DE10141206A1

DE10141206A1 - Photo sensor amplifier for a projection image display

Info

Publication number: DE10141206A1
Application number: DE2001141206
Authority: DE
Inventors: John Barrett George
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2000-09-07
Filing date: 2001-08-22
Publication date: 2002-07-18
Also published as: MXPA01009015A; CN1343069A; GB0120255D0; JP2002142230A; GB2371619A; CN1239019C; KR20020019885A; GB2371619B

Abstract

Ein Prozessor für ein Fotosensorsignal in einem Projektionsbildschirmgerät, wobei der Prozessor einen Fotosensor (S1-S8) zur Erzeugung eines Sensorsignals (lill) mit einer Stromkomponente umfaßt, die eine projizierte Rasterausleuchtung kennzeichnet. Das Sensorsignal enthält eine abtastbezogene Kreuzkopplungsspannungskomponente (Vinf). Ein Differenzialverstärker (U280A) erzeugt ein Ausgangssignal (Vs) als Antwort auf das Sensorsignal (lill). Die Sensorstromkomponente wird in eine verstärkte Sensorspannungskomponente konvertiert und die Kreuzkopplungsspannungskomponente wird differenziell verstärkt. Die Sensorspannungskomponente hat eine größere Größenordnung als die Kreuzkopplungsspannungskomponente in dem Ausgangssignal.A processor for a photo sensor signal in a projection screen device, the processor comprising a photo sensor (S1-S8) for generating a sensor signal (lill) with a current component which characterizes a projected raster illumination. The sensor signal contains a sample-related cross-coupling voltage component (Vinf). A differential amplifier (U280A) generates an output signal (Vs) in response to the sensor signal (lill). The sensor current component is converted to an amplified sensor voltage component and the cross-coupling voltage component is differentially amplified. The sensor voltage component is of a larger order of magnitude than the cross-coupling voltage component in the output signal.

Description

FIELD OF THE INVENTION

Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Bildprojektionsanzeige und insbesondere auf die Erfassung von projizierten Bildern und die Verarbeitung von fotoelektrisch erzeugten Signalen, die in Gegenwart von unerwünschten Störsignalen auftreten.The invention relates to the field of image projection display and especially on the acquisition of projected images and the processing of photoelectrically generated signals in the presence of unwanted noise occur.

BACKGROUND OF THE INVENTION

Bei einer Projektionsvideoanzeige resultieren geometrische Rasterverzerrungen aus der physischen Anordnung der Kathodenstrahlanzeigeröhren. Solche Raster verzerrungen verschlimmern sich bei der Verwendung von Kathodenstrahlröhren mit gekrümmten, konkaven Leuchtstoffoberflächen und einer Eigenmagnetifizierung in der optischen Projektionslinie. Das projizierte Bild setzt sich aus drei Abtasterrastern zusammen, die auf einem Bildschirm miteinander in ein Register gebracht werden müssen. Die präzise Überlagerung der drei projizierten Bilder erfordert die Einstellung mehrerer Wellenformen, um geometrische Verzerrung zu kompensieren und die Mehrfachbelichtung der drei projizierten Bilder zu vereinfachen. Der manuelle Abgleich von mehreren Wellenformen ist während der Herstellung jedoch mühsam und ohne die Verwendung von hochentwickelten Testeinrichtungen kann ein Setup am Einsatzort ausgeschlossen sein. Ein automatisches Konvergenz- System, das den Abgleich bei der Herstellung vereinfacht und die Justierung am Einsatzort erleichtert, kann die Rasterkantenmessung an peripheren Bildschirm punkten einsetzen, um die Rastergrüße und Konvergenz zu bestimmen. Solche automatischen Konvergenzsysteme können jedoch auf Probleme stoßen, wenn diese in der Gegenwart von Störsignalen, z. B. abtastrelevante Frequenzen mit Hochfrequenzenergie, arbeiten müssen. Übliche Fehlfunktionen resultieren wenn das Störsignal verarbeitet und als ein fotoelektrisch generiertes Eich-Markierungs signal M erfasst wird. Solche falschen Fotosensorsignale haben Fehler des automatischen Konvergenzsystems zur Folge. Diese unerwünschten Störsignale sind im allgemeinen Hochfrequenzspannungsquellen, die kapazitiv in Low- Signalpegel-Schaltkreise eingekoppelt werden können, verbunden mit der Verstärkung und Erfassung von durch das projizierte Markierungsbild erzeugten Sensorsignalen. Oftmals kann eine kapazitiv gekoppelte Signalaufnahme von benachbarten Schaltkreisen eintreten, die in der Nähe des Fotosensorsignal verstärkers angeordnet sind. Der Verstärker verstärkt folglich sowohl das gewünschte Sensorsignal als auch die unerwünschten Störsignale mit hoher Verstärkung, so dass die Störsignale in ihrer Amplitude mit der des gewünschten Sensorsignals vergleichbar sind oder diese überschreiten. Das Problem der kapazitiv gekoppelten Kreuzkopplung kann durch die Verwendung von integrierten Schaltungen mit mehreren diskreten Operationsverstärkern verschlimmert werden. Oft werden diese Mehrfachverstärkereinheiten verwendet, um Konvergenzsignale zu verstärken, die einen bedeutenden Hochfrequenzanteil aufweisen. Folglich ist die Verwendung einer solchen Operationsverstärkereinheit für eine hohe Verstärkung, wie sie für das Fotosensorsignal benötigt wird, anfällig für die Einkopplung von feindlichen unerwünschten Signalen, zum Beispiel über Streukapazitäten die mit der Schaltung und Leitungen verknüpft sind, welche mit dem Fotosensorsignalverstärker verbunden sind. Somit haben die unerwünschten, hochfrequenten Signale während des automatischen Abgleichs eine ausreichende Amplitude um eine zuverlässige Erfassung der als Markierung erzeugten Sensorsignale auszuschließen. Eine Konsequenz aus der unzuverlässigen Markierungskanten-Erkennung ist, dass die gesamte automatische Konvergenz irrtümlicherweise Konvergenzfehler zur Folge haben kann. Um eine zuverlässige Markierungserkennung sicherzustellen ist es erforderlich, das Fotosensorsignal-Interferenz- oder -Rausch-Verhältnis verbessert ist. Eine selektive Verstärkung des Fotosensorsignals mit minimaler Verstärkung des Störsignales kann beispielsweise ein verbessertes Sensorsignal-Störsignal- Verhältnis zur Verfügung stellen.Geometric raster distortions result in a projection video display the physical arrangement of the CRT tubes. Such grids Distortions worsen when using cathode ray tubes curved, concave fluorescent surfaces and an inherent magnetization in the optical projection line. The projected image consists of three scanning grids together, which are brought together in a register on one screen have to. The precise superimposition of the three projected images requires that Set multiple waveforms to compensate for geometric distortion and to simplify the multiple exposure of the three projected images. The however, manual matching of multiple waveforms is during manufacture tedious and without the use of sophisticated test equipment a setup on site may be excluded. An automatic convergence System that simplifies the adjustment during manufacture and the adjustment on Easier to use, the raster edge measurement on the peripheral screen Use points to determine the grid sizes and convergence. Such automatic convergence systems, however, may encounter problems if this in the presence of interference signals, e.g. B. sampling relevant frequencies Radio frequency energy, must work. Common malfunctions result if processed the interference signal and as a photoelectrically generated calibration mark signal M is detected. Such false photo sensor signals have errors in the automatic convergence system. This unwanted noise are generally high frequency voltage sources that are capacitive in low Signal level circuits can be coupled, connected to the Enhancement and detection of those generated by the projected marking image Sensor signals. A capacitively coupled signal recording of Adjacent circuits enter that are close to the photo sensor signal amplifier are arranged. The amplifier consequently amplifies both of that desired sensor signal as well as the unwanted interference signals with high Amplification, so that the interference signals in their amplitude with that of the desired Sensor signal are comparable or exceed them. The problem of capacitive Coupled cross coupling can be achieved through the use of integrated Circuits with multiple discrete operational amplifiers can be exacerbated. These multiple amplifier units are often used to generate convergence signals amplify that have a significant high frequency portion. Hence the Using such an operational amplifier unit for high gain, as required for the photo sensor signal, susceptible to the coupling of hostile unwanted signals, for example via stray capacities with the Circuit and lines are linked, which with the photosensor signal amplifier are connected. Thus, the unwanted, high frequency signals during the automatic adjustment a sufficient amplitude to a reliable Exclude detection of the sensor signals generated as a marker. A The consequence of the unreliable marking edge detection is that the entire automatic convergence erroneously results in convergence errors may have. It is to ensure reliable marker recognition required to improve the photo sensor signal interference or noise ratio is. A selective amplification of the photosensor signal with minimal amplification of the Interference signals can for example be an improved sensor signal interference signal Provide relationship.

SUMMARY OF THE INVENTION

Eine Projektionsanzeige mit Rasterflankensensoren bezieht sich auf Störungen durch abtastbezogene Signale mit Hochfrequenzenergie, welche das Sensorsignal- Störsignal-Verhältnis verschlechtern sowie auf einen Prozessor für ein Fotosensorsignal in einem Projektionsanzeigegerät. Der Prozessor umfaßt einen Fotosensor der ein Sensorsignal mit einer Stromkomponente erzeugt, die eine projizierte Rasterausleuchtung anzeigt. Das Sensorsignal enthält eine abtastbezogene Kreuzkopplungs-Spannungskomponente. Ein Differentialverstärker erzeugt ein dem Sensorsignal entsprechendes Ausgangssignal. Die Sensorstrom komponente wird zu einer verstärkten Sensorspannungskomponente umgewandelt und die Kreuzkopplungsspannungskomponente wird differentialverstärkt. Die Sensorspannungskomponente hat einen größeren Wert als die Kreuzkopplungs spannungskomponente in dem Ausgangssignal.A projection display with raster edge sensors refers to faults through scanning-related signals with high-frequency energy, which the sensor signal Interference signal ratio deteriorate as well as on a processor for one Photo sensor signal in a projection display device. The processor includes one Photo sensor that generates a sensor signal with a current component that is a projected grid illumination. The sensor signal contains one sample-related cross-coupling voltage component. A differential amplifier generates an output signal corresponding to the sensor signal. The sensor current component is converted to an amplified sensor voltage component and the cross-coupling voltage component is differential amplified. The Sensor voltage component has a larger value than the cross coupling voltage component in the output signal.

BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

Fig. 1 ist eine vereinfachte Vorderansicht einer Projektionsbildanzeige. Fig. 1 is a simplified front view of a projection type image display.

Fig. 2 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Videobildrojektions anzeigegerätes mit erfindungsgemäßen Merkmalen. Fig. 2 is a simplified block diagram of a video image projection display device with features according to the invention.

Fig. 3a ist ein schematisches Diagramm, das eine digital gesteuerte Stromquelle, einen Sensorsignaldedektor und einen erfindungsgemäßen Sensorsignalprozessor zeigt. Fig. 3a is a schematic diagram showing a digitally controlled current source, a Sensorsignaldedektor and a sensor signal processor of the invention.

Fig. 3b ist ein schematisches Diagramm, das einen weiteren erfindungsgemäßen Sensorsignalprozessor zeigt. FIG. 3b is a schematic diagram showing a further sensor signal processor according to the invention.

Fig. 4a, 4b, 4c, 4d und 4e sind Simulationen, die die Sensorsignalverarbeitung in Gegenwart von Umgebungslichtstörungen zeigen. Figures 4a, 4b, 4c, 4d and 4e are simulations showing sensor signal processing in the presence of ambient light disturbances.

Fig. 5 ist eine Simulation, die die Amplitude über der Frequenzantwort des erfindungsgemäßen Prozessors 280 und 280a mit einem Eingangsstrom von 50 µA darstellt. FIG. 5 is a simulation which shows the amplitude over the frequency response of the processor 280 and 280 a according to the invention with an input current of 50 μA.

Fig. 6 ist eine Simulation, die die Amplitude über der Frequenzantwort des erfindungsgemäßen Prozessors 280 und 280a mit einem Eingangsstörsignal von 1 V Amplitude darstellt. Fig. 6 is a simulation that shows the amplitude over the frequency response of the processor 280 and 280 a according to the invention with an input interference signal of 1 V amplitude.

DETAILED DESCRIPTION

Fig. 1 zeigt eine Vorderansicht eines Videoprojektionsanzeigegerätes. Die Projektionsanzeige umfaßt eine Mehrzahl von Kathodenstrahlröhren, mit rasterabgetasteten Bildern, die auf dem Bildschirm 700 projiziert werden. Ein Gehäuse unterstützt und umrandet den Bildschirm 700 und stellt einen Bilddarstellungsbereich 800 zur Verfügung, der etwas schmaler ist als der Bildschirm. Der Bildschirm 700 wird mit gestrichelten Linien dargestellt, um einen Randbereich zu kennzeichnen, der innerhalb des Gehäuses C eingebaut ist und der mit rasterabgetasteten Bildern ausgeleuchtet werden kann, wenn dieser in einem overscan-Mode betrieben wird, wie dies durch den Bereich OS gekennzeichnet ist. Fotosensoren sind angrenzend zu der Peripherie des Bildschirms 700 innerhalb des verdeckten Randbereichs und außerhalb des dargestellten Bereichs 800 angeordnet. Jedoch können rasterabgetastete Bilder ebenfalls projiziert werden, um eine Bildanzeige auf einem Bildschirm oder einer Oberfläche zu erzeugen, die nicht innerhalb oder teilweise verdeckt in einem Gehäuse enthalten ist. Dieses Verfahren der Bilddarstellung ist als Aufprojektionsanzeige bekannt. In einer Aufprojektions ausführung sind Fotosensoren wie zuvor beschrieben angeordnet, jedoch in einer nicht verdeckten Stellung angrenzend an die Peripherie der Anzeige. Der Betrieb eines automatischen Konvergenzkorrektursystems das anschließend noch beschrieben wird, ist sowohl für Aufprojektions- oder Rückprojektionsanzeigen anwendbar. Fig. 1 shows a front view of a video projection display device. The projection display includes a plurality of cathode ray tubes with raster scanned images projected on the screen 700 . A housing supports and frames the screen 700 and provides an image display area 800 that is slightly narrower than the screen. The screen 700 is shown with dashed lines to indicate an edge area which is installed inside the housing C and which can be illuminated with raster-scanned images if this is operated in an overscan mode, as is indicated by the area OS. Photo sensors are arranged adjacent to the periphery of the screen 700 within the hidden edge area and outside of the displayed area 800 . However, raster-scanned images can also be projected to produce an image display on a screen or surface that is not contained within or partially hidden in a housing. This method of displaying images is known as a front projection display. In a front projection version, photo sensors are arranged as described above, but in an unobstructed position adjacent to the periphery of the display. The operation of an automatic convergence correction system, which will be described below, can be used for both front projection and rear projection displays.

In Fig. 1 sind acht Sensoren dargestellt, die in den Ecken und den Mittelpunkten der Bildschirmränder positioniert sind. Mit diesen Sensorpositionen ist es möglich, ein elektronisch erzeugtes Testmuster zu messen, zum Beispiel einen Spitzenbild wertblock M, um Bildbreite und -höhe und verschiedene geometrische Fehler zu bestimmen, zum Beispiel Drehung, Krümmung, Trapezfehler, Nadelkissenfehler etc., und dadurch die angezeigten Bilder auszurichten, die auf dem gesamten Bildschirm miteinander zu überlagern sind. Messungen werden sowohl in horizontalen als auch in vertikalen Richtungen durchgeführt, in jedem der drei angezeigten Farbbilder, wodurch folglich zumindest 84 Messwerte erreicht werden.In Fig. 1 eight sensors are shown, which are positioned in the corners and the center points of the screen edges. With these sensor positions, it is possible to measure an electronically generated test pattern, for example a peak image value block M, in order to determine image width and height and various geometric errors, for example rotation, curvature, keystone errors, pincushion errors etc., and thereby the images displayed aligned, which are to be superimposed on one another on the entire screen. Measurements are carried out in both horizontal and vertical directions, in each of the three displayed color images, which means that at least 84 measurements are achieved.

Die Wirkungsweise des Mess- und Anpassungssystems soll mit Bezug zu Fig. 2 erläutert werden, in der in Form eines Blockdiagramms ein Teil einer Rasterabtast videoprojektionsanzeige dargestellt ist. Fig. 2 zeigt drei Kathodenstrahlröhren, R, G und B, die rasterabgetastete monochromatische Farbbilder erzeugen, die durch individuelle Linsensysteme geleitet werden, um zu konvergieren und ein einziges Anzeigebild 800 auf dem Bildschirm 700 zu bilden. Die Kathodenstrahlröhre ist mit vier Spulensets dargestellt, die eine Horizontal- und Vertikalablenkung und eine Horizontal- und Vertikalkonvergenz zur Verfügung stellen. Die Horizontalablenk spulensets werden von einem Horizontalablenkungsverstärker 600 angesteuert und die Vertikalablenkungsspulensets werden von einem Vertikalablenkungsverstärker 650 angesteuert. Sowohl die Horizontal- als auch die Vertikalablenkungsverstärker werden mit Ablenkungswellenformsignalen angesteuert, die in Ihrer Amplitude und Wellenform über einen Datenbus 951 gesteuert und mit der zur Anzeige ausgewählten Signalquelle synchronisiert werden. Beispielsweise werden die Grünkanal-Horizontal- und Vertikalkonvergenzspulen 615 und 665 jeweils durch Verstärker 610 und 660 angesteuert, die mit konvergenzkorrigierenden Wellenformsignalen versorgt werden. Die Korrektur-Wellenformsignale GHC und GVC können jeweils stellvertretend als DC und AC Konvergenzsignale angesehen werden, zum Beispiel statische und dynamische Konvergenz. Die Funktionseigen schaften können jedoch vereinfacht werden, zum Beispiel durch Modifizierung sämtlicher Messstellenadressen durch den selben Wert oder den selben Offset, um das gesamte Raster zu bewegen und eine scheinbare statische Konvergenz oder einen Konzentrierungseffekt zu erlangen. Entsprechend kann ein dynamischer Konvergenzeffekt durch die Modifikation der Ortsadresse eines spezifischen Messortes erzeugt werden. Korrektur-Wellenformsignale GHC und GVC für den Grünkanal werden beispielsweise durch die Digital/Analog-Konverter 311 und 312 erzeugt, die aus dem Speicher 550 gelesene Digitalwerte konvertieren.The mode of operation of the measurement and adjustment system will be explained with reference to FIG. 2, in which part of a raster scan video projection display is shown in the form of a block diagram. Fig. 2 shows three cathode ray tubes, R, G and B, generate the raster scanned monochromatic color images which are directed through individual lens systems to converge and form a single display image 800 on the screen 700th The cathode ray tube is shown with four coil sets that provide horizontal and vertical deflection and horizontal and vertical convergence. The horizontal deflection coil sets are driven by a horizontal deflection amplifier 600 and the vertical deflection coil sets are driven by a vertical deflection amplifier 650 . Both the horizontal and vertical deflection amplifiers are driven with deflection waveform signals, the amplitude and waveform of which are controlled via a data bus 951 and are synchronized with the signal source selected for display. For example, the green channel horizontal and vertical convergence coils 615 and 665 are driven by amplifiers 610 and 660 , respectively, which are supplied with convergence-correcting waveform signals. The correction waveform signals GHC and GVC can each be representative of DC and AC convergence signals, for example static and dynamic convergence. However, the functional properties can be simplified, for example by modifying all measuring point addresses by the same value or the same offset, in order to move the entire grid and to achieve an apparent static convergence or a concentration effect. Accordingly, a dynamic convergence effect can be generated by modifying the location address of a specific measurement location. Correction waveform signals GHC and GVC for the green channel are generated, for example, by digital / analog converters 311 and 312 , which convert digital values read from memory 550 .

Ein Eingangs-Anzeigesignal Selektor selektiert mittels des Busses 951 zwischen zwei Signalquellen IP1 und IP2, zum Beispiel einem Breitbandvideosignal und einem SVGA computergenerierten Anzeigesignal. Bildschirmsignale RGB, die von dem Anzeigevideoselektor und einer elektronisch erzeugten Nachrichteninformationen abgeleitet werden, zum Beispiel einer benutzergesteuerten Information, Anzeigesetup- und Abgleichsignale und Nachrichten, die als Reaktion auf Befehle der Controler 301, 900 und 950 über die Busse 302 und 951 gekoppelt werden, können mittels des Bildschirmanzeigegenerators 500 miteinander kombiniert werden. Während der automatisierten Feineinstellung oder Konvergenzabgleichung sendet der Controler 900 Befehle über den Datenbus 302 zu dem Controler 301, der den Videogenerator 301 instruiert, beispielsweise ein Grünkanal-Abgleichvideo testsignal AV zu erzeugen, das beispielsweise ein Schwarzpegelsignal mit einem rechteckigen Block M umfaßt, der einen vorbestimmten Videoamplitudenwert aufweist. Die Controler 900 und 301 positionieren ebenfalls den Block M um beispielsweise den Sensor 51 zu beleuchten, indem das horizontale und vertikale Zeitverhalten zur Positionierung des Blocks M innerhalb des abgetasteten Anzeigerasters bestimmt wird oder durch Bewegung des abgetasteten Rasters oder eines Teils des abgetasteten Rasters, das den Markerblock M enthält. Das Grünkanal-Testsignal AV ist ein Ausgang des IC 300 und wird an dem Verstärker 510 mit dem Grünkanal-Ausgangssignal des Bildschirmanzeigegenerators 500 kombiniert. Somit wird das Ausgangssignal des Verstärkers 510 beispielsweise mit der Grün-Kathodenstrahlröhre GCRT verbunden und kann Anzeigequellen videosignale und/oder OSD-erzeugte Signale und/oder von dem IC 300 erzeugte Eich-Videotestsignale AV enthalten.An input display signal selector uses bus 951 to select between two signal sources IP1 and IP2, for example a broadband video signal and an SVGA computer-generated display signal. RGB screen signals derived from the display video selector and electronically generated message information, such as user controlled information, display setup and alignment signals, and messages that may be coupled via buses 302 and 951 in response to commands from controllers 301 , 900 and 950 can be combined with one another by means of the display generator 500 . During the automated fine adjustment or convergence adjustment, the controller 900 sends commands via the data bus 302 to the controller 301 , which instructs the video generator 301 to generate, for example, a green channel adjustment video test signal AV which, for example, comprises a black level signal with a rectangular block M which has a predetermined value Has video amplitude value. The controllers 900 and 301 also position the block M, for example to illuminate the sensor 51 , by determining the horizontal and vertical time behavior for positioning the block M within the scanned display grid or by moving the scanned grid or a part of the scanned grid that corresponds to the Marker block M contains. The green channel test signal AV is an output of the IC 300 and is combined on the amplifier 510 with the green channel output signal of the screen display generator 500 . Thus, the output of amplifier 510 is connected to, for example, the green CRT GCRT and may include display sources video signals and / or OSD generated signals and / or calibration video test signals AV generated by IC 300 .

Der Controller 301 führt auch ein in dem Programmspeicher 308 gespeichertes Programm aus, welches verschiedene Algorithmen umfaßt. Um eine Anfangssetup- Einstellung zu vereinfachen gibt der Controller 301 ein digitales Wort D auf den Datenbus 303, der mit einer steuerbaren Stromquelle 250 verbunden ist. Das digitale Wort D repräsentiert einen sensorspezifischen Strom, der von der Stromquelle 250 erzeugt und dem Sensordetektor 275 zugeführt werden soll.Controller 301 also executes a program stored in program memory 308 that includes various algorithms. In order to simplify an initial setup setting, the controller 301 outputs a digital word D on the data bus 303 , which is connected to a controllable current source 250 . The digital word D represents a sensor-specific current that is to be generated by the current source 250 and is to be fed to the sensor detector 275 .

Um die Justierung und den Abgleich der drei Farbbilder zu vereinfachen, wird der Setup-Block M wie zuvor beschrieben erzeugt und beispielsweise mit der Grün-CRT verbunden. In Fig. 1 ist ein sich dem Sensor 51 nähernder Testmusterblock M gezeigt, und wie zuvor erwähnt, kann jeder Sensor durch die zeitliche Erzeugung des Markerblocks innerhalb eines mit einem überabgestasteten Raster pulsierenden Videosignals angestrahlt werden, oder durch Positionierung des abgetasteten Rasters, so dass der Markerblock M den Sensor 51 beleuchtet. Mit bestimmten Anzeigesignaleingängen, zum Beispiel Computeranzeigeformatsignale, können im wesentlichen alle der abgetasteten Bereiche für die Signalanzeige genutzt werden, womit ein Betrieb mit einem überabgetasteten Raster weitgehend ausgeschlossen ist. Während des Betriebs mit Computeranzeigeformatsignalen ist die Rasterübertastung auf nominell wenige Prozent, zum Beispiel ein Prozent begrenzt. Bei diesen im wesentlichen übertastfreien Bedingungen kann beispielsweise Sensor S1 durch die Rasterpositionierung des Blocks M angeleuchtet werden.In order to simplify the adjustment and matching of the three color images, the setup block M is generated as described above and connected, for example, to the green CRT. In Fig. 1 is a approaches the sensor 51 approaching test pattern block M shown, and as previously mentioned each sensor may be illuminated by the time generation of the marker block within a pulsating with a überabgestasteten raster video signal, or by positioning the scanned raster such that the Marker block M illuminates sensor 51 . With certain display signal inputs, for example computer display format signals, essentially all of the scanned areas can be used for the signal display, whereby operation with an oversampled grid is largely excluded. During operation with computer display format signals, raster blanking is limited to a nominal few percent, for example one percent. Under these conditions, which are essentially free of oversampling, sensor S1 can, for example, be illuminated by the grid positioning of block M.

Selbstverständlich wird eine individuelle Sensorausleuchtung mit einer Kombination aus Videosignaltiming und Rasterpositionierung oder zeitweise Rastervergrößerung vereinfacht.Of course, an individual sensor illumination with a combination from video signal timing and grid positioning or temporarily grid enlargement simplified.

Jeder Sensor erzeugt einen Elektronenfluß, der eine Leitung in einer im wesentlichen linearen Beziehung zu der Intensität der darauf einfallenden Beleuchtung ermöglicht. Jedoch kann die Beleuchtungsintensität an jedem individuellen Sensor auf Grund einer Vielzahl von Einflüssen stark variieren, zum Beispiel kann die Leuchtstoffhelligkeit jedes individuellen CRT unterschiedlich sein oder es können Linsen- und optische Wegdifferenzen zwischen den drei monochromatischen Farbbildern vorhanden sein. Da jedes CRT altert, wird die Leuchtstofflichtstärke nachlassen und des weiteren wird sich mit fortschreitender Zeit Dunst innerhalb des optischen Weges sammeln um die Intensität der Beleuchtung des Sensors zu verringern. Eine weitere Quelle für die Sensorstromänderungen resultiert aus Veränderungen der Sensitivität zwischen individuellen Sensoren und deren eigenen Spektralsensitivität.Each sensor generates an electron flow, which is a line in a essential linear relationship to the intensity of the incident Illumination enables. However, the lighting intensity on everyone individual sensor vary greatly due to a variety of influences, for For example, the fluorescent brightness of each individual CRT can be different or there may be lens and optical path differences between the three monochromatic color images. As every CRT ages, the Fluorescent light intensity will decrease and the further will change with time Collect haze within the optical path around the intensity of the lighting of the sensor. Another source for the sensor current changes results from changes in sensitivity between individual sensors and their own spectral sensitivity.

Mit Bezug zu Fig. 2 wird der Videogenerator 310 durch die Steuerlogik 301 angewiesen einen typischen Grün-Videoblock M zu erzeugen, mit einem anfänglich nicht begrenzten Videowert und angeordnet auf einem im wesentlichen schwarzen oder Schwarzwert-Hintergrund. Ähnliche Videoblöcke mit nicht begrenzten Videowerten können in jedem Farbkanal erzeugt werden, die, wenn sie gleichzeitig erzeugt und auf dem Bildschirm überlagert werden, einen weißen Bildblock auf einem im wesentlichen schwarzen Hintergrund bilden. Somit wird ein typischer Grünblock M durch den Videogenerator 310 erzeugt und über den Verstärker 510 zu dem Grün-CRT gekoppelt wird. Der Videogenerator 310 wird von dem Microcontroler 301 gesteuert um einen Grünblock M an der Horizontal- und Vertikalbildschirm position zu erzeugen, sodass ein spezifischer Sensor zum Beispiel Sensor S1 durch das Grünlicht von dem Block M beleuchtet wird. Die Beleuchtung des Sensors hat einen fotoelektrisch erzeugten Strom zur Folge, der durch den Verstärker U280 wie im folgenden beschrieben verarbeitet wird, um einen Impuls Isen zu erzeugen, wie in Fig. 2 dargestellt.With reference to FIG. 2, the video generator 310 is instructed by the control logic 301 to generate a typical green video block M, with an initially unlimited video value and arranged on a substantially black or black value background. Similar video blocks with unlimited video values can be generated in each color channel which, when generated and overlaid on the screen at the same time, form a white image block on a substantially black background. Thus, a typical green block M is generated by the video generator 310 and coupled to the green CRT via the amplifier 510 . The video generator 310 is controlled by the microcontroller 301 in order to generate a green block M at the horizontal and vertical screen position, so that a specific sensor, for example sensor S1, is illuminated by the green light from the block M. Illumination of the sensor results in a photoelectrically generated current that is processed by amplifier U280 as described below to generate a pulse Isen, as shown in FIG. 2.

Der zuvor beschrieben stark differierenden fotoelektrisch erzeugten Sensorströme werden vorzugsweise kompensiert, geeicht und mittels eines Regelkreises 100, wie in Fig. 2 dargestellt, gemessen. Ein Sensorprozessor ist im Schaltungsblock 200 dargestellt und wird in Fig. 3a detaillierter gezeigt. Einfach gesagt wird durch eine digital gesteuerte Stromquelle ohne Sensorbeleuchtung ein Referenzstrom Iref erzeugt und dem Sensordetektor 275 als Strom Isw zugeführt, der den Detektor 275 vorspannt, sodass der Ausgangspegel Low beträgt, der gewählt wird, um einen ausgeschalteten oder unbeleuchteten Sensorzustand zu repräsentieren. Wenn ein Sensor, zum Beispiel S1-S8 beleuchtet wird, wird eine fotoelektrisch erzeugte Ladung verarbeitet um einen negativ verlaufenden Impuls lsen an dem Ausgang des Verstärkers 280 zu bilden. Dieser negative Impuls Isen leitet die konstante Stromreferenz Iref ab, wodurch der Schaftstrom Isw reduziert und der Sensordetektor 275 zum Ausschalten veranlasst wird. Der Detektor 275 schaltet den Ausgang bei Vorliegen eines hohen, nominellen Versorgungsspannungspotentials ab, das ausgewählt wurde, einen eingeschalteten oder erleuchteten Zustand des Sensors zu kennzeichnen. Der Ausgang des Sensordetektors 275 ist ein positiv verlaufendes Pulssignal 202, das mit dem Eingang des digitalen Konvergenz-IC 300 gekoppelt ist. Die ansteigende Flanke des Impulssignals 202 wird abgetastet mit der Folge, dass Horizontal- und Vertikallgeschwindigkeitszähler gestoppt werden, um somit Zählerstände zur Verfügung zu stellen, die angeben, wo in der Messmatrix der eingeschaltete Sensor auftaucht.The strongly differing photoelectrically generated sensor currents described above are preferably compensated, calibrated and measured by means of a control circuit 100 , as shown in FIG. 2. A sensor processor is shown in circuit block 200 and is shown in greater detail in FIG. 3a. Simply put, a digitally controlled current source without sensor lighting generates a reference current Iref and supplies it to sensor detector 275 as current Isw that biases detector 275 so that the output level is low, which is chosen to represent a sensor state that is turned off or unlit. When a sensor, for example S1-S8, is illuminated, a photoelectrically generated charge is processed to form a negative going pulse at the output of amplifier 280 . This negative pulse Isen derives the constant current reference Iref, thereby reducing the shaft current Isw and causing the sensor detector 275 to turn off. Detector 275 turns off the output when there is a high, nominal supply voltage potential that has been selected to indicate a switched-on or illuminated state of the sensor. The output of the sensor detector 275 is a positive pulse signal 202 , which is coupled to the input of the digital convergence IC 300 . The rising edge of the pulse signal 202 is sampled with the result that horizontal and vertical speed counters are stopped, in order to provide counter readings that indicate where in the measurement matrix the switched-on sensor appears.

Der Sensorstrom wird vorteilhaft durch einen gesteuert ansteigenden Referenzstrom Iref gemessen, bis der Sensordetektor 275 schaltet, um den Ausfall der Sensorer leuchtung anzuzeigen. Der Wert des Referenzstroms, der den Detektor 275 veranlasst, den Ausfall der Sensorausleuchtung anzuzeigen, ist stellvertretend für den Wert der Ausleuchtung die auf den Sensor auftrifft. Somit kann dieser Strom als ein sensor- und farbspezifischer Schwellwert verarbeitet und gespeichert werden. Der gespeicherte Referenzstromwert weicht zwischen Sensoren und von Farbe zu Farbe ab, aber das Schalten des Detektors ist derart angepasst, um Ausleuchtwerte bis hinunter auf ein halb des gemessenen Isen Schaltwertes auszuwerten. The sensor current is advantageously measured by a controlled increasing reference current Iref until the sensor detector 275 switches to indicate the failure of the sensor illumination. The value of the reference current that causes the detector 275 to indicate the failure of the sensor illumination is representative of the value of the illumination that strikes the sensor. This current can thus be processed and stored as a sensor- and color-specific threshold value. The stored reference current value differs between sensors and from color to color, but the switching of the detector is adapted in order to evaluate illumination values down to half of the measured Isen switching value.

Der Sensorverarbeitungsblock 200 gemäß FLGUR 2 ist in Fig. 3a im Detail dargestellt und enthält eine digital gesteuerte Stromquelle 220, den Sensordetektor 275 und den Fotosensorverstärker 280. Die Stromquelle 250 erzeugt einen gesteuerten Strom Iref mit einer Größe, die von einem digitalen Steuerwort D bestimmt ist. Das Datenwort D wird von einem Controller 301 erzeugt und umfaßt acht parallele Datensignale D0-D7, jeweils niederwertige bis höherwertige Bits repräsentieren. Die individuellen Datenbits werden über in Serie geschaltete Widerstände R1, R3, R5, R7, R10, R13, R16 und R19 zu den Basen von zugehörigen PNP-Transistoren Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7 und Q8 verbunden. Der Emitter jedes Transistors ist mit einer positiven Versorgungsspannung +V und jeder Kollektor ist über verschieden Widerstände mit dem Emitter eines PNP- Stromquellentransistors Q9 verbunden. Folglich wird die Stromquelle des Transistors Q9 durch den Emitterwiderstand R22 und die parallele Kombination des digital ausgewählten Widerstandsnetzwerkes gesteuert. Die Kollektorwiderstände R2, R4, R6, R8 und R9, R11 und R12, R14 und R15, R17 und R18, R20 und R21 des stromschaltenden Transistors werden derart ausgewählt, um Widerstandswerte zu erhalten, die in einer binären Sequenz ansteigen. Beispielsweise die Parallel schaltung der Widerstände R20 und R21 zu etwa 400 Ohm und die Widerstands kombination R17 und R18 zu etwa 800 Ohm. Somit kann das digitale Wort D0-D7 Widerstandswerte zwischen 200 Ohm, wobei alle Transistoren eingeschaltet sind, und 100 kOhm auf Grund des Widerstandes R22, wobei alle Transistoren ausgeschaltet sind, auswählen. Das digitale Wort D0-D7 umfaßt Spannungswerte von 0 und 3,3 V, wobei eine Widerstandsauswahl erfolgt, wenn ein Datenbit einen Null Volt-Wert aufweist und keine Widerstandsauswahl erfolgt, wenn das Bit einen Wert von 3,3 V aufweist. Somit bestimmt der Widerstand R22 und das Potential an der Basis des Transistors Q9 die Größenordnung eines Referenzstromes Iref, der in dem Transistorkollektor erzeugt wird.The sensor processing block 200 according to FLGUR 2 is shown in detail in FIG. 3a and contains a digitally controlled current source 220 , the sensor detector 275 and the photo sensor amplifier 280 . The current source 250 generates a controlled current Iref with a size that is determined by a digital control word D. The data word D is generated by a controller 301 and comprises eight parallel data signals D0-D7, each representing low to high order bits. The individual data bits are connected to resistors R1, R3, R5, R7, R10, R13, R16 and R19 connected in series to the bases of associated PNP transistors Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7 and Q8. The emitter of each transistor is connected to a positive supply voltage + V and each collector is connected to the emitter of a PNP current source transistor Q9 via different resistors. As a result, the current source of transistor Q9 is controlled by emitter resistor R22 and the parallel combination of the digitally selected resistor network. The collector resistors R2, R4, R6, R8 and R9, R11 and R12, R14 and R15, R17 and R18, R20 and R21 of the current switching transistor are selected so as to obtain resistance values which increase in a binary sequence. For example, the parallel connection of the resistors R20 and R21 to about 400 ohms and the resistor combination R17 and R18 to about 800 ohms. Thus, the digital word D0-D7 can select resistance values between 200 ohms with all transistors on and 100 k ohms due to resistor R22 with all transistors off. The digital word D0-D7 comprises voltage values of 0 and 3.3 V, resistance selection if a data bit has a zero volt value and no resistance selection if the bit has a value of 3.3 V. Thus, resistor R22 and the potential at the base of transistor Q9 determine the magnitude of a reference current Iref that is generated in the transistor collector.

Der digital bestimmte Strom Iref wird über den Widerstand R26 auf die Basis des Transistors Q10 gekoppelt und bewirkt, dass der Transistor einschaltet. Der Emitter des Transistors Q10 ist mit Masse verbunden und der Kollektor ist mit dem Emitter des NPN-Transistors Q11 verbunden um einen Verstärker in Kaskodenschaltung zu bilden. Die Basis des Transistors Q10 ist durch einen Spannungsteiler bestehend aus den Widerständen R24 und R23 vorgespannt. Der Widerstand R24 ist mit der positiven Versorgungsspannung verbunden und der Widerstand R23 ist mit Masse verbunden. Die Verbindung zwischen den Widerständen R23 und R24 spannt die Basis der Transistoren Q9 und Q11 auf etwa 1,65 V vor, wenn die Basis- Emitterstrecke des Transistors Q11 nicht leitet. Der Kollektor des Transistors Q11 erzeugt ein Ausgangssignal 220, welches den Aufleuchtstatus des Sensors 51 anzeigt, zum Beispiel eingeschaltet oder nicht eingeschaltet, zur Ankopplung an einen integrierten digitalen Konvergenzschaltkreis-IC 300, zum Beispiel vom Typ STV 2050, und einen Eingang eines Mikroprozessors.The digitally determined current Iref is coupled to the base of transistor Q10 via resistor R26 and causes the transistor to switch on. The emitter of transistor Q10 is connected to ground and the collector is connected to the emitter of NPN transistor Q11 to form a cascode amplifier. The base of transistor Q10 is biased by a voltage divider consisting of resistors R24 and R23. Resistor R24 is connected to the positive supply voltage and resistor R23 is connected to ground. The connection between resistors R23 and R24 biases the base of transistors Q9 and Q11 to approximately 1.65 V when the base-emitter path of transistor Q11 is not conducting. The collector of transistor Q11 generates an output signal 220 which indicates the lighting status of sensor 51 , for example switched on or not switched on, for coupling to an integrated digital convergence circuit IC 300 , for example of the STV 2050 type, and an input of a microprocessor.

Der Sensordetektor aus 275 gemäß Fig. 3a arbeitet wie folgt. Der Referenzstrom Iref wird mit der Basis des Transistors Q10 als Schaltstrom Isw verbunden, wird jedoch durch die Widerstände R27, R28 und Kondensatoren C4, C3 aufgeteilt um einen Sensorstrom Isen zu bilden, wann immer ein Sensor, zum Beispiel S1-S8 durch einen Markierungsblock M erleuchtet ist. Der Schaltstrom Isw bewirkt, das der Transistor Q10 einschaltet und in die Sättigung geht und zwingt den Kollektor ein nominelles Massepotential von Vcesat, etwa 50 mV anzunehmen. Folglich ist der Emitter des Transistors Q11 über die gesättigte Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q10 nominell geerdet und der Transistor Q11 ist eingeschaltet, wodurch der Kollektor ein Potential von nominell 100 mV oder (Q3 Vcesat + Q4 Vcesat) annimmt. Der Kollektor des Transistors Q11 bildet ein Ausgangssignal 202, wobei nominell Null Volt einen nicht eingeschalteten Sensor kennzeichnet und die Nennversorgungsspannung einen eingeschalteten Sensor repräsentiert.The sensor detector from 275 according to FIG. 3a works as follows. The reference current Iref is connected to the base of transistor Q10 as switching current Isw, but is divided by resistors R27, R28 and capacitors C4, C3 to form a sensor current Isen whenever a sensor, for example S1-S8 by a marker block M is enlightened. The switching current Isw causes transistor Q10 to turn on and saturate, forcing the collector to assume a nominal ground potential of Vcesat, about 50 mV. Consequently, the emitter of transistor Q11 is nominally grounded through the saturated collector-emitter path of transistor Q10 and transistor Q11 is on, causing the collector to assume a nominal potential of 100 mV or (Q3 Vcesat + Q4 Vcesat). The collector of transistor Q11 forms an output signal 202 , nominally zero volts indicating a sensor that is not switched on and the nominal supply voltage representing a sensor that is switched on.

Wenn der Transistor Q10 gesättigt ist, reduziert sich das Emitter-Basispotential des Transistors Q11 von nominell 1,6 V, auf Grund des Widerstandsteilers R23 und R24, auf eine Spannung von etwa 0,7 V, die durch die Basis-Emitterspannung des Transistors Q11 und die Sättigungsspannung des Transistors Q10 gebildet wird. Da die Basis des Stromquellentransistors Q9 und die des Kaskodentransistors Q11 miteinander verbunden sind, wird die Vorspannung an der Basis des Stromquellen transistors Q9 ebenfalls auf nominell 0,7 V reduziert. Der Wechsel des Basispotentials an dem Transistor Q9 bewirkt, dass der Konstantstrom Iref um etwa das dreifache ansteigt. When transistor Q10 is saturated, the emitter base potential of the is reduced Transistor Q11 nominally 1.6 V, due to the resistor divider R23 and R24, to a voltage of approximately 0.7 V, which is determined by the base-emitter voltage of the Transistor Q11 and the saturation voltage of transistor Q10 is formed. There the base of the current source transistor Q9 and that of the cascode transistor Q11 connected together, the bias voltage at the base of the current sources transistor Q9 also reduced to a nominal 0.7 V. The change of Base potential on transistor Q9 causes constant current Iref to increase by approximately increases threefold.

Die Wirkungsweise des Fotosensorsverstärkerblocks 280 wird nachfolgend beschrieben. Wenn ein Sensor, zum Beispiel S1 durch einen projizierten Markierungsblock beleuchtet wird, wird ein negativ verlaufender Stromimpuls Isen als Resultat einer vorteilhaften Amiolituden- und Frequenzantwortbearbeitung durch den Verstärkerblock 280 gebildet. Da der Referenzstrom Iref konstant ist, wird der Einschaltsensorimpulsstrom Isen von dem Basisstrom (lsw) des Transistors Q10 abgezogen, wodurch der Transistor ausschaltet. Mit ausgeschaltetem Transistor Q10 schaltet der Transistor Q11 ebenfalls aus, sodass dessen Kollektorspannung bis zu der Versorgungsspannung ansteigt, und das Ausgangssignal 202 von nominell 3,3 V erzeugt, das einen eingeschalteten Sensor kennzeichnet. Wie zuvor beschrieben fällt die Vorspannung des Stromquellentransistors Q9 bei abgeschalteten Transistoren Q10 und Q11 auf das durch den Widerstandsteiler (R23 und R24) bestimmte Potential ab, mit dem Ergebnis, dass die Größe des Konstantstroms Iref um etwa 66% abfällt. Somit stützt oder verriegelt der Abfall des Referenzstroms Iref vorteilhaft die Bedingungen des eingeschalteten Sensors, indem eine geringere Schaltschwelle zur Begrenzung der Detektion und Indikation einer Ein- oder Ausschaltbedingung des Sensors eingeführt wird.The operation of the photosensor amplifier block 280 is described below. When a sensor, for example S1, is illuminated by a projected marker block, a negative current pulse Isen is formed as a result of an advantageous amino acid and frequency response processing by amplifier block 280 . Since the reference current Iref is constant, the turn-on sensor pulse current Isen is subtracted from the base current (lsw) of the transistor Q10, whereby the transistor turns off. With transistor Q10 turned off, transistor Q11 also turns off, so that its collector voltage rises up to the supply voltage, and generates the nominally 3.3 V output signal 202 , which identifies a switched on sensor. As previously described, when transistors Q10 and Q11 are turned off, the bias of the current source transistor Q9 drops to the potential determined by the resistor divider (R23 and R24), with the result that the magnitude of the constant current Iref drops by about 66%. The drop in the reference current Iref thus advantageously supports or locks the conditions of the switched-on sensor by introducing a lower switching threshold to limit the detection and indication of a switch-on or switch-off condition of the sensor.

Die Wirkungsweise des Fotosensorverstärkerblocks 280 ist wie folgt. Wie zuvor beschrieben, sind die Fotosensoren S1-S8 entlang der Peripherie des Anzeigebildschirms 700 angeordnet und können an einen einzigen Verstärker parallel verschaltet werden, zum Beispiel U280 oder können individuell mit entsprechenden Verstärkern verbunden sein. Die Auswahl zwischen paralleler oder individueller Sensorverbindung spielt jedoch eine kleine Rolle bei der Beeinträchtigung des Signal/Rauschverhältnisses des Fotosensorsignals.The operation of the photosensor amplifier block 280 is as follows. As described above, the photo sensors S1-S8 are arranged along the periphery of the display screen 700 and can be connected in parallel to a single amplifier, for example U280, or can be individually connected to corresponding amplifiers. The choice between parallel or individual sensor connection, however, plays a small role in the impairment of the signal / noise ratio of the photo sensor signal.

Eine Umgebungsausleuchtung des Bildschirms und der Fotosensoren kann aus Sonnenlicht und Glüh- oder Fluoreszenzlampen gebildet werden. Typische Umgebungsausleuchtung erzeugt ein sich langsam veränderndes Tieffrequenz wellenformsignal, das diskontinuierlich abgeschattetes Sonnenlicht oder künstliches Licht repräsentiert, das auf den Projektionsbildschirm und den Sensor einfällt. Mit einer solchen Umgebungsausleuchtung enthält das resultierende Fotosensorsignal eine DC-Komponente mit variabler Amplitude und eine Tieffrequenzkomponente. Das vorhanden sein von künstlicher Beleuchtung erzeugt ein von der Netzfrequenz abhängiges Breitbandrauschspektrum, das in den Megahertz Frequenzbereich eindringt. Obwohl es zwar erscheinen mag, dass die Sonnenlichtkomponente einfach eliminiert werden kann, können die damit verbundenen Tieffrequenz schwankungen den Verlust oder die Beeinträchtigung der gewünschten Sensorsignale verursachen, die durch die angezeigte Messmarkierung M erzeugt wurden. Fig. 4a zeigt eine Simulation eines Sensorsignals bei unerwünschter Ausleuchtung durch Sonnenlicht mit Schatten und künstlicher Beleuchtung, die während der Messung einer projizierten Markierung M auftritt. Die ausgesuchte Wellenform zur Simulation von schattigem oder periodischem Sonnenlicht hat eine dreieckige Wellenform mit einem Spitze zu Spitze Amplitudenwert von 3 mA und einer Frequenz von 2 Hz. Eine hochfrequente Rauschkomponente, die durch Kreuzschraffierung dargestellt ist, ist der dreieckförmigen Welle überlagert. Das der CTR erzeugten und projizierten Markierung M entsprechende und gewünschte Sensorsignal ist in Fig. 4b dargestellt. Die Periode des aus der simulierten Markierung abgeleiteten Signals ist auf 4 Millisekunden eingestellt, um vier Markierungsmessungen pro Anzeigefeld zu ermöglichen. Das aus der simulierten Markierung abgeleitete Sensorsignal hat eine Spitzenamplitude von 50 µA, eine Anstiegszeit von etwa 50 µs und eine Abfallszeit von nominell 1 ms. Somit kann klar erkannt werden, dass sich die Amplituden der unerwünschten Signale zu den Amplituden der gewünschten Signale fast entgegenwirkend verhalten, mit einem Verhältnis von etwa 60 : 1.Ambient illumination of the screen and the photo sensors can be formed from sunlight and incandescent or fluorescent lamps. Typical ambient lighting produces a slowly changing low frequency waveform signal that represents discontinuously shadowed sunlight or artificial light that falls on the projection screen and the sensor. With such ambient illumination, the resulting photo sensor signal contains a DC component with variable amplitude and a low frequency component. The presence of artificial lighting creates a broadband noise spectrum that depends on the network frequency and penetrates into the megahertz frequency range. Although it may appear that the sunlight component can be easily eliminated, the associated low-frequency fluctuations can cause the loss or impairment of the desired sensor signals that were generated by the displayed measurement mark M. Fig. 4a shows a simulation of a sensor signal in undesirable illumination by sunlight and artificial lighting with shadow that occurs during the measurement of a projected marking M. The selected waveform for simulating shady or periodic sunlight has a triangular waveform with a peak-to-peak amplitude value of 3 mA and a frequency of 2 Hz. A high-frequency noise component, which is represented by cross-hatching, is superimposed on the triangular wave. The desired and corresponding sensor signal generated and projected by the CTR is shown in FIG. 4b. The period of the signal derived from the simulated marker is set to 4 milliseconds to allow four marker measurements per display field. The sensor signal derived from the simulated marking has a peak amplitude of 50 µA, a rise time of about 50 µs and a fall time of nominally 1 ms. It can thus be clearly seen that the amplitudes of the undesired signals are almost counteracting to the amplitudes of the desired signals, with a ratio of approximately 60: 1.

Der Sensorsignaleingang in den Verstärker U280 umfaßt sowohl gewünschte als auch unerwünschte Signalkomponenten und zusätzlich andere fremdinduzierte Signale. Die unerwünschten Signalkomponenten haben Amplituden, die in hohem Maße das intermittierende Aufleuchten des projizierten Messblockes M undeutlich machen. Wie zuvor beschrieben, kann das langsam variierende Tieffrequenzsignal aus verschiedenen Quellen von Umgebungslichtverdunklungen herrühren, zum Beispiel verändernde Wolkendecke, Busch- oder Baumbewegung oder selbst menschliche Schatten. Typischerweise aus dem Breitbandrauschen, das von künstlichen Lichtquellen oder Sonnenlicht ausgestrahlt wird.The sensor signal input to the U280 amplifier includes both desired and also unwanted signal components and other externally induced signals Signals. The unwanted signal components have amplitudes that are high Dimensions the intermittent lighting of the projected measuring block M indistinct do. As previously described, the slowly varying low frequency signal come from different sources of ambient light obscuration, for Example changing cloud cover, bush or tree movement or yourself human shadow. Typically from the broadband noise from artificial light sources or sunlight is emitted.

Mit der Erkenntnis, dass das Verhältnis von gewünschten zu unerwünschten Signalamplituden etwa 60 : 1 beträgt, wird das Fotosensorsignal mit dem Verstärkerblock 280 verbunden, indem die unerwünschten Signalkomponenten durch Signalverarbeitung im wesentlichen eliminiert werden. Die acht Fotosensoren, S1-S8, sind in dem Block 280 dargestellt, die mit den entsprechenden Emittern parallel geschaltet sind, die über einen Tiefpassfilter verbunden sind und an einem Knoten mit geringer Impedanz summiert werden, der an einem Anschluß des Operationsverstärkers U280, zum Beispiel des Typs TL082, gebildet wird. Ehe streu- oder parasitäre Kapazität CS ist in Fig. 3a dargestellt und in Serie mit einer Störspannungsquelle VINF geschaltet. Diese Störsignalquelle ist an einer Verbindung des Sensoremitters dargestellt, wobei jedoch dessen Kapazität und die gekoppelten Störsignale durch die Sensorverbindungsleitungen verteilt werden. Ein Tiefpassfilter wird gebildet durch die Reihenschaltung eines Ferit-Induktors FB1 und eines Kondensators C1 der mit Masse verbunden ist. Das Verhältnis der Werte aus Streukapazität C5 und Kondensator C1 stellt eine wesentliche Dämpfung der gekoppelten oder induzierten Spannungen, Vinf, zur Verfügung, die zum Beispiel aus einer Hochfrequenzinterferenz, einem Abtastfrequenzsignal oder Hochspannungsbildröhren-Bogenkomponenten resultieren, die einen fehlerhaften Betrieb des Verstärkers U280 verursachen oder sogar Komponenten zerstören.Knowing that the ratio of desired to unwanted signal amplitudes is approximately 60: 1, the photosensor signal is connected to amplifier block 280 by substantially eliminating the unwanted signal components by signal processing. The eight photo sensors, S1-S8, are shown in block 280 which are connected in parallel with the corresponding emitters which are connected via a low pass filter and summed at a low impedance node connected to one terminal of the operational amplifier U280, for example of type TL082. Before stray or parasitic capacitance CS is shown in Fig. 3a and connected in series with an interference voltage source VINF. This interference signal source is shown on a connection of the sensor emitter, but its capacitance and the coupled interference signals are distributed through the sensor connection lines. A low pass filter is formed by the series connection of a Ferit inductor FB1 and a capacitor C1 which is connected to ground. The ratio of the values of stray capacitance C5 and capacitor C1 provides substantial attenuation of the coupled or induced voltages, Vinf, resulting, for example, from high frequency interference, a sampling frequency signal, or high voltage picture tube arc components that cause or even cause the U280 amplifier to malfunction Destroy components.

Wenn jeder Fotosensor angeleuchtet wird, fließt ein fotoelektrisch erzeugter Strom, IiII von Masse über die Kollektor-Emitterstrecke des angeleuchteten Fotosensor transistors zu dem Tiefpassfilter. Der tiefpassgefilterte Sensorsignalstrom wird einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers, U280, zugeführt und wird in eine Spannung geringer Impedanz am Ausgangsanschluß umgewandelt. Ein Rückkopplungswiderstand R29 wird vom Verstärkerausgang zu dem invertierenden Eingang geschaltet, um eine Ausgangsspannung im Verhältnis zu dem Fotosensoreingangsstrom zu erzeugen. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers ist mit einer Spannungsquelle, zum Beispiel -0.6 V, verbunden, die von einem Potenzialteiler bestehend aus den Widerständen R30 und R31 erzeugt wird, die zwischen einer -12 V Versorgung und 0 V oder Massepotenzial verbunden sind. Die Verstärkung des Verstärkers U280 für die Sensorströme ist hoch und wird durch den Rückkoppelwiderstand R29 und den dazu parallel geschalteten Kondensator C2 bestimmt. Die Verstärkung treibt die Spannung an dem invertierenden Eingang auf einen Wert sehr nahe bei Null auf eine Spannung des nicht invertierenden Eingangs, zum Beispiel -0,6 V. Somit wird die Spannung an dem invertierenden Eingang der Basis der Fotosensoren, S1-S8, mit einer konstanten Spannung über die jeweiligen Kollektor-Emitterstrecken zugeführt. An dem Ausgang des Verstärkers U280 wird eine Spannungsvariante des Sensorsignals mit geringer Impedanz gebildet, die DC- gekoppelt ist und mit negativer Amplitude zunimmt wenn die Sensorausleuchtung und somit der Sensorstrom zunimmt. Eine negative Versorgungsspannung mit relativ großer Amplitude wird dem Verstärker U280 zugeführt, um eine Verstärker belastbarkeit oder eine Ausgangssignalschwingung zu erlauben, um große negative Signalspannungen die von großen fotoelektrisch erzeugten Strömen und von Umgebungslicht mit großen Pegeln erzeugt werden, zu erlauben. Der Widerstandswert des Rückkoppelwiderstandes R3 ist derart bestimmt, dass von der Markierung abgeleitete Stromimpulse von zum Beispiel 50 µA von dem nachfolgenden Detektor 275 abgebaut werden können, während aus Umgebungslicht resultierende Ströme, zum Beispiel 3 mA, linear verstärkt werden, wodurch eine Verstärkerüberlastung und begleitend Verluste des Rückkoppelkreises und der gewünschten Signalkomponenten verhindert werden. Der Rückkoppel widerstand R29 ist mit dem Kondensator C2 parallel geschaltet, um eine frequenzselektive Rückkopplung zur Verfügung zu stellen, die die Hochfrequenz antwort des Verstärkers U280 auf eine Grenzfrequenz von etwa 58 kHz begrenzt. Die Hochfrequenzrückkopplung reduziert vorteilhaft die Bandbreite des Verstärkers, wodurch unerwünschte Störungen und Stoßsignalaufnahmen in dem Sensorsignal minimiert werden. Der Ausgang des Verstärkers U280 ist in Fig. 4c dargestellt, wobei die gewünschten Markierungssignalimpulse als schmale Sägezähne sichtbar sind.When each photosensor is illuminated, a photoelectrically generated current, IIII flows from ground via the collector-emitter path of the illuminated photosensor transistor to the low-pass filter. The low pass filtered sensor signal current is fed to an inverting input of the operational amplifier, U280, and is converted into a low impedance voltage at the output terminal. A feedback resistor R29 is switched from the amplifier output to the inverting input to produce an output voltage in relation to the photo sensor input current. The non-inverting input of the amplifier is connected to a voltage source, for example -0.6 V, which is generated by a potential divider consisting of resistors R30 and R31, which are connected between a -12 V supply and 0 V or ground potential. The gain of the amplifier U280 for the sensor currents is high and is determined by the feedback resistor R29 and the capacitor C2 connected in parallel with it. The gain drives the voltage at the inverting input to a value very close to zero to a voltage of the non-inverting input, for example -0.6 V. Thus, the voltage at the inverting input becomes the base of the photo sensors, S1-S8 a constant voltage across the respective collector-emitter paths. At the output of the amplifier U280, a voltage variant of the sensor signal with low impedance is formed, which is DC-coupled and increases with negative amplitude when the sensor illumination and thus the sensor current increases. A relatively large amplitude negative supply voltage is applied to amplifier U280 to allow amplifier power handling or output signal oscillation to allow large negative signal voltages generated by large photoelectrically generated currents and high level ambient light. The resistance value of the feedback resistor R3 is determined such that current pulses of, for example, 50 μA derived from the marking can be reduced by the subsequent detector 275 , while currents resulting from ambient light, for example 3 mA, are amplified linearly, as a result of which an amplifier overload and accompanying losses the feedback circuit and the desired signal components can be prevented. The feedback resistor R29 is connected in parallel with the capacitor C2 in order to provide a frequency-selective feedback which limits the high-frequency response of the amplifier U280 to a cut-off frequency of approximately 58 kHz. The high-frequency feedback advantageously reduces the bandwidth of the amplifier, as a result of which undesired interference and shock signal recordings in the sensor signal are minimized. The output of the amplifier U280 is shown in FIG. 4c, the desired marking signal pulses being visible as narrow saw teeth.

Der Ausgang des Verstärkers U280 ist über den Kondensator C3 an einen Lastwiderstand R28 AC-gekoppelt, der mit Masse verbunden ist. Der Kondensator C3 und der Widerstand R28 bilden einen ersten Abschnitt eines Hochpassfilters. Die Verbindung zwischen dem Kondensator C3 und dem Widerstand R28 ist ebenfalls mit einem Kondensator C4 verbunden, der in Reihe mit einem Widerstand R27 geschaltet ist, um einen zweiten Hochpassfilterabschnitt zu bilden. Der erste Filterabschnitt entfernt die DC-Komponente des Streulichtsignals und, als Konsequenz der geringen Sperrfrequenz von etwa 60 Hz, reduziert wesentlich die Amplitude der langsam veränderlichen Signalkomponenten, die den veränderlichen Schattenausleuchtungen des Bildschirms zu zuordnen sind. Positive oder negative Impulse, die zum Beispiel durch gewünschte Markierungsausleuchtungen verursacht wurden, werden jedoch zu der zweiten Filterstufe gekoppelt. Negativ verlaufende fotoelektrisch erzeugte Spannungsstöße die von dem Markierungsblock M resultieren, von denen angenommen werden kann, dass diese als Folge einer periodischen Abtastung eines schmalen Bereichs von Leuchtstoff aufblitzen, der an der Ausgangspupille der Linse anhaftet wie dies von jedem Sensorort betrachtet wird. Solche Messmarkierungen blitzen auf, obwohl diese bei einer Nennfrequenz von 60 Hz auftreten, und haben eine schnelle Anstiegszeit und eine schnelle Abfallzeit, die wesentlich kürzer ist als die Periode der 60 Hz Schwingung. Die Zeitkonstante der ersten Hochpassfilterstufe ist derart gewählt, um den Effekt von Strömen zu entfernen oder wesentlich zu reduzieren, die den Kondensator als Folge eines langsam ändernden Umgebungslichtpegels laden und entladen, wodurch eine Überladung des Detektors 275 verhindert wird. Zusammenfassend stellen der Verstärker U280 und die Ausgangs-Hochpassfilteranordnung eine Bandpass filtercharakteristik zu Verfügung, mit einer Niederfrequenzbegrenzung von etwa 60 Hz und einer Hochfrequenzbegrenzung von etwa 60 kHz.The output of amplifier U280 is AC coupled via capacitor C3 to a load resistor R28 which is connected to ground. The capacitor C3 and the resistor R28 form a first section of a high pass filter. The connection between capacitor C3 and resistor R28 is also connected to a capacitor C4 which is connected in series with a resistor R27 to form a second high pass filter section. The first filter section removes the DC component of the stray light signal and, as a consequence of the low blocking frequency of approximately 60 Hz, significantly reduces the amplitude of the slowly changing signal components which are to be assigned to the variable shadow illuminations of the screen. However, positive or negative pulses, which were caused, for example, by desired marker illuminations, are coupled to the second filter stage. Negative photoelectrically generated voltage surges that result from the marking block M, which can be assumed to flash as a result of periodic scanning of a narrow area of phosphor that adheres to the exit pupil of the lens as viewed from each sensor location. Such measurement marks flash, although they occur at a nominal frequency of 60 Hz, and have a fast rise time and a fast fall time, which is considerably shorter than the period of the 60 Hz oscillation. The time constant of the first high pass filter stage is chosen to remove or substantially reduce the effect of currents that charge and discharge the capacitor as a result of a slowly changing ambient light level, thereby preventing the detector 275 from overcharging. In summary, the amplifier U280 and the output high-pass filter arrangement provide a bandpass filter characteristic, with a low-frequency limitation of approximately 60 Hz and a high-frequency limitation of approximately 60 kHz.

Ein Ausdruck des Amplitudenfrequenzverhaltens ist in Fig. 5 dargestellt, wobei die Kurve A die Fotosensorsignalantwort des Rückkoppelverstärkers U280 repräsentiert, die an dem zweiten Filterabschnitt zwischen dem Kondensator C4 und dem Widerstand R27 gemessen wurde, wenn ein Sensorstromimpuls von 50 µA dem invertierenden Eingang zugeführt wurde. In Fig. 6 repräsentiert die Kurve A das Verhalten des Rückkoppelverstärkers U280, wenn dieser einem Störsignal mit einer Amplitude von 1 V ausgesetzt ist, das über einen 10 µF Kondensator an den invertierenden Eingang gekoppelt ist.An expression of the amplitude frequency response is shown in Fig. 5, where curve A represents the photo sensor signal response of the feedback amplifier U280, which was measured on the second filter section between the capacitor C4 and the resistor R27 when a sensor current pulse of 50 µA was supplied to the inverting input. In FIG. 6, curve A represents the behavior of the feedback amplifier U280, when subjected to an interference signal with an amplitude of 1 V, which is coupled to the inverting input through a 10 uF capacitor.

Das verstärkte und bandpassgefilterte Signal des Kondensators C3 bildet negativ verlaufende Spannungsimpulse über dem Widerstand R28. Diese Spannungsimpulse werden AC-gekoppelt über den Kondensator C4 und über den Widerstand R27 in Stromimpulse konvertiert. Die Fig. 4D zeigt diese gewünschten Spannungsimpulse an der Verbindung des Kondensators C4 und des Widerstandes R27. Der Kondensator C4 und der Widerstand R27 sind in Reihe geschaltet um einen zweiten Abschnitt einer Hochpassfilterstufe zu bilden. Der Kondensator C4 blockt einen DC-Strom Iref und wird auf das Basispotenzial des Detektortransistors Q10 aufgeladen. Sowohl positive als auch negative Impulse die in dem gefilterten Sensorsignal enthalten sind werden auf die Basis des Transistors Q10 gekoppelt. Die positiven Impulse werden über den Widerstand R26 durch den Basis-Emitterübergang des Transistors Q10 geklemmt, während die negativ verlaufenden Stromimpulse, die von der Markierungsbeleuchtung des Sensorableit stroms des Konstantstroms Iref abgeleitet wurden, veranlassen, das der Transistor Q10 ausschaltet. Wie zuvor beschrieben wurde, wird beim Ausschalten des Transistors Q10 ein logischer Wert 1 an dem Kollektor des Transistors Q11 erzeugt und bildet ein Ausgangssignal 202, dargestellt in Fig. 4E, einem Spannungswert von 3,3 V der die Markierungsausleuchtung des Sensors darstellt. Somit entfernt der erfindungsgemäße Verstärker mit Bandpassfrequenzeigenschaften im wesentlichen unerwünschte Umgebungslichtkomponenten aus dem Fotosensorsignal, wodurch ein automatischer Setup während der Bildschirmausleuchtung durch Umgebungs licht ermöglicht wird.The amplified and bandpass filtered signal of the capacitor C3 forms negative voltage pulses across the resistor R28. These voltage pulses are AC-coupled and converted into current pulses via capacitor C4 and resistor R27. Fig. 4D shows this desired voltage pulses to the junction of capacitor C4 and resistor R27. The capacitor C4 and the resistor R27 are connected in series to form a second section of a high pass filter stage. The capacitor C4 blocks a DC current Iref and is charged to the base potential of the detector transistor Q10. Both positive and negative pulses contained in the filtered sensor signal are coupled to the base of transistor Q10. The positive pulses are clamped through resistor R26 through the base-emitter junction of transistor Q10, while the negative current pulses derived from the marker illumination of the sensor leakage current of constant current Iref cause transistor Q10 to turn off. As previously described, when transistor Q10 is switched off, a logic value 1 is generated at the collector of transistor Q11 and forms an output signal 202 , shown in FIG. 4E, a voltage value of 3.3 V which represents the marker illumination of the sensor. Thus, the amplifier according to the invention with bandpass frequency properties essentially removes unwanted ambient light components from the photo sensor signal, thereby enabling an automatic setup during the screen illumination by ambient light.

In der Schaltung gemäß Fig. 3B wird ein Hochfrequenzstörsignal Vhf über einen typischen Kreuzkopplungsmechanismus, Css, in den Sensorsignalverstärker U280A eingekoppelt. Wenn diese Kreuzkopplungskomponente verstärkt wird, kann das Sensorsignal/Rauschverhältnis verschlechtert werden und kann eine fehlerhafte Konvergenzmarkierungserkennung im nachfolgenden Schaltkreis verursachen. Bei einer erfindungsgemäßen Ausführungsform wird das Kreuzkopplungssignal wesentlich reduziert, indem dieses an die Differenzialeingänge des Verstärkers U280A gekoppelt wird, um einen Gleichtaktbetrieb des Operationsverstärkers zu erreichen. In Fig. 3B werden die selben Komponentenbezeichnungen wie in Fig. 3A benutzt, wobei neue Komponenten und Werte durch dreistellige Nummern bezeichnet sind. Die Gleichtakt-Eingangsverbindung wird mittels des Widerstandes R320, zum Beispiel 20 Ohm, bereit gestellt, der zwischen die Differenzialeingänge des Verstärkers U280A geschaltet ist. Die Vorspannungs teilertransistoren R300 und R310 werden relativ zu den Werten gemäß Fig. 3A um einen Faktor 2 vergrößert. Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Ausführungsform ist wie folgt.In the circuit according to FIG. 3B, a high-frequency interference signal Vhf is coupled into the sensor signal amplifier U280A via a typical cross-coupling mechanism, Css. If this crosstalk component is amplified, the sensor signal-to-noise ratio may deteriorate and may cause erroneous convergence mark detection in the subsequent circuit. In one embodiment according to the invention, the cross-coupling signal is significantly reduced by coupling it to the differential inputs of the amplifier U280A in order to achieve a common mode operation of the operational amplifier. In Fig. 3B, the same component designations are used as in Fig. 3A, with new components and values being denoted by three-digit numbers. The common mode input connection is provided by means of the resistor R320, for example 20 ohms, which is connected between the differential inputs of the amplifier U280A. The bias divider transistors R300 and R310 are increased by a factor of 2 relative to the values shown in FIG. 3A. The mode of operation of the embodiment according to the invention is as follows.

Ein störendes, hochfrequentes Kreuzkopplungssignal, Vhf, wie in Fig. 3B dargestellt, ist über eine typische Streukapazität Css zum Beispiel zwischen angrenzende Anschlüsse von anderen Verstärkerabschnitten (nicht dargestellt) der IC-Baugruppe, zum Beispiel vom Typ TL082, die den Verstärker U280A enthält, verschaltet. Alternativ kann eine Kreuzkopplung zwischen angrenzenden Leiterbahnen oder Schaltungsverbindungen zu dem invertierenden Eingang des Fotosensorverstärkers U280A auftreten. Der Widerstand R320 ist vorteilhaft derart angeordnet, um einen sehr großen Bruchteil des Störsignals auf den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers U280A zu koppeln, um ein Gleichtakt eingangssignal zu bilden. Die Anwendung des im wesentlichen selben Signals auf beide Eingänge erzeugt ein Ausgangssignal Vo in dem die Kreuzkopplungs komponente Vx, resultierend aus dem Signal Vhf, in ihrer Amplitude stark reduziert ist. Obwohl die Rückkopplung um den Verstärker U280A versucht, die beiden Eingänge auf dem selben Potential zu halten, bildet der Widerstand R320 einen Teil eines Dämpfers an dem nicht invertierenden Eingang, der sicherstellt, dass die Eingänge unterschiedlich sind. Die Differenz bewirkt ein negatives Rückkopplungs signal an den invertierenden Eingang, das teilweise auf den nicht invertierenden Eingang gekoppelt wird um eine positive Rückkopplung zu bilden, die ein Signalbegrenzungseffekt erzeugt.A disturbing, high-frequency cross-coupling signal, Vhf, as shown in FIG. 3B, is present over a typical stray capacitance Css, for example between adjacent connections of other amplifier sections (not shown) of the IC module, for example of the type TL082, which contains the amplifier U280A, connected. Alternatively, cross-coupling between adjacent conductor tracks or circuit connections to the inverting input of the photo sensor amplifier U280A can occur. Resistor R320 is advantageously arranged to couple a very large fraction of the interference signal to the non-inverting input of amplifier U280A to form a common mode input signal. The application of the essentially the same signal to both inputs produces an output signal Vo in which the cross-coupling component Vx, resulting from the signal Vhf, is greatly reduced in amplitude. Although the feedback around amplifier U280A tries to keep the two inputs at the same potential, resistor R320 forms part of a damper on the non-inverting input, which ensures that the inputs are different. The difference causes a negative feedback signal to the inverting input, which is partially coupled to the non-inverting input to form a positive feedback, which produces a signal limiting effect.

Die Signalverstärkung des Verstärkers U280A für das Kreuzkopplungssignal Vhf wird durch den kapazitiven Teiler aus den Kondensatoren Css und C1 geteilt, und liegt mit den typischen Werten gemäß Fig. 3B, zwischen 1 und 2 für Störsignale im 30 KHz-Bereich. Der Verstärkungswert ist im wesentlichen reduziert durch den Verstärkungswert des offenen Regelkreises mit der Verstärkung, die durch die Kondensatoren C5 und C1 gebildeten kapazitiven Teiler zur Verfügung gestellt wird, der das Störsignal Vinf der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3A teilt. Der Wert des Koppelwiderstandes R320 wird auf der Basis des Eingangsspannungs- Offsetwertes des Verstärkers U280A ausgewählt. Die Offset-Spannung des Verstärkers 280A wird verstärkt durch das Verhältnis des Dämpfers am nicht invertierenden Eingang, der durch den Parallelwiderstand der Widerstände R300 und R310 dividiert durch den Gegentaktskopplungswiderstand R320, [(R300/ / R310)/R320] gebildet wird. Mit den Widerstandswerten, die in Fig. 3B dargestellt werden, ist das Verhältnis beispielsweise etwa 70 : 1, womit mit einer typischen Eingangs-Oftsetspannung von +/- 5 mV der Operationsverstärker das übliche Offset-Signal 70-fach verstärkt ist, wobei etwa +/- 350 mV Änderung an dem invertierenden Eingang des Verstärkers U280A erzeugt wird. Es ist wichtig, dass die Vorspannung zwischen 0,5 und 3 V über den Fotosensoren S1-S8 beibehalten bleibt. Diese Vorspannung wird an dem invertierenden Eingang als Folge einer Operationsverstärkerrückkopplung gebildet, die versucht, die beiden Eingänge auf dem selben Potenzial zu halten. Folglich wird die Spannung am nicht invertierenden Eingang durch den invertierenden Eingang angepaßt. Die Ausgangsspannung des Verstärkers schwingt, wenn der Offset größer wird als die Schwingung an dem nicht invertierenden Eingang als Folge der zuvor beschriebenen Dämpfung. Die verstärkte Offset-Spannung ist jedoch nicht bedeutend, da der Tiefpassfilterkondensator C3 die DC-Komponente des verstärkten Ausgangs blockiert. Eine nominelle Vorspannung des Fotosensors von -0,8 V wird durch die Potentialteilerwiderstände R300 und R310 gebildet. Der Vorspannungswert ist derart ausgewählt um eine ausreichende Belastbarkeit zur Verfügung zu stellen und um die Vorspannung für die optischen Sensortransistoren oberhalb von 500 mV zu halten.The signal amplification of the amplifier U280A for the cross-coupling signal Vhf is divided by the capacitive divider from the capacitors Css and C1, and lies with the typical values according to FIG. 3B, between 1 and 2 for interference signals in the 30 kHz range. The gain value is substantially reduced by the gain value of the open control loop with the gain which is provided by the capacitive divider formed by the capacitors C5 and C1, which divides the interference signal Vinf of the circuit arrangement according to FIG. 3A. The value of the coupling resistor R320 is selected based on the input voltage offset value of the amplifier U280A. The offset voltage of the amplifier 280 A is amplified by the ratio of the damper at the non-inverting input, which is formed by the parallel resistance of the resistors R300 and R310 divided by the push-pull coupling resistor R320, [(R300 / / R310) / R320]. With the resistance values shown in FIG. 3B, the ratio is, for example, about 70: 1, which means that with a typical input offset voltage of +/- 5 mV, the operational amplifier amplifies the usual offset signal 70-fold, with about + / - 350 mV change is generated at the inverting input of amplifier U280A. It is important that the bias voltage is maintained between 0.5 and 3 V across the photo sensors S1-S8. This bias is generated at the inverting input as a result of operational amplifier feedback that tries to keep the two inputs at the same potential. As a result, the voltage at the non-inverting input is adjusted by the inverting input. The output voltage of the amplifier oscillates when the offset becomes greater than the oscillation at the non-inverting input as a result of the previously described damping. However, the boosted offset voltage is not significant because the low pass filter capacitor C3 blocks the DC component of the boosted output. A nominal bias of the photo sensor of -0.8 V is formed by the potential divider resistors R300 and R310. The bias value is selected in order to provide a sufficient load capacity and to keep the bias voltage for the optical sensor transistors above 500 mV.

Eine negative Rückkopplung wird durch die Parallelschaltung aus Widerstand R29 und Kondensator C2 zur Verfügung gestellt, die von dem Ausgang zu dem invertierenden Eingang des Verstärkers U280A geschaltet sind. Diese Rückkopplung treibt die Spannung über dem Gleichtaktwiderstand R320 auf im wesentlichen 0 V und somit ist die Spannungsamplitude des Störsignals Vinf entsprechend reduziert. Da die Rückkopplung im wesentlichen 0 V über dem Gegentaktwiderstand R320 erzeugt, ist der Stromfluß des Sensorstroms IiII im wesentlichen blockiert und fließt wirksam durch den gekoppelten Widerstand R29, um eine Sensorsignalspannung Vs an dem Ausgang des Verstärkers U280A zu erzeugen.A negative feedback is caused by the parallel connection of resistor R29 and capacitor C2 provided from the output to the inverting input of the amplifier U280A are connected. This feedback drives the voltage across the common mode resistor R320 to substantially 0 V. and thus the voltage amplitude of the interference signal Vinf is reduced accordingly. Since the feedback is essentially 0 V via the push-pull resistor R320 generated, the current flow of the sensor current IiII is essentially blocked and flows effective through the coupled resistor R29 to a sensor signal voltage Vs to generate at the output of the amplifier U280A.

Ein Ausdruck eines Amplitudenfrequenzverhaltens ist in Fig. 5 dargestellt, wobei die Kurve B das Fotosensorsignalverhalten des Rückkoppelverstärkers U280A repräsentiert, die an dem zweiten Filterabschnitt zwischen dem Kondensator C4 und dem Widerstand R27 mit einem Eingangssensorstromimpuls von 50 µA gemessen wurden. In Fig. 6 repräsentiert die Kurve B das Verhaften des Rückkoppel verstärkers U280A wenn dieser einem Störsignal mit 1 V Amplitude ausgesetzt ist, die über eine 10 pF Kapazität an den invertierenden Eingang gekoppelt ist. An expression of an amplitude frequency response is shown in FIG. 5, where curve B represents the photo sensor signal response of the feedback amplifier U280A, which was measured on the second filter section between the capacitor C4 and the resistor R27 with an input sensor current pulse of 50 μA. In FIG. 6, curve B represents the arrest of the feedback amplifier U280A when it is exposed to an interference signal with 1 V amplitude, which is coupled to the inverting input via a 10 pF capacitance.

Untersuchungen der jeweiligen mit A bezeichneten Kurven in den Fig. 5 und 6 zeigen, das die Verarbeitungseinheit gemäß Schaltung 280 ein Sensorsignal Störsignal-Verhältnis von etwa 2 : 1 oder 6 dB zur Verfügung stellt. Obwohl die Schaltung 280 gemäß Fig. 3A eine exzellente Unterdrückung des Sensorverhaltens gegenüber Umgebungslicht und Sensor "Harness-Pickup" zur Verfügung stellt, ist die Möglichkeit zur Bereitstellung einer zuverlässig projizierten Markierungserkennung durch das minimale Sensorsignal/Störsignal-Verhältnis beeinträchtigt, wie dies in Fig. 13 durch Kurve A dargestellt ist. Die erfindungs gemäße Ausführungsform gemäß Schaltung 280A verwendet einen Gleichtakteingang zur Zurückweisung von Störsignalen und zusätzlich einen Koppelwiderstand R320, der vorteilhaft eine Rückkopplung bereitstellt, die die Amplitudenfrequenzantwort begrenzt, wie dies in der Darstellung der gewünschten und unerwünschten Signale entsprechend in Kurven B in den Fig. 5 und 6 dargestellt ist. Ein Vergleich der Kurven B zeigt, dass das Hochfrequenzverhalten der bandpassverarbeitenden Ausführungsform wesentlich von etwa 60 KHz auf etwa 8 KHz reduziert wurde, wodurch abtastbezogene Störsignale jenseits des Bandpasses der verarbeitenden Ausführungsform der Schaltung 280A lokalisiert sind. Der Widerstand R320, der zusätzlich eine Gleichtakteingangskopplung ermöglicht, stellt ebenfalls eine positive Rückkopplung des Ausgangs über den Widerstand R29 zu dem nicht invertierenden Eingang zur Verfügung. Diese positive Rückkopplung erzeugt einen Resonanz- oder Begrenzungseffekt innerhalb des Bandpassfrequenzbereichs, der etwa bei 7 KHz auftritt, der das gewünschte Signal etwa 2,5-fach bezogen auf das Signal 280 vergrößert. Die Kurve B in Fig. 5 zeigt die vorteilhafte Konversion eines 50 µA Sensoreingangssignals in ein Ausgangssignal von etwa 53 mV. Bezogen auf das Störsignal ist die Amplitude der resultierenden Ausgangsspannung auf etwa ein Drittel oder 3 mV reduziert, verglichen mit der Leistung der Schaltung 280. Die Begrenzung der Prozessorbandbreite und die Einführung einer Bandpassbegrenzung erhöht vorteilhaft das Verhältnis zwischen gewünschtem und unerwünschtem Signal. Ein Vergleich der jeweiligen Kurven B in den Fig. 5 und 6 zeigt, das die Schaltung 280A ein Sensorsignal/Störsignal- Verhältnis von etwa 16 : 1 oder 24 dB zur Verfügung stellt.Examinations of the respective curves designated by A in FIGS. 5 and 6 show that the processing unit according to circuit 280 provides a sensor signal to interference signal ratio of approximately 2: 1 or 6 dB. Although the circuit 280 of FIG 3A. An excellent suppression of the sensor behavior to ambient light and sensor "Harness-pickup" available, is compromised the ability to provide a reliable projected marker detection by the minimum sensor signal / noise ratio, as shown in Fig. 13 is represented by curve A. The inventive embodiment according to circuit 280 A uses a common mode input to reject interference signals and additionally a coupling resistor R320, which advantageously provides feedback that limits the amplitude frequency response, as shown in the representation of the desired and unwanted signals in curves B in FIGS. 5 and 6 is shown. A comparison of curves B shows that the high frequency response of the band pass processing embodiment has been substantially reduced from about 60 KHz to about 8 KHz, which abtastbezogene noise beyond the band-pass filter of the embodiment of the processing circuit 280 A are located. Resistor R320, which additionally enables common-mode input coupling, also provides positive feedback of the output via resistor R29 to the non-inverting input. This positive feedback produces a resonance or limiting effect within the bandpass frequency range, which occurs at about 7 kHz, which enlarges the desired signal about 2.5 times with respect to signal 280 . Curve B in FIG. 5 shows the advantageous conversion of a 50 μA sensor input signal into an output signal of approximately 53 mV. Relative to the interference signal, the amplitude of the resulting output voltage is reduced to about a third or 3 mV compared to the performance of circuit 280 . The limitation of the processor bandwidth and the introduction of a bandpass limitation advantageously increases the ratio between the desired and undesired signal. A comparison of the respective curves B in FIGS. 5 and 6 shows that the circuit 280 A provides a sensor signal / interference signal ratio of approximately 16: 1 or 24 dB.

Die erfindungsgemäße Kombination von Strom/Spannungskonversion für das Sensorstromsignal in Kombination mit der Gegentaktzurückweisung von Störspannungssignalen und das resultierende Bandpassbegrenzungsverhalten sichert ein optimales Sensorsignal/Störsignal-Verhältnis, das mit dem Detektor 27b gekoppelt ist. Das zur Erfassung angekoppelte Sensorsignal ist im wesentlichen unverändert gegenüber der in Fig. 3A beschriebenen Ausführungsform, aber ist größtenteils frei von hochfrequenten Kreuzkopplungsstörungen solange eine ausgezeichnete Sperrung der Umgebungsbeleuchtung gewährleistet ist.The inventive combination of current / voltage conversion for the sensor current signal in combination with the push-pull rejection of interference voltage signals and the resulting bandpass limitation behavior ensures an optimal sensor signal / interference signal ratio, which is coupled to the detector 27 b. The sensor signal coupled for detection is essentially unchanged from the embodiment described in FIG. 3A, but is largely free of high-frequency cross-coupling interference as long as an excellent blocking of the ambient lighting is ensured.

Claims

1. Processor for a photo sensor signal in a projection screen, characterized by
a photosensor (S1-S8) which generates a sensor signal (IiII) with a current component indicating projected raster illumination, the sensor signal having a scan-related cross-coupling component Vinf,
a differential amplifier (U280) which generates an output signal (Vo) reacting to the sensor signal (IiII), the sensor current component being converted into an amplified sensor voltage component (Vs) and the cross-coupling voltage component being differentially amplified, and the sensor voltage component (Vs) being of a larger order of magnitude than the cross-coupling voltage component (Vx) in the output signal (Vo).

2. Processor according to claim 1, characterized in that the Sensor voltage component (Vs) is an order of magnitude larger than that scan-related cross-coupling voltage component (Vx).

3. Processor according to claim 1, characterized in that the output signal (Vo) to provide negative feedback with a first input to convert the sensor current (IiII) into the voltage (Vs) at the output connected is.

4. Processor according to claim 1, characterized in that the output signal (Vo) to provide negative feedback with a first input and to provide positive feedback with a second input connected is.

5. Processor according to claim 1, characterized in that the output signal (Vo) to provide positive feedback to the second input connected is.

6. Processor according to claim 5, characterized in that the frequency response of the amplifier (U280A) in accordance with that at the second input positive feedback is controlled.

7. Processor according to claim 5, characterized in that a frequency behavior of the amplifier (U280A) in accordance with that on the second Input positive feedback is limited controlled.

8. A projection display device comprising convergence measurement devices which are exposed to signal cross-coupling, characterized by
a photo sensor (S1-S8), which is arranged adjacent to the edge of a projection screen ( 700 ) and generates a sensor current signal (IiII) in the event of incident lighting,
a source of an interference voltage signal (Vinf), and
an amplifier (U280A) with first and second differential inputs, only the first input being connected to the photosensor (S1-S8) for amplifying the sensor current signal (IiII) and the first and second inputs being connected to the interference voltage signal (Vinf) as a push-pull signal input .
the amplifier (U280A) amplifying the sensor current signal (IIII) and the interference voltage signal (Vinf) to form an output signal (Vo) for measurement, the output signal (Vo) having a sensor signal component (Vs) and an interference signal component (Vx), wherein an amplitude of the sensor signal component (Vs) is significantly larger than an amplitude of the interference signal component (Vx).

9. The device according to claim 8, characterized in that the Sensor signal component (IiII) and the interference signal component (Vinf) Have signal amplitude ratio of at least one order of magnitude.

10. The device according to claim 8, characterized in that the first input is connected via a feedback resistor (R29) to an output of the amplifier ( 280 A) to form a negative feedback to the sensor signal (IiII) in accordance with a value of the resistance (R29) to reinforce.

11. The device according to claim 8, characterized in that the first input is an inverting input which is connected via a feedback resistor (R29) to an output of the amplifier ( 280 A) to form a negative feedback in order to the sensor current signal (IiII) Formation of a voltage signal (Vs) to amplify the output.

12. The apparatus according to claim 8, characterized in that the interference signal (Vinf) is coupled to the second input via a resistor (R320) to form a push-pull input signal.

13. The apparatus according to claim 8, characterized in that the output of the Amplifier (U280A) via a feedback resistor (R29, R320) with the second input is coupled to form a positive feedback.

14. The apparatus according to claim 8, characterized in that the amplifier (U280A) a frequency response limitation in accordance with the value of a feedback transistor (R29, R320), which for positive Feedback is connected to the second input.