltage level extends, - The slope in the main ramp section has a constant value and in the initial section a value that greater than the constant value is - in which the slope in the initial section of the ramp is varied so that it nonlinearity of the comparator in an operating range in which the reference voltage is close to the minimum voltage level of the sawtooth signal compensated.

Method according to claim 1, in which before the initial section of the ramp a blanking interval added becomes.

Pulsed current transformer, comprising: - a switching cell with a supply input, an output and a control input, - one Summing comparator having a first and a second differential input pair and an output in which the output is connected to the control input of the Switching cell is connected, - an oscillator that has a provides a periodic waveform to a first input of the first differential input pair of the summing comparator is applied, - an adjustable Reference voltage source, which is an adjustable reference voltage from which a predetermined fraction to a second input of the first differential input pair of the summing comparator will, and - one Error amplifier, the differential outputs, those with the second differential input pair of the summing comparator coupled, and having a differential input pair, wherein a first input of the differential input pair with the output of the switching cell is coupled and the adjustable reference voltage from the adjustable Reference voltage source to a second input of the differential input pair is created; - at the periodic signal with a sawtooth signal with a ramp is that of a minimum voltage level to a maximum voltage level is enough, the duty cycle of the pulse signal by changing the reference voltage between the minimum and maximum voltage levels is controlled, and where the ramp is an initial start section which begins at the minimum voltage level and a main section, from the beginning to the maximum voltage level extends, wherein the ramp slope in the main ramp section a has constant value and in the initial section a value greater than the constant value is.

Current transformer according to claim 3, in which a fixed fraction of a required output voltage, which arises at the output of the switching cell, to the first differential input of the error amplifier applied becomes.

Current transformer according to claim 3 or claim 4, wherein the adjustable reference voltage source a fixed reference source, an amplifier with adjustable amplification factor with an input and an output, comprising a fixed reference voltage from the fixed reference voltage source is applied to the input, and the output provides the adjustable reference voltage.

Current transformer according to claim 5, further comprising an ohmic voltage divider, the with the output of the amplifier with adjustable amplification factor is connected and the predetermined fraction of the adjustable Reference voltage supplies.

Current transformer according to claim 5 or claim 6, wherein the gain-adjustable amplifier a feedback loop comprising an adjustable ohmic voltage divider.

Current transformer according to claim 7, which is implemented as a CMOS integrated circuit, wherein the ohmic voltage divider outside the integrated circuit is located.

A current transformer according to any one of claims 3 to 8, comprising an oscillator for generating a sawtooth signal having a circuit arrangement with the following elements comprise: a current source (I) connected in series with a capacitor, a connection node between the current source and the capacitor constituting an output of the oscillator, a first MOS transistor (MN1) connected to the connection node and having a gate connected to the source (S) of a pulse waveform, a second MOS transistor (MN2) having a source connected to the connection node, and a drain connected to a bias source (V ), and a third MOS transistor (NM3), which is connected via diode and which is precharged by a current source (I1), wherein the drain and the gate of the third MOS transistor (MN3) with the gate of the second MOS transistor (MN2) are connected.

Current transformer according to claim 9, in which the pulse waveform applied to the gate of the first MOS transistor (MN1) has a shape and a timely setting, so that a short blanking interval between the falling edge of the sawtooth waveform and the beginning inserted the ramp becomes.