DE10143432C1

DE10143432C1 - Driver circuit for field-controlled load switch has control device determining control voltage characteristic during switching in or switching out

Info

Publication number: DE10143432C1
Application number: DE2001143432
Authority: DE
Inventors: Peter Hille; Reinhard Orthmann
Original assignee: DaimlerChrysler AG
Current assignee: Daimler AG
Priority date: 2001-09-05
Filing date: 2001-09-05
Publication date: 2003-02-27
Anticipated expiration: 2021-09-06

Abstract

The driver circuit has a switched switching in current source (I1) and a switched switching out current source (I2), used for providing control voltages for the control terminal (G) of the field-controlled load switch (M). At least one control device (4,12) determines the control voltage characteristic during switching in or switching out. Also included are Independent claims for the following: (a) a control method for a switching in afield-controlled load switch; (b) a control method for switching out a field-controlled load switch

Description

Die Erfindung betrifft ein Ansteuerverfahren und Treiberschaltungen für einen feldgesteuer ten Leistungsschalter, insbesondere eines MOS-Transistors.The invention relates to a driving method and drive circuits for a field control th circuit breaker, in particular a MOS transistor.

State of the art

Für das Schalten von Lasten stellen feldgesteuerte Halbleiterelemente wie MOS-Transistoren oder IGBTs den Stand der Technik dar. Das Verhalten der Schaltanordnung wird durch die parasitären Elemente in Aufbau und Zuleitung nachhaltig beeinflußt. Vor allem die durch Zuleitungen hervorgerufenen induktiven Elemente lassen sich nicht vernachlässigen.For switching loads make field-controlled semiconductor elements such as MOS transistors or IGBTs the state of the art. The behavior of the switching arrangement is characterized by the parasitic elements in construction and supply sustainably influenced. Especially the through Supply lines caused inductive elements can not be neglected.

Fig. 1 stellt eine üblicherweise benutzte Schaltung zur Leistungsschaltung schematisch dar: Der Schalter M, für Betriebsspannungen unter 100 V bevorzugt ein MOSFET mit positiver Steuerspannung, liegt in Reihe zur zu schaltenden Last ZL, die mit der Betriebsspannung U_B verbunden ist. Die Last hat im allgemeinen eine komplexe Impedanz, häufig kann (z. B. bei Elektromotoren oder anderen elektromagnetischen Aktuatoren) von einem dominierenden induktiven Verhalten der Last ausgegangen werden. Um beim Abschalten der Last einen Pfad für den Strom durch die Last zur Verfügung zu stellen, wird üblicherweise eine Diode DF, die sogenannte Freilaufdiode, parallel zur Last geschaltet. In Reihe zu Schalter M und Diode DF liegen, durch die Zuleitungen der Bauelemente und des Aufbaus gegeben, die parasitären Induktivitäten LsT und LsD. Die Zuleitung zur Betriebsspannungsquelle U_B erzeugt eine weitere Induktivität LsU. Der MOSFET verfügt über die den Laststrom führenden Anschlüs se Drain D und Source S, am Steueranschluß G wird die Steuerspannung U_GS zum Ein- bzw. Ausschalten des MOSFET angelegt. Fig. 1 shows a circuit commonly used for power circuit is schematically: The switch M, for operating voltages below 100 V, preferably a MOSFET with positive control voltage, is in series with the load to be switched ZL, which is connected to the operating voltage U _B. The load generally has a complex impedance, and it can often be assumed (eg with electric motors or other electromagnetic actuators) of a dominant inductive behavior of the load. In order to provide a path for the current through the load when switching off the load, usually a diode DF, the so-called free-wheeling diode, is connected in parallel with the load. In series with switch M and diode DF, given by the leads of the components and the structure, the parasitic inductances LsT and LsD. The supply line to the operating voltage source U _B generates a further inductance LsU. The MOSFET has the load current leading terminals Drain D and Source S, at the control terminal G the control voltage U _{GS is applied} for switching the MOSFET on and off.

Bei ausgeschaltetem MOSFET M (U_GS ist kleiner als die U_th genannte Schwellspannung) fällt über diesem die Drain-Source-Spannung U_DS in Höhe der Betriebsspannung U_B ab. Wird der Schalter eingeschaltet (U_DS < 0), fließt durch die Lastimpedanz ZL der Laststrom I_L. Wird der Schalter ausgeschaltet, wird der Laststrom erst einmal durch die Induktivität der Last auf rechterhalten und fließt über die Freilaufdiode D zurück zum Betriebsspannungsanschluß U_B. In Fig. 1 ist der MOSFET als sogenannter Low-Side Schalter spannungsmäßig der Last nachgeordnet. Die gleichen grundsätzlichen Zusammenhänge gelten auch für einen soge nannten High-Side Schalter, bei der der MOSFET zwischen Versorgungsspannung und zu schaltender Last angeordnet ist.When the MOSFET M is switched off (U _GS is less than the threshold voltage called U _th ), the drain-source voltage U _DS drops above it in the amount of the operating voltage U _B. When the switch is turned on (U _DS <0), the load current I _L flows through the load impedance ZL. If the switch is turned off, the load current is first maintained by the inductance of the load and flows back to the operating voltage terminal U _B via the freewheeling diode D. In Fig. 1, the MOSFET as a so-called low-side switch voltage downstream of the load. The same basic connections also apply to a so-called high-side switch, in which the MOSFET is arranged between the supply voltage and the load to be switched.

Zum Erzeugen der Ansteuerspannung U_GS sind verschiedene Treiberschaltungen bekannt, die in Fig. 2 als integrierter Baustein 2 stark vereinfacht dargestellt sind. Auf bekannte Treiber schaltungen wird in der Folge noch näher eingegangen. Üblicherweise erhält die Treiber schaltung eine definierte Quellimpedanz, was im Ersatzschaltbild der Fig. 2 in Form eines Gatewiderstandes RG dargestellt ist.To generate the drive voltage U _GS , various driver circuits are known, which are shown greatly simplified in FIG. 2 as an integrated module 2 . On known driver circuits will be discussed in more detail below. Usually, the driver circuit receives a defined source impedance, which is shown in the equivalent circuit diagram of Fig. 2 in the form of a gate resistor RG.

Die typischen, zeitlichen Spannungs- und Stromverläufe beim Betrieb der bekannten Anord nungen nach Fig. 1 und Fig. 2 werden im folgenden in Zusammenhang mit der Fig. 3 darge stellt und erläutert. Teilbild a) stellt den Spannungsverlauf der Steuerspannung U_GS dar, in Teilbild b) sieht man den resultierenden Drain-Source Strom I_DS durch den MOSFET, in Teilbild c) ist die Drain-Source Spannung U_DS am MOSFET aufgetragen.The typical, temporal voltage and current waveforms during operation of the known Anord calculations of Fig. 1 and Fig. 2 will be in the following in connection with FIG. 3 Darge presents and explained. Partial image a) represents the voltage curve of the control voltage U _GS , in partial image b) one sees the resulting drain-source current I _DS through the MOSFET, in sub-image c) the drain-source voltage U _{DS is} applied to the MOSFET.

Bis zum Zeitpunkt t₁ ist der Schalter M gesperrt und der Laststrom I_L = I₁ fließt durch die Freilaufdiode DF. Zum Zeitpunkt t₁ wird die Steuerspannung vom Treiber 2 an das Gate des MOSFET angelegt und das Gate G des MOSFET M wird geladen. Mit steigender Gate- Spannung U_GS übernimmt der MOSFET den Laststrom I_L (Zeitpunkt t₂). Der Drain Source Strom I_DS durch den MOSFET steigt jedoch über den Laststrom hinaus weiter an, da die in der Freilaufdiode DF gespeicherte Ladung ausgeräumt werden muß. Dies geschieht kurze Zeit nach t₂. Der plötzlich auf I_L zusammenbrechende Strom hat bedingt durch die parasitären Induktivitäten einen Anstieg der Darin-Source Spannung U_DS weit über die Betriebsspannung U_B hinaus zur Folge. Until the time t ₁ , the switch M is disabled and the load current I _L = I ₁ flows through the freewheeling diode DF. At time t ₁ , the control voltage from the driver 2 is applied to the gate of the MOSFET and the gate G of the MOSFET M is charged. With rising gate voltage U _GS , the MOSFET takes over the load current I _L (time t ₂ ). However, the drain source current I _DS through the MOSFET continues to increase beyond the load current since the charge stored in the freewheeling diode DF must be removed. This happens a short time after t ₂ . Due to the parasitic inductances, the current that suddenly collapses to I _L causes an increase in the Darin source voltage U _DS far beyond the operating voltage U _B.

Bis zum Zeitpunkt t₃ wirkt sich die Miller-Kapazität C_GD des MOSFET auf die Steuerspan nung U_GS aus. Durch diese Rückkopplung sinkt die Drain-Source Spannung U_DS für den Zeit raum des sogenannten Miller-Plateau nur langsam. Ist die Schalterspannung auf die minimale Drain-Source Restspannung U_DS,on gefallen, kann der Steueranschluß G weiter geladen wer den, bis zum Zeitpunkt t₄ die maximale Steuerspannung U_max erreicht ist. Dieser Anstieg hat eine weitere Reduktion der Einschaltspannung unter U_DS,on zur Folge, womit die Leitungs verluste des Schalters reduziert werden können.Until time t ₃ , the Miller capacitance C _{GD of} the MOSFET affects the control voltage U _GS . Due to this feedback, the drain-source voltage U _DS for the time period of the so-called Miller Plateau drops only slowly. If the switch voltage has dropped to the minimum drain-source residual voltage U _{DS, on} , the control terminal G can continue to charge the who, until the time t _4, the maximum control voltage U _{max is} reached. This increase results in a further reduction of the turn-on voltage under U _{DS, on} , whereby the line losses of the switch can be reduced.

Der Drain-Source Strom I_DS steigt nach dem Abbau des Miller-Plateau bis zum maximalen Laststrom an. Für den Abschaltvorgang ab dem Zeitpunkt t₅ wird die Steuerspannung abge schaltet. Bedingt durch die Zeitkonstante der Treiberschaltung ergibt sich ein Zeitverzug bis zum Zeitpunkt t₆, bis der MOSFET abschaltet. Zwischen t₆ und t₇ wird der Laststrom nun wieder von der Freilaufdiode DF übernommen. Bedingt durch die parasitären Induktivitäten kommt es auch beim Abschalten zu einer Überhöhung der Drain-Source Spannung, auch wenn diese auf Grund der geringeren Stromanstiegsgeschwindigkeiten nicht so hoch ausfällt wie beim Einschalten. Auch nach Abklingen des Drain-Source Stromes dauert es noch eine Weile bis zum Zeitpunkt t₈, bis die Steuerspannung U_GS ganz auf 0 zurückgegangen ist.The drain-source current I _DS increases after the degradation of the Miller plateau to the maximum load current. For the shutdown from the time t ₅ , the control voltage is switched abge. Due to the time constant of the driver circuit results in a time delay until the time t ₆ , until the MOSFET turns off. Between t ₆ and t ₇ , the load current is now taken over again by the freewheeling diode DF. Due to the parasitic inductances, there is an increase in the drain-source voltage even when switched off, even if this is not as high due to the lower current rise speeds as when switching on. Even after the decay of the drain-source current, it takes a while until the time t ₈ , until the control voltage U _{GS has} decreased to zero.

Der beschriebene Schaltvorgang ist in mehrfacher Hinsicht nachteilig für den Betrieb der gezeigten Anordnung. Vor allem die hohen Spannungsspitzen zu den Zeitpunkt t₂ und t₇ kön nen die maximal zulässige Drain-Source Spannung am MOSFET überschreiten und diesen schädigen. Die Rückwirkung der Drain-Source Spannung (t₂-t₃) über die Miller-Kapazität C_GD hat ein langsames Abfallen der Schalterspannung bei hohem Laststrom zur Folge und erzeugt damit eine hohe Verlustleistung. Das langsame Erreichen der maximalen Ansteuer spannung (t₃-t₄) erhöht die Durchlaßverluste. Beim Abschalten kommt es hingegen durch die Form der Entladekurve zu einem - im Vergleich zum Einschalten - schnellen Abfall des Schalterstromes. Das damit verbundene schnelle Ansteigen des Freilaufstroms hat nicht nur Überspannungen zur Folge, sondern kann in Bordnetzen auch Auswirkungen auf andere Verbraucher im Bordnetz haben und stören. The switching process described is disadvantageous in several respects for the operation of the arrangement shown. Above all, the high voltage peaks at the time t ₂ and t ₇ Kings nen exceed the maximum allowable drain-source voltage at the MOSFET and damage this. The effect of the drain-source voltage (t ₂ -t ₃ ) on the Miller capacitance C _{GD results} in a slow drop of the switch voltage at high load current and thus generates a high power loss. The slow achievement of the maximum drive voltage (t ₃ -t ₄ ) increases the Durchlaßverluste. When switching off, however, it comes through the shape of the discharge curve to a - compared to switching - rapid drop in the switch current. The associated rapid increase in the freewheeling current not only has overvoltages result, but can also have an impact on other consumers in the electrical system in on-board networks and disturb.

Man hat deshalb in der Vergangenheit verbesserte Treiberschaltungen vorgeschlagen, um die Ein- und Auschaltvorhänge bei einem MOSFET zu verbessern. In DE 44 13 546 A1 wird eine Gleichstrom-Steuerschaltung beschrieben, die den Ansteuerstrom eines Halbleiterschal ters in Abhängigkeit der Spannung am Freilaufhalbleiter variiert. Dabei wird vorzugsweise ein kleiner Schalterstrom aufrechterhalten, bis die Spannung am Freilaufhalbleiter 0 ist und dieser damit nicht mehr leitet. Dann wird der Ansteuerstrom erhöht, um ein möglichst schnelles vollständiges Einschalten des Schalters zu erzielen.It has therefore been proposed in the past, improved driver circuits to the To improve entry and exit curtains in a MOSFET. In DE 44 13 546 A1 is a DC control circuit is described, the driving current of a semiconductor scarf Ters varies depending on the voltage at the freewheeling semiconductors. It is preferred maintain a small switch current until the voltage at the freewheeling semiconductor is 0 and this no longer directs. Then the drive current is increased to a possible achieve fast turn on of the switch.

In der DE 40 13 997 A1 wird ein ähnliches Verfahren beschrieben, das darauf basiert, daß die Spannung am Verbindungsknoten zwischen dem Halbleiterschalter und dem Freilaufelement gemessen wird. Im Falle eines als MOS-Transistor ausgeführten Schaltelementes wird der Steuerstrom, im Falle eines Bipolartransistors die Steuerstromänderung, so lange auf einem hohen Wert gehalten, bis die gemessene Spannung einen Schwellenwert erreicht, der das Durchschalten des Freilaufelementes signalisiert. Dann wird der Steuerstrom bzw. die Steuer stromänderung reduziert.In DE 40 13 997 A1 a similar method is described, which is based on that Voltage at the connection node between the semiconductor switch and the freewheeling element is measured. In the case of a designed as a MOS transistor switching element of the Control current, in the case of a bipolar transistor, the control current change, so long on a held high value until the measured voltage reaches a threshold, which is the Switching through the freewheeling element signals. Then the control current or the tax current change reduced.

Aus der US 5,028,818 ist eine Vorrichtung gemäß den beiden ers ten Absätzen des Anspruch 1 bekannt. Insbesondere ist es bekannt einen Steuerstrom als Steuerspannung mit quadratwurzel förmigen Verlauf an den Steueranschluß des Leistungsschalters anzulegen.From US 5,028,818 is a device according to the two ers ten paragraphs of claim 1 known. In particular it is Known a control current as control voltage square root shaped course to the control terminal of the circuit breaker to apply.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung unterscheidet sich hiervon durch die Merkmalskombination des dritten Absatzes des Anspruch 1. Mit dieser Merkmalskombination wird der Leistungsschalter nach dem Einschaltvorgang, so schnell wie möglich auf seinen geringsten Durchlaßwiderstand gebracht, so daß so schnell wie möglich ein möglichst verlustarmer Betrieb des Leistungsschal ters erreicht wird. Umgekehrt wird beim Ausschalten ein all zu schnelles Abfallen der Steuerspannung und damit all zu hohe Spannungsspitzen im Lastkreis vermieden.The device according to the invention differs therefrom by the feature combination of the third paragraph of the claim 1. This combination of features turns the circuit breaker after the switch-on, as soon as possible on his brought the lowest on-resistance, so that as fast as possible low-loss operation of the power scarf ters is achieved. Conversely, turning off an all-too fast drop of the control voltage and thus all too high Voltage peaks in the load circuit avoided.

Die Ausschaltflanke eines Leistungsschalters zu verlängern ist aus Patent Abstracts of Japan JP 07046117 A angeregt. Aller dings um den Preis einer gleichzeitigen Verlängerung der Einschaltdauer.To extend the cut-out edge of a circuit breaker from Patent Abstracts of Japan JP 07046117 A. all However, at the cost of a simultaneous extension of the Duty cycle.

Aus der DE 196 10 895 A1 ist ein Verfahren zur Einschaltrege lung eines IGBT mit den Merkmalen der ersten beiden Absätze von Anspruch 10 bekannt. Anspruch 10 unterscheidet sich durch den auf das Einschalten folgenden Verfahrensschritt, daß nämlich nach dem Einschalten der on-Widerstand des Leistungsschalters so schnell wie möglich auf den geringsten Widerstandswert ge bracht wird. Damit wird so schnell wie möglich ein möglichst verlustarmer Betriebszustand erreicht.From DE 196 10 895 A1 a method for Einschaltrege development of an IGBT with the characteristics of the first two paragraphs of Claim 10 is known. Claim 10 differs by the after switching on the following process step, namely that after switching on the on-resistance of the circuit breaker as quickly as possible to the lowest resistance is brought. This will help you as soon as possible low-loss operating condition reached.

Bisherige Treiberschaltungen für feldgesteuerte Leistungsschalter befassen sich stets mit der Verkürzung der Einschaltzeiten und der Ausschaltzeiten der Leistungsschalter um die Ver luste in den Schaltern zu minimieren und um gegebenenfalls Überspannungen zu begrenzen.Previous driver circuits for field-controlled circuit breakers always deal with the Shortening the switch-on times and the switch-off times of the circuit breakers by the Ver minimize losses in the switches and, if necessary, to limit overvoltages.

Neuere Entwicklungen im Bereich von Kraftfahrzeugbordnetzen sehen vor, die derzeitigen Bordnetzspannungen von nominell 14 V auf nominell 42 Volt zu erhöhen oder ein Zweispan nungsbordnetz mit den beiden Spannungsebenen 14 V und 42 V vorzusehen. Verbraucher in diesen Bordnetzen, die eine geringere Versorgungsspannung benötigen wie z. B. mikroelekt ronische Bauelemente oder Steuergeräte, will man gerne mit der leistungseffizienten Methode der Pulsweitenmodulation eines feldeffektgesteuerten Leistungsschalters aus dem Bordnetz versorgen. Hierbei kann auch für das Ansteuern von rein reaktiven Lasten und bei vernach lässigbarer parasitärer Induktivität LsT, bei denen das Problem der Spannungsüberhöhung nicht im Vordergrund steht, das Problem der Stromüberhöhung des Laststromes auftreten. Als Beispiel sei der Betrieb einer 14-V-Glühlampe mit der höheren Bordnetzspannung von 42 V genannt. Zum Herabsetzen der effektiven Spannung verwendet man das Verfahren der Pulsweitenmodulation. Wird dieses aus Platz- und Kostengründen ohne eine Induktivität im Lastkreis zur Glättung der Stromwelligkeit benutzt, ergibt sich ein Tastverhältnis von 1/9 mit Stromspitzen vom dreifachen Nennstrom der Glühlampe bei 14-V-Betrieb. Man diskutiert deshalb z. B. für Verbraucher in neuen 42 V Kfz-Bordnetzen derzeit eine Begrenzung der Stromänderungsgeschwindigkeit auf wenige A/µsec.Recent developments in the field of motor vehicle electrical systems foresee, the current Increase board voltage from nominal 14 V to nominal 42 volts or a double span supply network with the two voltage levels 14 V and 42 V. Consumers in these on-board networks, which require a lower supply voltage such. B. microelectrically Ronic components or control units, you want to be happy with the power-efficient method the pulse width modulation of a field effect-controlled circuit breaker from the electrical system supply. This can also for the driving of purely reactive loads and negligible permeable parasitic inductance LsT, where the problem of voltage overshoot is not in the foreground, the problem of current overshoot of the load current occur. An example is the operation of a 14 V incandescent lamp with the higher vehicle electrical system voltage of Called 42V. To reduce the effective voltage, the method of Pulse width modulation. Is this space and cost reasons without an inductance in Load circuit used to smooth the current ripple, resulting in a duty cycle of 1/9 Current peaks of three times the nominal incandescent lamp current at 14 V operation. One discusses therefore z. B. for consumers in new 42 V vehicle electrical systems currently limiting the Rate of current change to a few A / μsec.

Um hier den diskutierten Grenzwerten Genüge zu tun, muß der Stromanstieg oder -abfall im Leistungsschalter möglichst konstant erfolgen (dI_D/dt = const.). Jeder irgendwie gekrümmte Verlauf würde zu einer Erhöhung der während des Schaltvorgangs umgesetzten Leistung führen und damit den Leistungsschalter über Gebühr thermisch belasten.In order to satisfy the limit values discussed here, the current increase or decrease in the circuit breaker must be as constant as possible (dI _D / dt = const.). Any curved shape would increase the power dissipated during the switching process and thus thermally stress the circuit breaker excessively.

Eine wenig Erfolg versprechende Möglichkeit den Laststrom im Halbleiterschalter zu kon trollieren, ist eine Stromregelung, wie sie als theoretische Überlegung schematisch in Fig. 4 dargestellt ist. Hierzu muß der Strom z. B. über einen Widerstand RS im Lastkreis gemessen und einem Regelverstärker 2a zugeführt werden. Eine solche Anordnung erlaubt prinzipiell, jeden gewünschten Stromverlauf im Schalter einzustellen. In der Praxis ergeben sich jedoch unüberwindbare Probleme durch die mangelnde Stabilität des Regelkreises. Der Meßwi derstand erhöht zudem die Verlustleistung der Anordnung in unerwünschter Weise.A little promising possibility to troll the load current in the semiconductor switch is a current control, as shown schematically in Fig. 4 as a theoretical consideration. For this purpose, the current z. B. measured via a resistor RS in the load circuit and a control amplifier 2 a are supplied. Such an arrangement allows in principle to set any desired current profile in the switch. In practice, however, insurmountable problems arise due to the lack of stability of the control loop. The Meßwi resistance also increases the power loss of the arrangement in an undesirable manner.

Die zu lösende Aufgabe ist daher eine Treiberschaltung und ein Ansteuerverfahren für einen feldgesteuerten Leistungsschalter, insbesondere einen MOSFET, einen Thyristor oder einen IGBT, zu finden, die und das die Einstellung einer möglichst konstanten Stromanstiegs- oder -abfallgeschwindigkeit im Lastkreis ermöglicht, ohne daß zusätzliche Bauelemente, die Verlustleistung und Kosten erzeugen, wie z. B. Induktivitäten zur Stromglättung oder Meßwi derstände zum Aufbau einer Stromregelung, eingesetzt werden müssen. Unter diesen Rand bedingungen soll der Leistungsschalter nach der Einschaltflanke so schnell wie möglich in den bestleitenden Zustand, nach der Ausschaltflanke soll er so schnell wie möglich in den vollständig gesperrten Zustand gebracht werden. The problem to be solved is therefore a driver circuit and a driving method for a field-controlled power switch, in particular a MOSFET, a thyristor or a IGBT to find that and the setting of as constant as possible current increase or -falling speed in the load circuit allows, without additional components, the Generate power loss and costs, such. B. inductors for current smoothing or Meßwi Resistors to build a current control, must be used. Under this edge conditions, the circuit breaker should after the switch-on as soon as possible in the conductive state, after the switch-off should he as soon as possible in the completely locked state.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprü che. Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen enthalten.According to the invention, this object is achieved by the features of the independent claims che. Further advantageous embodiments are contained in the subclaims.

Mit der Erfindung lassen sich hauptsächlich die folgenden Vorteile erzielen:
Die Erfindung ermöglicht das kontrollierte Schalten eines Halbleiterschalters, vorzugsweise eines Leistungs-MOSFETs, und vermeidet das Entstehen von Überströmen und begrenzt in kontrollierter Weise Überspannungen im Lastkreis. Strombegrenzende, oder stromglättende Bauelemente im Lastkreis können geringer dimensioniert werden oder gegebenenfalls ganz entfallen.With the invention can be achieved mainly the following advantages:
The invention enables the controlled switching of a semiconductor switch, preferably a power MOSFET, and avoids the occurrence of overcurrents and limits in a controlled manner overvoltages in the load circuit. Current-limiting or current-smoothing components in the load circuit can be dimensioned smaller or possibly completely eliminated.

Die erfindungsgemäße Treiberschaltung und das erfindungsgemäße Ansteuerverfahren eig nen sich insbesondere zum Erzeugen von Schaltflanken mit begrenzter Stromanstiegsge schwindigkeit, wodurch die auf ein Bordnetz ausgesandten Störungen wirkungsvoll mini miert werden. Insbesondere für zukünftige 42 V Kfz-Bordnetze mit möglichen Vorschriften für die maximal erlaubten Stromanstiegsgeschwindigkeiten stellt das beschriebene Verfahren eine vorteilhafte Lösung dar.The driver circuit according to the invention and the driving method according to the invention eig particular for generating switching edges with limited Stromausstiegsge speed, whereby the interference emitted to an electrical system effectively mini be miert. Especially for future 42 V automotive wiring systems with possible regulations for the maximum allowable current slew rates provides the described method an advantageous solution.

Die erfindungsgemäße Treiberschaltung und das erfindungsgemäße Ansteuerverfahren für den Betrieb eines Halbleiterschalters kann für jedes handelsübliche feldgesteuerte Leistungs bauelement eingesetzt werden. An dem Leistungsbauelement müssen weder Änderungen vorgenommen werden, noch müssen weitere externe Bauelemente in den Laststrompfad ge schaltet werden, die die Verlustleistung der Schaltanordnung erhöhen würden.The driver circuit according to the invention and the driving method according to the invention for The operation of a semiconductor switch can be for any commercial field-controlled power be used. There are no changes to the power device be made, still need other external components ge in the load current path be switched, which would increase the power loss of the switching device.

In einer vorteilhaften Ausführung der Erfindung gelingt es durch die Diskretisierung der An steuerkennlinie, mit Steuerung eines einzigen Referenzstromes die Schaltzeiten - bei Beibe haltung der prinzipiellen Kurvenformen - frei einzustellen.In an advantageous embodiment of the invention, it is possible by the discretization of An Control characteristic, with control of a single reference current, the switching times - Beibe attitude of the principal waveforms - free to adjust.

Der bisherige Stand der Technik und die Erfindung sind anhand der folgenden Figuren darge stellt. Es zeigen: The prior art and the invention are illustrated by the following figures provides. Show it:

Fig. 1 eine typische Schaltung aus dem Stand der Technik mit einem MOSFET als Low- Side Schalter zur Leistungsregulierung eines Lastkreises, Fig. 1 shows a typical circuit of the prior art with a MOSFET as the low-side switch for power regulation of a load circuit,

Fig. 2 eine stark abstrahierte Treiberschaltung aus dem Stand der Technik, Fig. 2 is a highly abstracted drive circuit in the prior art,

Fig. 3 aus dem Stand der Technik bekannte Strom- und Spannungsverläufe bisheriger An steuerverfahren, Fig. 3 from the previous state of the art known current and voltage waveforms to control methods,

Fig. 4 eine theoretische, wenig aussichtsreiche Stromregelung, Fig. 4 is a theoretical, less promising current control,

Fig. 5 einen erfindungsgemäßen, optimierten Gatespannungsverlauf, Fig. 5 an inventive, optimized gate voltage curve,

Fig. 6 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Treiberschaltung, Fig. 6 shows an embodiment of a driver circuit according to the invention,

Fig. 7 Strom- und Spannungsverläufe des erfindungsgemäßen Ansteuerverfahrens, Fig. 7 current and voltage waveforms of the drive method according to the invention,

Fig. 8 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Treiberschaltung, Fig. 8 shows another embodiment of a driver circuit according to the invention,

Fig. 9 Anordnung zur Erzeugung der erfindungsgemäßen, optimierten Ansteuerspannung. Fig. 9 arrangement for generating the optimized drive voltage according to the invention.

Die Übertragungskennlinie eines feldgesteuerten Leistungschalters kann im Sättigungsbe reich vereinfacht durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:
The transfer characteristic of a field-controlled power switch can be expressed in the saturation region simplified by the following equation:

I_D= k.(U_GS - U_th)² (1)I _D = k (U _GS - U _th ) ² (1)

Hierin ist k ein Faktor, der den Leistungshalbleiter beschreibt.Here k is a factor that describes the power semiconductor.

Soll der Strom linear ansteigen, muß zum Ansteuern des Schalters ein Spannungsverlauf der Form
If the current increases linearly, a voltage curve of the form must be used to drive the switch

angelegt werden. Für das Abschalten gilt dementsprechend
be created. For the shutdown applies accordingly

In Fig. 5 ist dieser wurzelförmige Verlauf schematisch dargestellt, wobei Fig. 5a das Ein schalten und Fig. 5b das Ausschalten zeigt. Die Spannung U₀ ist die Steuerspannung, bei der der Leistungsschalter als durchgeschaltet betrachtet wird. Die Restspannung U_DS am Leis tungsschalter bei dem dann fließenden Strom I_D beträgt dann U_DS,nom. Die Zeitdauer für den kontrollierten Schaltvorgang wird durch T bezeichnet.In Fig. 5, this root-shaped course is shown schematically, wherein Fig. 5a switch on and Fig. 5b shows the off. The voltage U ₀ is the control voltage at which the circuit breaker is considered turned on. The residual voltage U _DS at the power switch at the then flowing current I _D is then U _{DS, nom} . The time period for the controlled switching process is denoted by T.

Fig. 6 zeigt eine erfindungsgemäße Treiberschaltung für das hier vorgenannte Ansteuerver fahren. Der Leistungshalbleiter M wird über einen Pufferverstärker 3 mit der Spannung U_GS angesteuert. Der Spannungsverlauf von U_GS entspricht damit dem an Knoten 11. Fig. 6 shows a driver circuit according to the invention for driving the above-mentioned Ansteuerver. The power semiconductor M is driven via a buffer amplifier 3 with the voltage U _GS . The voltage curve of U _GS thus corresponds to that at node 11 .

Der Knoten 11 wird durch ein nichtlineares Kennlinienglied 4 getrieben, das eine Übertra gungscharakteristik aufweist, die eine sich linear mit der Zeit ändernde Spannung in eine sich proportional zur Quadratwurzel der Zeit ändernde Spannung entsprechend Abb. 5 und in Gleichung (2) bzw. (3) umwandelt. Am Eingang 10 des Kennliniengliedes 4 ist eine Kapazi tät CT geschaltet, die über eine Stromquelle I1 geladen und eine Stromquelle I2 entladen werden kann. Die Stromquelle I1 wird über einen Schalter S1 auf den Kondensator geschal tet, wenn der Steuereingang ON logisch 1 ist. Die Stromquelle I2 wird über einen Schalter S2 auf den Kondensator geschaltet, wenn der Steuereingang ON logisch 0 ist.The node 11 is driven by a non-linear characteristic element 4, which has a Übertra supply characteristic that a linearly changing with time voltage into a proportional changing to the square root of time voltage corresponding to Fig. 5 and in equation (2) or (3 ) converts. At the input 10 of the characteristic element 4 a capaci ity CT is connected, which can be charged via a current source I1 and a current source I2 can be discharged. The current source I1 is switched to the capacitor via a switch S1 when the control input ON is logic 1. The current source I2 is switched to the capacitor via a switch S2 when the control input ON is logic 0.

Am Knoten 11 ist ein Spannungsvergleicher 5 angeschlossen, der dann eine logische 1 aus gibt, wenn seine Eingangsspannung kleiner als die Schwellspannung U_th des Leistungsschal ters M ist. Die Spannung U_DS am Leistungsschalter wird durch einen Spannungsvergleicher 6 überwacht. An seinem Ausgang wird eine logische 1 ausgegeben, wenn die Spannung U_DS kleiner als die für einen eingeschalteten Leistungsschalter definierte Spannung U_DS,nom ist. Die Ausgangssignale der Spannungsvergleicher 5 und 6 werden durch ein Gatter 7 logisch ODER-verknüpft. Das Gatter 7 steuert über Treiber 9 und 9' Schalter an, die die Stromquel len I1 und I2 überbrücken, wenn sein Ausgang logisch 1 ist. Durch das Überbrücken wird der Kondensator CT je nach Wert des Eingangssignals ON mit dem maximal verfügbaren Strom geladen bzw. entladen. Um ein Oszillieren der Spannungsvergleicher im Schaltpunkt zu ver meiden, werden diese mit einer Hysterese ausgestattet.At node 11 , a voltage comparator 5 is connected, which then outputs a logic 1 when its input voltage is less than the threshold voltage U _{th of} the power scarf age M. The voltage U _DS at the circuit breaker is monitored by a voltage comparator 6 . A logical 1 is output at its output when the voltage U _{DS is} less than the voltage U _{DS, nom} defined for an activated circuit breaker. The output signals of the voltage comparators 5 and 6 are logically ORed by a gate 7 . The gate 7 controls via drivers 9 and 9 'switch, which len the Stromquel I1 and I2 when its output is logic 1. By bridging, the capacitor CT is charged or discharged depending on the value of the input signal ON with the maximum available current. In order to avoid oscillating the voltage comparator in the switching point, they are equipped with a hysteresis.

In Fig. 7 ist das mit der Anordnung aus Fig. 6 umgesetzte Verfahren dargestellt. Teildarstel lung a) zeigt den Verlauf der Spannung U_GS, Teildarstellung b) den dazugehörigen Verlauf des Stromes durch den Leistungsschalter I_DS. Die Spannung über dem Leistungsschalter ist in Teildarstellung c) dargestellt. FIG. 7 shows the method implemented with the arrangement from FIG. 6. Partial presentation a) shows the course of the voltage U _GS , partial representation b) the associated course of the current through the circuit breaker I _DS . The voltage across the circuit breaker is shown in partial view c).

Zum Zeitpunkt t₁ wird das Steuersignal ON auf logisch 1 gesetzt. Da die Spannung an 11 kleiner als die Schwellspannung ist, wird über den Vergleicher 5 mittelbar die Stromquelle I1 überbrückt. Damit lädt sich CT sehr schnell soweit auf, daß an 11 die Spannung U_th anliegt. Nun wird die Überbrückung aufgehoben und der Kondensator CT über I1 geladen, so daß sich an 10 ein linearer Spannungsanstieg einstellt. Dieser wird über das Kennlinienglied 4 in einen wurzelförmigen Spannungsanstieg umgewandelt, der ein lineares Anwachsen des Stroms I_D zur Folge hat. Die Spannung an 11 bzw. G steigt auf diese Weise an, bis zum Zeit punkt t₂ die Einschaltspannung U_DS,nom erreicht ist. Nun wird über den Spannungsvergleicher 6 mittelbar die Stromquelle I1 überbrückt, so daß CT so schnell wie möglich auf die Span nung U_G geladen wird. Diese wird durch das Kennlinienglied 4 auf die maximale Gatespan nung U_max umgesetzt. Der Einschaltwiderstand des Leistungsschalters M sinkt bis zum Zeit punkt t₄ damit gegenüber t₂ noch einmal deutlich ab, so daß die Verlustleistung minimiert wird. Das Kennlinienglied ist beispielsweise ein sogenanntes digitales Abtaststellglied, das entsperchend eines Softwarealgorithmus mittels eines Abtasters an seinem Ausgang den Verlauf der Spannung am Ausgang des Kennlinienglieds überwacht. Die eigentliche wurzel förmige Kennlinie ist in einem Speicher des Kennliniengliedes als Datensatz abgelegt, auf dessen Werte die Ausgangsspannung von einem Mikrorechner oder von einem Schaltwerk gere gelt wird.At time t ₁ , the control signal ON is set to logic 1. Since the voltage at 11 is smaller than the threshold voltage, the current source I1 is indirectly bridged via the comparator 5 . CT charges up very quickly so that the voltage U _th is present at 11 . Now, the bypass is canceled and the capacitor CT is charged via I1, so that 10 adjusts a linear voltage increase. This is converted via the characteristic element 4 in a root-shaped voltage rise, which has a linear increase of the current I _D result. The voltage at 11 or G increases in this way until the time point t _2, the turn-on voltage U _{DS, nom is} reached. Now the current source I1 is bridged indirectly via the voltage comparator 6 so that CT is charged to the voltage U _G as fast as possible. This is implemented by the characteristic element 4 to the maximum Gatespan voltage U _max . The on-resistance of the circuit breaker M drops until the time point t ₄ so compared to t ₂ again significantly, so that the power loss is minimized. The characteristic element is, for example, a so-called digital sampling actuator, which monitors the course of the voltage at the output of the characteristic element as a result of a software algorithm by means of a scanner at its output. The actual root-shaped characteristic is stored in a memory of the characteristic element as a record on the values of the output voltage from a microcomputer or a rear derailleur is gere gelt.

Der Laststrom steigt bei induktiver Last kontinuierlich an, bis zum Zeitpunkt t₅ das Steuer signal ON auf logisch 0 gesetzt wird. Da U_DS immer noch kleiner als U_DS,nom ist, ist auch die Stromquelle 12 über den Schalter S4 überbrückt. Damit wird der Kondensator CT schnell entladen, bis zum Zeitpunkt t₆ die Schalterspannung U_DS,nom übersteigt. Über den Vergleicher 6 wid nun mittelbar der Schalter S4 geöffnet, so daß sich an 10 nun ein linearer Abfall der Spannung einstellt. Dieser wird über das Kennlinienglied 4 in einen wurzelförmigen Span nungsverlauf an 11 umgesetzt, wodurch der Schalterstrom I_D linear absinkt.The load current increases continuously with inductive load until the time t _5, the control signal ON is set to logical 0. Since U _DS is still smaller than U _{DS, nom} , also the current source 12 is bridged via the switch S4. Thus, the capacitor CT is discharged quickly until the time t ₆ exceeds the switch voltage U _{DS, nom} . The switch S4 is now indirectly opened via the comparator 6 so that a linear drop in the voltage is now established at 10 . This is implemented via the characteristic element 4 in a root-shaped voltage waveform at 11 , whereby the switch current I _D decreases linearly.

Zum Zeitpunkt t₇ erreicht die Spannung an 11 den Wert der Schwellspannung. Nun wird über den Spannungsvergleicher 5 mittelbar der Schalter S4 geschlossen, so daß die Spannung CT möglichst schnell entladen wird. Damit wird das Gate des Leistungsschalters M schnellstmöglich vollständig entladen und der Schalter sicher ausgeschaltet.At time t ₇ , the voltage at 11 reaches the value of the threshold voltage. Now the switch S4 is indirectly closed via the voltage comparator 5 , so that the voltage CT is discharged as quickly as possible. Thus, the gate of the circuit breaker M is fully discharged as soon as possible and the switch safely off.

Durch die kontrollierten Stromanstiegsgeschwindigkeiten entsteht trotz möglicher, parasitärer Induktivitäten im Lastkreis nur eine geringfügig überhöhte Spannung (U_FW). In den in der Standardisierung sich befindlichen 42-V-Bordnetzen für Kraftfahrzeuge wird die maximal erlaubte Überspannung innerhalb des Bordnetzes begrenzt und normiert sein. Der jetzige Normierungsentwurf sieht eine maximale erlaubte absolute Überspannung von 52 V für stati sche Spannungen und von 48 V für den Effektivwert von dynamischen Spannungen vor. Dies macht die Erfindung für diese Bordnetze interessant.Due to the controlled current slew rates, only a slightly increased voltage (U _FW ) occurs despite possible parasitic inductances in the load circuit. In the standardized in the standardization 42 V vehicle electrical systems, the maximum allowable overvoltage within the electrical system will be limited and normalized. The current draft standard provides for a maximum permitted absolute overvoltage of 52 V for static voltages and 48 V for the effective value of dynamic voltages. This makes the invention for this Bordnetze interesting.

Fig. 8 zeigt eine weitere Treiberschaltung für das Ansteuerverfahren. Der Kondensator CT ist nun direkt dem Eingang des Pufferverstärkers 3 an Knoten 11 verbunden. Die Stromquellen I1 und I2 sind durch steuerbare Quellen I1C und I2C ersetzt. Die Steuereingänge c werden von einem nichtlinearen Kennlinienglied 12 angesteuert, das von Knoten 11 angesteuert wird. Die Übertragungsfunktion von Kennlinienglied 12 ist so gewählt, daß sich bei hoher Span nung am Kondensator CT ein geringer Strom in den Stromquellen I1C und I2C, bei niedrigen Spannungen an CT ein hoher Strom der Stromquellen I1C und I2C einstellt, so daß sich ein über die Zeit wurzelförmiger Verlauf der Spannung an 11 beim Laden und Endladen des Kondensators CT ergibt. Fig. 8 shows another driving circuit for the driving method. The capacitor CT is now connected directly to the input of the buffer amplifier 3 at node 11 . The current sources I1 and I2 are replaced by controllable sources I1C and I2C. The control inputs c are driven by a non-linear characteristic element 12 , which is driven by node 11 . The transfer function of characteristic member 12 is selected so that at high voltage voltage on the capacitor CT, a small current in the current sources I1C and I2C, at low voltages to CT, a high current of the current sources I1C and I2C adjusts, so that one over time a root-shaped curve of the voltage at 11 during charging and discharging of the capacitor CT results.

Die resultierenden Spannungs- und Stromverläufe entsprechen denen für die Treiberschaltung 5 nach Fig. 6, wie sie in Fig. 7 gezeigt sind.The resulting voltage and current waveforms are the same as those for the driver circuit 5 of FIG. 6 as shown in FIG .

Fig. 9 zeigt eine vorteilhafte Ausgestaltung der Stromquellen I1C und I2C. Mit der Strom quelle I1C wird der Einschaltvorgang des Leistungshalbleiters gesteuert und mit der Strom quelle I2C der Abschaltvorgang. Die steuerbaren Stromquellen I1C und I2C bestehen aus mehreren geschalteten Stromquellen mit konstantem Strom. Die Stromquelle I1C wird durch die konstanten Ströme I11, I12 . . . I1n, die Stromquelle I2C durch I21, I22 . . . I2n gebildet. Diese können über die Schalter S11 . . . S1n bzw. über S21 . . . S2n zugeschaltet werden. Die nichtlineare Kennlinie wird entsprechend aus mehreren linearen Teilstücken nachgebildet. Dies geschieht über die Vergleicher V1 . . . Vn, die die Spannung an 11 mit den Referenzgrö ßen U_r1 . . . U_rn vergleichen. Ist die Spannung an 11 größer als die entsprechende Referenz- spannung U_ri, wird die zum Zweig i gehörende Stromquelle abgeschaltet. Das Kennlinien glied wird im Ausführungsbeispiel der Fig. 9 durch eine Komparatorenkaskade gebildet, de ren Spannungsschwellwerte entsprechend einer wurzelförmigen Kennlinie eingestellt werden. Die einzelnen Teilschwellwerte, die sich letztlich zur wurzelförmigen Kennlinie am Gate des feldeffektgesteuerten Halbleiterschalters zusammensetzen, werden an den Komparatoren nach deren experimenteller Festlegung fest eingestellt. Fig. 9 shows an advantageous embodiment of the current sources I1C and I2C. With the current source I1C, the turn-on of the power semiconductor is controlled and with the current source I2C of the shutdown. The controllable current sources I1C and I2C consist of several switched current sources with constant current. The current source I1C is characterized by the constant currents I11, I12. , , I1n, the current source I2C through I21, I22. , , I2n formed. These can be accessed via the switches S11. , , S1n or via S21. , , S2n be switched on. The non-linear characteristic is correspondingly simulated from a plurality of linear sections. This is done via the comparator V1. , , Vn, the voltage at 11 with the reference sizes U _r1 . , , Compare _us . If the voltage at 11 is greater than the corresponding reference voltage U _ri , the current source belonging to branch i is switched off. The characteristic member is formed in the embodiment of FIG. 9 by a comparator cascade, de Ren voltage thresholds are set according to a root-shaped characteristic. The individual partial threshold values, which ultimately form the root-shaped characteristic curve at the gate of the field-effect-controlled semiconductor switch, are set at the comparators according to their experimental definition.

Die Ströme der Stromquellen für I1C werden in Leitung 20, die Ströme für I2C in Leitung 20' aufsummiert und zu den Schaltern S1 und S2 geleitet, die vom Steuersignal ON gesteuert werden.The currents of the current sources for I1C are summed in line 20 , the currents for I2C in line 20 'and passed to the switches S1 and S2, which are controlled by the control signal ON.

Die Teilströme von I1C und I2C werden bevorzugt von einem Referenzstrom I_r abgeleitet. Die Höhe der Teilströme kann dann über Konstanten k1 . . . kn bestimmt werden, die vorteil hafterweise die Übersetzungsverhältnisse eines Stromspiegels darstellen.The partial currents of I1C and I2C are preferably derived from a reference current I _r . The height of the partial streams can then be constants k1. , , Kn determine the advantageous enough to represent the ratios of a current mirror.

Claims

1. driver circuit for a field-controlled circuit breaker (M), in particular a MOSFET, an IGBT or a Thy ristor, for wiring a load circuit with a switchable inrush current source (I1) and a switchable breaking current source (I2) whose controllable current as the control voltage (U _GS ) in the control terminal (G) of the field-controlled circuit breaker (M) is impressed, wherein
at least one control means ( 4 , 12 ) of the control voltage (U _GS ) during the switch-on or during Ausschaltvor gangs depending on the switch-on time or depending on the turn-off square-root course,
and a first voltage comparator ( 5 ) picks up the control voltage at the control terminal of the circuit breaker and a second voltage comparator ( 6 ) taps the voltage (U _DS ) across the load current path of the circuit breaker and the two voltage comparators are connected to their outputs through an OR gate ( 7 ) and the output of the OR gate is connected to the control terminals ( 9 , 9 ') of the inrush current source (I1, I1C) and the off current source (I2, I2C), whereby after the power-up, the control voltage at the control terminal of the circuit breaker as soon as possible Maximum value (U _max ) is brought or whereby the maximum value (U _max ) of the control voltage is reduced as quickly as possible during the turn-off.

2. Driver circuit according to claim 1, characterized in that the control means ( 4 ) as a characteristic element ( 4 ) in the control path of the circuit breaker (M) is formed.

3. Driver circuit according to claim 1 or 2, characterized in that da control means ( 4 ) is designed as a digital Abtaststellglied.

4. Driver circuit according to claim 1, characterized in that the inrush current source and the switch-off current source are each formed as controllable current sources (I1C, I2C), the control inputs of a non-linear Kennli nienglied ( 12 ) are driven.

5. Driver circuit according to claim 4, characterized in that the non-linear characteristic element ( 12 ) is a digital Ab tastkennlinienglied.

6. Driver circuit according to claim 4 or 5, characterized marked characterized in that the non-linear characteristic element and the controllable on and off current sources (I1C, I2C) as in tegriertes component are formed.

7. Driver circuit according to one of claims 4 to 6, characterized characterized in that the controllable current sources (I1C, I2C) each of several, parallel-connected constant current each consist of voltage comparators (V1, V2, ..., Vn) are switched on or off when the span at the control terminal (G) of the circuit breaker (M) predetermined value falls below or exceeds.

8. driver circuit according to claim 7, characterized in that that the currents of the individual constant current sources of a Current mirror are derived.

9. Driver circuit according to one of claims 1 to 8, characterized in that the control terminal (G) of the power switch (M), a buffer amplifier ( 3 ) is connected upstream.

10. A driving method for switching on a field-controlled power switch (M), in particular of a MOSFET, IGBT or a thyristor, in which during the switching-on of the circuit breaker (M)
in a first step (t ₁ -t ₂ ) to the control input (G) of the circuit breaker (M) a control voltage (U _GS ) is applied, the above a threshold voltage (U _th ) as a function of the duty cycle (t) a quadratwurzelför mig has a rising characteristic as long as the nominal switch voltage (U _{DS, nom} ) for the through-connected circuit breaker is reached at the load terminal of the circuit breaker,
in a following step (t ₂ -t ₄ ) after falling below the nominal switch voltage (U _{DS, nom} ), the control voltage (U _GS ) is brought as fast as possible to its _maximum value (U _max ), so that the switch voltage so quickly as possible to its minimum value (U _{DS, on} ) decreases.

11. A driving method for turning off a field-controlled power switch (M), in particular a MOSFET, IGBT or a thyristor, wherein during the off
in a first method step (t ₅ -t ₆ ), the control voltage (U _GS ) at the control terminal (G) of the circuit breaker (M) is reduced as quickly as possible, until the load terminal of the circuit breaker, the voltage of the nominal switch voltage (U _DS, exceeds _nom ),
in a following process step (t _6- t ₇ ) the control voltage voltage (U _GS ) is further reduced in dependence on the switch-off with a square root shape course until a threshold voltage (U _th ) of the circuit breaker is below.

12. A driving method according to claim 10, wherein the load current (I _DS ) at the load terminals of the circuit breaker (M) currency end of the switch-on has a linear time course.

13. A driving method according to claim 11, wherein the load current (I _DS ) at the load terminals of the circuit breaker (M) currency end of the turn-off has a linear time course.

14. Use of the driving method according to one of the claims 10 to 13 to avoid overvoltages on the load circuit breaker (M).

15. Use of the driving method according to one of the claims 10 to 13 to minimize the power losses in the leis switch (M) while avoiding Overvoltages at the load terminals of the circuit breaker ters.

16. Use of the driving method according to one of claims 10 to 13 for limiting overvoltages on the Lastan connections of the circuit breaker to a normalized value (U _FW ).