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Leistungselektronische Schaltungen benötigen zur Speisung von
Meßwerterfassungen und Gateansteuerungen Hilfsenergiequellen auf niedrigem
Spannungsniveau, die i. a. von der übergeordneten Steuerung potentialgetrennt sein
sollen. Zur Bereitstellung dieser Hilfsenergie sind drei grundsätzlich verschiedene
Verfahren bekannt, die sich bezüglich der primären Quelle der Hilfsenergie
unterscheiden:
- 1. Energieentnahme aus einer (i. a. vorhandenen) Hilfsenergiequelle der
übergeordneten Steuerung und Übertragung dieser Energie mit Schaltnetzteilen
und Transformatoren.
- 2. Energieentnahme (Leistungsauskopplung) aus dem Leistungsteil des
Stromrichters selbst.
- 3. Energieentnahme aus sonstigen Hilfsenergiequellen wie z. B. thermoelektrische
Generatoren oder Photovoltaik-Generatoren.
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Bei allen Verfahren müssen die Steuersignale und Meßgrößen selbst - z. B. mit
Lichtwellenleitern - ebenfalls potentialgetrennt von der übergeordneten Steuerung
übertragen werden, falls die Forderung der Potentialtrennung auch hier besteht.
Verfahren nach Punkt 1 weisen die folgenden Vorteile auf:
- a) Die Hilfsenergie steht unabhängig von Energieinhalt und Schaltzustand des
Leistungsteils zur Verfügung.
- b) Die Hilfsenergie kann in ausreichender Größe und mit gutem Wirkungsgrad
(Schaltnetzteil, Transformator) übertragen werden.
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Nachteilig sind bei den Verfahren nach Punkt 1 die folgenden Umstände:
- a) Die Transformatoren weisen prinzipbedingt parasitäre Koppelkapazitäten
zwischen ihrer Primär- und Sekundärseite auf, durch die hochfrequente
Störungen vom Leistungsteil in die übergeordnete Steuerung übertragen werden.
- b) Die Transformatoren müssen für die sicherheitstechnisch wichtige Isolation
zwischen Leistungsteil und der übergeordneten Steuerung ausgelegt werden,
wodurch die Baugröße ungünstig beeinflußt wird.
- c) Eine günstige, monolithisch integrierte Realisierung der Hilfsenergieerzeugung
wird durch die Transformatoren und die Randbedingung d) erheblich erschwert.
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Verfahren nach Punkt 2 weisen die Nachteile c) und d) nicht auf und sind geeigneter
für eine monolithisch integrierte Realisierung. Wie nachfolgend erläutert, erfüllen
bekannte Lösungen jedoch die Punkte a) und b) nur mit erheblichen
Einschränkungen.
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Verfahren nach Punkt 3 sind auf Sonderfälle beschränkt, da sie Punkt b) nur
unzureichend bzw. mit sehr hohem Aufwand erfüllen.
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Zur weiteren Erläuterung des Standes der Technik dient Fig. 1. Eine entsprechende
Anordnung ist u. a. aus M. von Daak: "Integrierte, potentialgetrennte
Ansteuerschaltungen für feldgesteuerte Leistungshalbleiter", Forschungs-Berichte
VDI, Reihe 9, Nr. 289, bekannt. Dort dargestellt ist eine leistungselektronische
Schaltung, die als universelle Grundschaltung von Stromrichtern mit eingeprägter
Gleichspannung - sog. U-Umrichter - bekannt ist. Diese Grundschaltung wird wegen
ihrer dominierenden Bedeutung der folgenden Erläuterung zu Grunde gelegt. Die
Erfindung ist jedoch auch für andere Schaltungen einsetzbar, wie nachfolgend am
Beispiel von Fig. 15 erläutert wird. Gebräuchliche Bezeichungen für diese Schaltung
sind "Halbbrücke", "Wechselrichter-Phasenbaustein" oder engl.: "half bridge circuit".
Sie besteht im Leistungsteil in bekannter Anordnung aus den steuerbaren
elektronischen Schaltern (1) und (3), den antiparallelen Dioden (2) und (4) und dem
an den gleichspannungsseitigen Sammelschienen (P) und (N) angeschlossenen
Kondensator (9). Die steuerbaren elektronischen Schalter (1) und (3) sind gemäß
dem Stand der Technik meist als IGBT oder MOS-Feldeffekttransistoren ausgeführt.
Bei letztgenannten Bauelementen ist es möglich die in der Halbleiterstruktur bereits
enthaltene antiparallele Diode zu nutzen und damit auf die separaten Dioden (2) und
(4) zu verzichten.
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Jeder der beiden in Fig. 1 dargestellten steuerbaren elektronischen Schalter (1) bzw.
(3) benötigt zur Ansteuerung seines Gates mit den zugehörigen Steuerspannungen
(UG1) bzw. (UG3) Hilfsenergie. Diese ist in Kondensatoren (7) bzw. (5) gespeichert. In
der bekannten Anordnung nach Fig. 1 sind diese Kondensatoren auf eine
Hilfsspannung (U7) bzw. (U5) aufgeladen, die sich bezüglich Betrag und Polarität als
Steuerspannung eignet. Der Bezugspunkt (M1) bzw. (M3) der Hilfsspannungen (U7)
bzw. (U5) kann nicht frei gewählt werden, sondern muß räumlich nah direkt an der
zugehörigen Elektrode der steuerbaren elektronischen Schalter (1) bzw. (3)
angeschlossen werden. Der Grund für diese bekannte Erfordernis liegt darin, daß
andernfalls Spannungsabfälle zwischen (M1) und (N) bzw. (M3) und (L), die von den
leistungsseitigen Strömen verursacht werden, in störender Weise die
Steuerspannungen (UG1) bzw. (UG3) beeinflussen würden. Die störenden
Spannungsabfälle entstehen durch parasitäre Impedanzen - wie ohmsche und
induktive Impedanzen der Zuleitungen - und sind deshalb nicht völlig vermeidbar.
Die Ansteuerschaltungen, die aus den Hilfsspannungen (U7) bzw. (U5) gespeist
werden und in bekannter Weise die Steuerspannungen (UG1) bzw. (UG3) erzeugen,
sind in Fig. 1 der Übersicht halber weggelassen, da sie nicht Gegenstand der
Erfindung sind.
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Zwecks weiterer Erläuterung des Standes der Technik entsprechend Fig. 1 sei
zunächst davon ausgegangen, daß eine Hilfsenergiequelle (8) zur Verfügung steht,
die an ihren Klemmen (A, B) eine Gleichspannung (UAB) abgibt. (Wie diese
Hilfsenergie bereitgestellt wird, sei erst nachfolgend betrachtet).
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Mittels der Hilfsenergiequelle (8) ist es nun möglich, die Ansteuerung für den
steuerbaren elektronischen Schalter (1) zu speisen. Dies gilt auch für eventuell
vorhandene weitere steuerbare elektronische Schalter und Meßwerterfassungen,
sofern sie wie Schalter (1) auf dem Potential des Anschlusses (N) liegen.
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In dem Hilfsstromkreis, der durch die Elemente (8) und (7) und die Zuleitungen von
Klemme (A) zum Pluspol von (7), sowie von Klemme (B) zum Bezugspunkt (M1)
gebildet wird, treten durch die parasitären Impedanzen und die leistungsseitigen
Ströme ebenfalls störende Spannungsabfälle auf. Ein Nachteil der bekannten
Anordnung liegt darin, daß nur sehr kleine Spannungsabfälle - welche möglichst
klein gegenüber der Spannung (UAB) sind - zulässig sind.
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Falls außer der positiven Hilfsspannung (U7) auch eine gegenüber dem Bezugspunkt
(M1) negative Hilfsspannung benötigt wird, kann diese grundsätzlich mit einem
zusätzlichen Gleichspannungs-Wandler aus (U7) erzeugt werden. Diese Erfordernis
tritt sowohl bei Ansteuerelektroniken als auch bei Meßwerterfassungen häufig auf.
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Die Speisung der auf dem Potential (M3) liegenden Hilfsspannung (U5) erfolgt bei der
bekannten Anordnung nach Fig. 1 mittels der Diode (6) ebenfalls aus der
Hilfsspannungsquelle (8). Mit idealen Bauelementen wäre U5 = UAB erreichbar. Diese
verbreitete, i. a. als "Bootstrap"-Schaltung bezeichnete Lösung, weist jedoch
schwerwiegende Nachteile auf:
- 1. Die erwünschte Energielieferung in den Kondensator (5) aus der Quelle (8) kann
nur erfolgen, wenn das Potential an der Lastklemme (L) dem der Klemme (N)
entspricht.
- 2. Es werden hochsperrende Dioden (6) benötigt, die bzgl. ihrer Sperrspannung wie
die Bauelemente (1) bis (4) des Leistungsteils ausgelegt werden müssen.
- 3. Die Erzeugung der Hilfsspannung (8) aus dem Leistungsteil bleibt offen. Diese
erfordert jedoch erheblichen Zusatzaufwand - wie z. B. einen Gleichstromsteller
(step down chopper), dessen Bauelemente ebenfalls für die hohe Spannung des
Leistungsteils zu bemessen sind.
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Aus Hauptpunkt 1) resultiert eine Reihe von weiteren, nachteiligen Eigenschaften:
- 1. Die Hilfsspannung (U5) kann nicht für längere Zeiten - abhängig von der
Kapazität von (5) und dem Energiebedarf - genügend groß gehalten werden,
wenn die Potentialdifferenz ULN > 0 ist. Dieses Problem tritt insbesondere ein,
wenn der steuerbare elektronische Schalter (3) sich im Einschaltzustand
befindet (ULN = UPN).
- 2. Zur Sicherstellung der Hilfsenergieeinspeisung für (5) muß der steuerbare
elektronische Schalter (1) sich im Einschaltzustand befinden.
- 3. Die Spannung (U5) kann nicht stabil auf ihrem Sollwert U5 = UAB gehalten
werden, sondern variiert auch im Einschaltzustand des Schalters (1) je nach
dessen laststromabhängiger Durchlaßspannung.
- 4. Es müssen (bedingt durch Punkt 1a)) Maximalzeiten für den Einschaltzustand
von (3) und (bedingt durch Punkt 1b)) Minimalzeiten für den Einschaltzustand
von (1) eingehalten werden.
- 5. In einem Schaltzustand, in dem beide steuerbaren elektronischen Schalter (1)
und (3) ausgeschaltet sind, ist das Potential an L bei hohen Lastströmen von
der Laststromrichtung und bei verschwindendem Laststrom von den
Sperrströmen der Halbleiter (1) bis (4) abhängig. In diesem Schaltzustand ist
keine sichere Energieversorgung für (5) möglich. Dieser Zustand wird jedoch
bei Betriebsunterbrechungen, zeitweiser Sperre des Stromrichters und
ähnlichen Betriebszuständen benötigt.
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Aus diesen Gründen wird die Schaltung oftmals durch eine als "Ladungspumpe" oder
als "Charge pump" bezeichnete Zusatzschaltung ergänzt. Eine solche Anordnung ist
u. a. aus M. von Daak: "Integrierte, potentialgetrennte Ansteuerschaltungen für
feldgesteuerte Leistungshalbleiter", Forschungs-Berichte VDI, Reihe 9, Nr. 289,
bekannt. Dabei handelt es sich grundsätzlich um einen Spannungsvervielfacher, der
mit Hilfe steuerbarer elektronischer Schalter und mehrerer Kondensatoren aus der
Spannung (UAB) der Hilfsenergiequelle (8) eine höhere Spannung erzeugt. Diese
höhere Spannung muß größer als die Summe von (UPN) und (U5) sein, damit eine
zusätzliche Energieeinspeisung in (5) generell erfolgen kann. Diese Bedingung
schränkt den Einsatz dieses Zusatzes auf kleine Spannungen (UPN) des
Leistungsteils ein. Mit vertretbarem Aufwand sind "Ladungspumpen" zudem nur für
sehr kleine Leistungen realisierbar, so daß i. a. nur der Nachteil 1e) entschärft werden
kann. Letzteres gilt mit der Einschränkung, daß in einem Schaltzustand
entsprechend Punkt 1e) nur eine sehr kleine Leistung der Hilfsenergiequelle benötigt
wird. Dies trifft jedoch nicht zu, wenn außer einer Gateansteuerung auch
elektronische Meßwerterfassungen und/oder Lichtleitersender gespeist werden
müssen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, aufwandsarme Schaltungsanordnungen anzugeben,
die:
- A) Unabhängig vom Schaltzustand der steuerbaren, elektronischen Schalter (1)
und (3) und unabhängig vom Potential am Lastanschluß (L) eine gesicherte
Hilfsenergieversorgung aus dem Leistungsteil ermöglichen.
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Weitere Punkte sind:
- A) Keine Notwendigkeit der Verwendung von hochsperrenden Halbleitern, die für
die hohe Spannung (UPN) des Leistungsteils ausgelegt werden müssen.
- B) Keine Notwendigkeit der Verwendung von Transformatoren
- C) Die Möglichkeit, alle benötigten Halbleiter verlustarm im Schaltbetrieb
("switch mode") und nicht im Linearbetrieb ("linear mode") zu betreiben -
inclusive der Spannungsstabilisierung der erzeugten Hilfsspannungen.
- D) Die Möglichkeit, die zur Speicherung der Hilfsenergie benötigten
Kondensatoren klein zu bemessen.
- E) Unempfindlichkeit bzgl. Überspannungen und parasitären Spannungsabfällen
im Leistungsteil, auch wenn diese die Höhe der Hilfsspannungen übersteigen.
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Zusammenfassend ermöglichen die o.a. Punkte eine technisch und wirtschaftlich
günstige Realisierung auch in Form einer monolithisch integrierten Schaltung, die
vorteilhafterweise für möglichst kleine Verlustleistung (IV) und kleine Spannungen (II)
ausgelegt werden kann.
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Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung (200), die zur weiteren
Erläuterung dienen soll. Die grundlegende Struktur stellt einen Dreipol mit den
Klemmen (D1), (D2) und (E0) dar. (Die internen Anschlußpunkte (E1) bzw. (E2) sind
nur bezeichnet, um darzustellen, daß hier die erzeugten Hilfsspannungen (U11) bzw.
(U12) abgegriffen werden können). Die Klemmen des Dreipols sind gemäß der
Erfindung folgendermaßen zu beschalten:
Klemme D1: Mit einem äußeren Schaltungszweig, der einen eingeprägten Strom
i1 ≥ 0 einspeist;
Klemme D2: Mit einem äußeren Schaltungszweig, der einen eingeprägten Strom
i2 ≥ 0 einspeist;
Klemme E0: Mit dem Bezugspotential, das für die erzeugten Hilfsspannungen
(U11) bzw. (U12) gewünscht wird. (Für den steuerbaren elektronischen
Schalter (3) in Fig. 1 ist das der Bezugspunkt (M3)).
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Gemäß der Erfindung wird der Dreipol mit zwei von außen eingeprägten Strömen (i1)
und (i2) gespeist, was sich sehr vorteilhaft auf die Funktion und den
Schaltungsaufwand auswirkt. Die Ströme (i1) und (i2) lassen sich auf vielerlei
bekannte Arten erzeugen, z. B. mit Gleichstromstellern. Die erfindungsgemäße
Struktur des Dreipols ist jedoch so gestaltet, daß eine Einprägung der Ströme
(i1) bzw. (i2) mit jeweils einem passiven Zweipol ((31) bzw. (32), siehe Fig. 7) bereits
die genannten Anforderungen (I . . . VI) erfüllt. Die Zweipole können vorzugsweise
einfache, ohmsche Widerstände oder eine Reihenschaltung solcher Widerstände
sein.
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In Fig. 2 stellen dar:
11 und 12: Kondensatoren als Energiespeicher für die erzeugten Hilfsspannungen
(U11) und (U12)
21 und 22: Dioden zur Speisung der o.a. Kondensatoren (11) und (12)
27 und 26: Dioden zum Schutz der steuerbaren, elektronischen Schalter (51) und
(52) vor negativen Spannungen. (Diese können entfallen, wenn auf
Grund der äußeren Beschaltung keine negativen Spannungen auftreten.)
51 und 52: Steuerbare elektronische Schalter, die - vorzugsweise im Schaltbetrieb -
zur Stabilisierung der erzeugten Hilfsspannungen (U11) und (U12) auf ihre
Sollwerte dienen.
100: Ein bidirektionaler Gleichspannungs-Wandler, der den Energieaustausch
zwischen den Kondensatoren (11) und (12) in beiden Energierichtungen
ermöglicht.
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Letzterer kann z. B. wie in Fig. 3 oder Fig. 4 ausgeführt sein. Aufbau und
Funktionsweise solcher bidirektionaler Gleichspannungswandler sind bekannt. Eine
Schaltung nach Fig. 3 entspricht der Grundschaltung nach Fig. 1. Um das Potential
von (E0) auf dem arithmetischen Mittelwert der Potentiale von (E1) und (E2) zu halten,
sind beide steuerbaren elektronischen Schalter mit einem Tastverhältnis (Duty cycle)
von jeweils 50% invers zueinander anzusteuern. Die Frequenz dieser Ansteuerung
ist in bekannter Weise auf die Größe der Glättungsinduktivität (14) abzustimmen.
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Eine Schaltung entsprechend Fig. 4 ist u. a. aus dem Buch "Halbleiter-
Schaltungstechnik", 11. Auflage Springer Verlag der Autoren Tietze und Schenk,
bekannt. Sie ist dort in Abb. 16.44 als Spannungsinverter bezeichnet. Wenn - wie in
Fig. 4 - einzelne Transistoren als Schalter eingesetzt werden, sind diese paarweise
(UG43 = UG47) invers zu dem anderen Paar (UG41 = UG45) mit wiederum jeweils einem
Tastverhältnis von 50% anzusteuern.
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Für die folgenden Erläuterungen können die Hilfsspannungen (U11) bzw. (U12) als
konstant angesehen werden, weil sie mittels geeigneter Steuerung der steuerbaren
elektronischen Schalter (51) bzw. (52) auf ihren Sollwerten stabilisiert werden können
- wie nachfolgend erläutert wird. Des weiteren sind (ebenfalls nur zur vereinfachten
Erläuterung der Funktion der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen) im
folgenden Gleichungen angegeben, die näherungsweise für ideale Bauelemente
gelten.
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Die gesamte Gleichstromleistung (P1), die den beiden Hilfsspannungen (U11) bzw.
(U12) des Dreipols (200) in Summe dauernd entnommen werden kann, beträgt:
P1 = i1.|U11| + i2.|U12| Gl. (1).
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Diese verfügbare Gleichstromleistung kann beliebig auf die beiden Hilfsspannungen
(U11) bzw. (U12) verteilt entnommen werden, da der bidirektionale
Gleichspannungswandler (100) den erforderlichen Energieaustausch gewährleistet.
Zum Zwecke einer übersichtlichen Erläuterung sei im folgenden der Fall mit
symmetrischen Hilfsspannungen
U0 = U11 = -U12
näher berechnet. Dies ist auch die praktisch relevante - aber nicht zwingende -
Dimensionierung. Somit folgt aus Gl. (1):
P1 = U0(i1 + i2) Gl. (1a)
mit (U0) als definitionsgemäßem Sollwert der Hilfsspannungen. Wenn die Ströme (i1)
bzw. (i2) in einer Anordnung entsprechend Fig. 7 mittels passiver Zweipole (31) bzw.
(32) eingeprägt werden, folgt unter o.a. Voraussetzungen:
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Diese Gleichung gilt, wenn (UPN > 2U0) beträgt und die Zweipole (31) und (32) jeweils
als ohmscher Widerstand mit dem Nennwert (R) ausgeführt werden. Die gesamte
verfügbare Gleichstromleistung (P1) nach Gl. (1b) ist unabhängig vom Potential an
(L), d. h.: der Spannung (ULN). Dies gilt in einem Bereich von (ULN):
U0 < ULN < (UPN - U0) Gl. (2)
in dem sowohl (i1 > 0) als auch (i2 > 0) ist. Außerhalb dieses Bereiches steigt die
verfügbare Leistung (P1) geringfügig an, was in keiner Weise störend ist:
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Bei ULN = 0 oder bei ULN = UPN beträgt sie, (vergleiche mit Gl. (1b)):
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Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen besteht
darin, daß auch bei Überspannungen am Lastanschluß (L), d. h.: (ULN < 0) oder
(ULN > UPN) uneingeschränkte Funktionsfähigkeit besteht und immer eine
Gleichstromleistung (P1) entsprechend Gl. (1b) (bzw. geringfügig höher) zur
Verfügung steht.
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Zur Erläuterung der zweckmäßigen Bemessung sei im folgenden der Wirkungsgrad
der erfindungsgemäßen Anordnung betrachtet, wenn die Ströme (i1) bzw. (i2) mit
ohmschen Widerständen eingeprägt werden. In den Betriebspunkten nach Gl. (1c)
tritt bei ULN = 0 bzw. ULN = UPN eine Verlustleistung
in dem Zweipol (31) bzw. in dem Zweipol (32) auf. Daraus ergibt sich in Verbindung
mit Gl. (1c) ein Gesamtwirkungsgrad
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Bei einer realen Anwendung wird sich (je nach dem Quotienten (U0/UPN)) oftmals ein
Wirkungsgrad in der Größenordnung von nur 10% oder weniger ergeben. Dies ist
auf Grund der kleinen Absolutwerte der benötigten Hilfsenergie jedoch i. a. nur von
geringer Bedeutung. Die Bemessung der nominalen Verlustleistung pro Zweipol (31)
oder (32) kann vereinfacht gemäß
erfolgen. Auch die Summe der Verlustleistungen der beiden Zweipole (31) und (32)
übersteigt diesen Wert nicht.
Da die benötigten Leistungen (P1) in Anwendungen zur Hilfspannungserzeugung i. a.
sehr klein sind, ist die Wirkungsgradbetrachtung nicht entscheidend. Die Vorteile der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen liegen vielmehr in den wesentlich
bedeutenderen Punkten I bis VI, wie bereits erläutert. Auf Grund von Punkt VI ist
zudem eine sehr freizügige räumliche Anordnung der Zweipole (31) und (32)
möglich, die eine Abfuhr der geringen Verlustleistungen weiter vereinfacht.
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Ein weiterer, praktisch relevanter Punkt ist der Anlauf aus einem energielosen
Anfangszustand (U11 = 0, U12 = 0). Dieser ist bei allen erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnungen unproblematisch, da weder hier noch im zugehörigen
Leistungsteil die Forderung besteht, irgendwelche steuerbaren elektronischen
Schalter einzuschalten: Die gemäß o.a. Annahme zuerst spannungslosen
Kondensatoren (11) bzw. (12) in Fig. 5 werden über die Dioden (21) bzw. (22) und
die passiven Impedanzen (31) bzw. (32) aus der Spannung (UPN) des Leistungsteils
geladen. Die steuerbaren elektronischen Schalter (51) bzw. (52) müssen erst
einschaltbar sein, wenn die Spannungen (U11) bzw. (U12) ihre Sollwerte erreichen
bzw. zu überschreiten drohen. Unabhängig davon, ob der Schalter (51) z. B. als npn-
Transistor oder n-Kanal-MOSFET realisisert wird, steht dann eine genügende Basis-
bzw. Gatespannung - nämlich (U11) - für dessen Einschaltung zur Verfügung.
Ebenso kann auch die Ansteuerelektronik für (51) - hier im einfachsten Fall ein
Komparator mit Hysterese - aus der Spannung (U11) gespeist werden. Gleiches gilt
aus Symmetriegründen für den steuerbaren elektronischen Schalter (52) und die
Spannung (U12). Auch die steuerbaren elektronischen Schalter im bidirektionalen
Gleichspannungs-Wandler (100) bzw. (101) müssen nicht eingeschaltet werden,
bevor nicht mindestens eine der Hilfsspannungen (U11) oder (U12) ihren Sollwert
erreicht hat, so daß auch hier genügend hohe Gatespannungen zur Verfügung
stehen.
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Die Stabilisierung der Hilfsspannungen (U11) bzw. (U12) kann wie erwähnt, durch
Ansteuerung der steuerbaren elektronischen Schalter (51) bzw. (52) realisiert
werden. Entsprechende Steuerverfahren sind bekannt. Ein einfaches
Steuerverfahren besteht in folgendem: Ein Spannungsvergleicher (Komparator mit
Hysterese), der aus der Hilfsspannung (U11) gespeist wird, schaltet den steuerbaren
elektronischen Schalter (51) ein, wenn (U11) den Sollwert überschreitet und schaltet
ihn aus, wenn (U11) den Sollwert unterschreitet. Das gleiche Verfahren kann in
gleicher Weise mit einem weiteren Komparator für (U12) und (52) angewandt werden,
um die Hilfsspannung (U12) zu stabilisieren.
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Im Falle der Ansteuerung moderner Leistungshalbleiterschalter wie IGBT oder MOS-
Feldeffekttransistoren (1) bzw. (3) in Fig. 1 ist die benötigte Leistung der
Hilfsenergiequellen von der Schaltfrequenz (fp) dieser steuerbaren elektronischen
Schalter (1) bzw. (3) abhängig. Die benötigte Leistung steigt bekanntlich proportional
zur Schaltfrequenz (fp) an. Es ist deshalb vorteilhaft, wenn auch die verfügbare
Leistung der Hilfsspannungen diese Charakteristik aufweist:
Fig. 5 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung (201), die dies ermöglicht.
Sie entsteht aus der Anordnung nach Fig. 2 durch Erweiterung mit zwei zusätzlichen
Dioden (24) und (25), die an ihrem Verbindungspunkt zur Klemme (D0) führen. Diese
Klemme ist gemäß der Erfindung über eine Kapazität (10) an einen Schaltungspunkt
anzuschließen, der gegenüber der Klemme (E0) ein mit der Schaltfrequenz (fp)
variierendes Potential aufweist. Ein geeigneter Schaltungspunkt ist grundsätzlich der
Collector- bzw. Drainanschluß des angeschlossenen IGBT bzw. MOS-
Feldeffekttransistors, d. h.: in Fig. 7 für den Schalter (3) der Schaltungspunkt (P). In
Fig. 8 ist dies einschließlich der Kapazität (10) dargestellt. Durch diese Maßnahme
steht additiv zu der Leistung (P1) nach Gl. (1b) ein weiterer Leistungsanteil (P2) der
Hilfsenergiequellen zur Verfügung, der ohne prinzipbedingte Energieverluste erzeugt
wird. Dieser Anteil beträgt, wenn die Kapazität (10) den Wert (C0) erhält:
P2 = 2.fp.C0.U0.(UPN - 2U0) Gl. (3)
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Die Vorteile dieser Maßnahme sind:
- - Die Leistung (P1) nach Gl. (1b) kann kleiner bemessen werden, als ohne diese
Maßnahme;
- - Zeitabschnitte mit hoher Pulsfrequenz (fp) müssen nicht durch groß bemessene
Kondensatoren (11) und (12) als Energiespeicher überbrückt werden.
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Erstgenannter Punkt ermöglicht höhere Werte für die passiven Impedanzen (31) und
(32) und somit geringere Verlustleistungen dieser Elemente. Dadurch wird der
resultierende Wirkungsgrad verbessert. In einer gegebenen räumlichen Anordnung
eines Leistungsteils können durch große Leitungslängen und parasitäre
Induktivitäten unerwünschte Oszillationen des Stromes im Kondensator (10)
auftreten. Unter diesen Randbedingungen kann eine Dämpfung der Oszillationen
durch einen ohmschen Widerstand in Reihe mit dem Kondensator (10) zweckmäßig
sein. Wird ein solcher Widerstand nur für o.a. Dämpfungszwecke bemessen, kann
sein Widerstandswert so niedrig gewählt werden, daß nur vernachlässigbare
Verlustleistungen in ihm auftreten.
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Des weiteren stellen dar:
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Fig. 6 eine Variante der Anordnung nach Fig. 2, die aus dieser durch Weglassen
des bidirektionalen Gleichspannungs-Wandlers (100) entsteht. Sie ist sinnvoll
einsetzbar, wenn die Einspeisung der eingeprägten Ströme (i1) und (i2) so erfolgt,
daß beide näherungsweise gleich gehalten werden können.
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Fig. 7 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung (200) eingesetzt in einem
Leistungsteil entsprechend Fig. 1 zur Erzeugung von Hilfsspannungen mit dem
Bezugspotential (M3). Die externen Elemente (31) bzw. (32) Einprägung der Ströme
(i1) bzw. (i2) sind als ohmsche Widerstände ausgeführt.
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Fig. 8 eine Anordnung entsprechend Fig. 7, jedoch mit einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung (201) statt (200), welche mit Hilfe des Zusatzanschlusses (D0)
und des Kondensators (10) die Bereitstellung einer zusätzlichen
frequenzproportionalen Hilfsleistung (P2) ermöglicht (siehe Gl. (3) und die zugehörige
Erläuterung).
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Eine weitere vorteilhafte Ergänzung ist in Fig. 9 dargestellt. Diese ermöglicht es, die
Spannung (U0), die nach Gl. (1b) bzw. Gl. (3) wesentlich die erzielbare Leistung (P1)
bzw. (P2) bestimmt, unabhängig von den i. a. vorgegebenen Sollwerten der
Hilfsspannungen zu wählen. Insbesondere wenn letztere sehr klein sind, kann
zugunsten einer höheren verfügbaren Leistung ein höherer Wert von (U0)
wünschenswert sein.
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In Fig. 9 stellen dar:
17 und 18: Kondensatoren als Energiespeicher für die schaltungsinternen
Spannungen (U17) und (U18)
21 und 22: Dioden zur Speisung der o.a. Kondensatoren
53 und 54: Steuerbare elektronische Schalter, die zum gesteuerten Energietransfer
von (17) bzw. (18) nach (14) dienen.
14: Eine Induktivität, die zur Einprägung der ausgangsseitigen Ströme (i1)
und (i2) dient.
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Die Klemmen des Fünfpols sind gemäß der Erfindung folgendermaßen zu
beschalten:
Klemme D10: Mit einem äußeren Schaltungszweig, der einen eingeprägten Strom
i10 ≥ einspeist.
Klemme D20: Mit einem äußeren Schaltungszweig, der einen eingeprägten Strom
i20 ≥ 0 einspeist.
Klemme X0: Mit dem Bezugspotential (E0), des nachfolgenden Dreipols (200) oder
(201) oder (202).
Klemme X1: Mit der Klemme D1 des nachfolgenden Dreipols (200) oder (201) oder
(202).
Klemme X2: Mit der Klemme D2 des nachfolgenden Dreipols (200) oder (201) oder
(202).
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Die eingeprägten Ströme sind zur Unterscheidung von den vorhergehenden
Schaltungsanordnungen (200) oder (201) oder (202) mit (i10) statt (i1) und (i20) statt
(i2) bezeichnet. Aus dem gleichen Grund sind die zugehörigen Klemmen mit (D10)
statt (D1) und (D20) statt (D2) bezeichnet. Die Spannungen (U17) bzw. (U18) der
Kondensatoren (17) bzw. (18) können, wie erwähnt, unabhängig von den Sollwerten
der Hilfsspannungen gewählt werden. Zur näheren Erläuterung seien bezeichnet:
Sollwert von (U11) : (U11*) > 0 Gl. (4a)
Sollwert von (U12) : (U12*) < 0 Gl. (4b)
Sollwert von (U17) : (U17*) > 0 Gl. (4c)
Sollwert von (U18) : (U18*) < 0 Gl. (4d)
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Die Werte (U11*) und (U12*) können ganz nach den Erfordernissen der zu speisenden
Meßwerterfassungen, Gateansteuerelektroniken, optoelektronischer Komponenten
u. a. Lasten gewählt werden. Ebenso können sie unterschiedliche Beträge |U11*| ≠ |U12*|
aufweisen. Im Sinne einer durchgängigen Erläuterung seien die Sollwerte
(U17*) und (U18*) folgendermaßen gewählt und bezeichnet.
U0 = U17* = -U18* Gl. (5)
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Für die verfügbare Leistung der Hilfsspannungsquellen gelten dann weiterhin die
bereits abgeleiteten Gleichungen (1b), (1c) sowie die Gleichung (3). Gleichung (1a)
gilt ebenfalls weiterhin, wenn sinngemäß der Strom (i1) durch (i10) (substituiert) und
der Strom (i2) durch (i20) substituiert wird. Die Spannung (U0) und damit die Leistung
(P1) und (P2) der Anordnung läßt sich mittels entsprechender Ansteuerung der
steuerbaren elektronischen Schalter (53) und (54) beliebig zwischen Null und einem
wählbaren Maximalwert einstellen wie im folgenden gezeigt wird.
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Die zweckentsprechende Steuerung der insgesamt vier steuerbaren elektronischen
Schalter (51, 52, 53, 54) ist auf vielerlei Arten mittels analoger und/oder digitaler
elektronischer Schaltkreise ausführbar. Sie ist deshalb nicht Gegenstand der
Erfindung. Die bekannten und sehr ähnlichen Verfahren zur Steuerung und Regelung
von Schaltnetzteilen (switch mode power supplies, DC/DC-converters) und die
allgemein zugänglichen Simulationsprogramme ermöglichen es dem
durchschnittlichen Fachmann diese Aufgabe zu lösen. Zwecks vollständiger
Erläuterung der Erfindung sei trotz dieses Sachverhalts im folgenden eine mögliche
Steuerung beispielhaft angegeben. Es stellen dar:
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Fig. 17 den Reglerteil einer einfachen Steuerung, der die Stabilisierung
der erzeugten Hilfsspannungen ermöglicht.
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Fig. 18 den digitalen Steuerungsteil, der die Ansteuersignale (a51, a52,
a53, a54) der zugehörigen vier steuerbaren elektronischen
Schalter (51, 52, 53, 54) erzeugt.
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In Fig. 17 stellen dar:
80: Summierer, die die Addition zweier Spannungen durchführen;
81: Differenzverstärker, die die Subtraktion zweier Spannungen
durchführen.
82: Komparatoren, die eine eingangsseitige Spannung mit dem
Spannungswert Null vergleichen. Bei eingangsseitigen Spannungen
über Null (positiven Spannungen) nimmt der Ausgang der
Komparatoren einen als logisch "1" (high level) bezeichneten
Spannungswert an. Die Komparatoren (82) können zusätzlich auch -
wie in der Praxis oft ausgeführt - eine Schalthysterese aufweisen.
83: Ein Kennlinienglied - gebildet durch einen Verstärker mit begrenzten
Ausgangsspannungen. Dieser weist für negative Eingangsspannungen
den Ausgangspannungsgrenzwert Null, für positive
Eingangsspannungen einen positiven Verstärkungsfaktor und für
positive Eingangsspannungen oberhalb einer gewissen Schwelle den
positiven Ausgangsspannungswert (U0max) auf.
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Das grundsätzliche Steuerverfahren besteht in folgendem:
Jede der vier Spannungen (U11, U12, U17, U18) wird von Komparatoren (82) mit ihrem
zugehörigen Sollwert verglichen. Die Sollwerte sind entsprechend Gl. (4) und Gl. (5)
vorgegeben. Überschreitet der Betrag einer (oder mehrerer) der o.a. vier
Spannungen den Betrag des zugehörigen Sollwertes, wird ein jeweils direkt
zugeordneter der vier steuerbaren elektronischen Schalter (51, 52, 53, 54)
eingeschaltet. (Bei der konkreten Realisierung des Spannungsvergleiches ist es nicht
zwingend erforderlich, die Beträge der Spannungen zu bilden, da alle vier
Spannungen nur jeweils eine, vorab bekannte, Polarität aufweisen. Der Begriff
"Betrag" vereinfacht hier nur die verbale Erläuterung). Es gilt die Zuordnung:
|U11| > U11* → Schalter (51) wird eingeschaltet
|U12| > U12* → Schalter (52) wird eingeschaltet
|U17| > U0 → Schalter (54) wird eingeschaltet
|U18| > U0 → Schalter (53) wird eingeschaltet.
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Zusätzlich muß ein sinnvoller zyklischer Ablauf der Schaltzustände der steuerbaren
elektronischen Schalter (51, 52, 53, 54) festgelegt werden, der die
Energieübertragung vom Eingang der Schaltungsanordnung zu den
ausgangsseitigen Hilfsspannungen (U11, U12) gewährleistet. Auch diese
Aufgabenstellung ist analog zu bekannten Steuerverfahren für Schaltnetzteile. Ein
einfacher zyklischer Ablauf besteht beispielsweise in folgendem: Es werden zwei sich
auf der Zeitachse periodisch abwechselnde Schaltphasen (P1, P2) definiert, die
folgendermaßen festgelegt sind:
- 1. P1: Schaltphase, in der Energie aus dem Kondensator (17) oder (18) oder beiden
Kondensatoren entnommen wird und in die Induktivität (14) transferiert wird. In
dieser Schaltphase sind die steuerbaren elektronischen Schalter (54 und 51)
oder (53 und 52) oder beide Gruppen eingeschaltet. Zwecks Realisierung
eines besonders einfachen zyklischen Ablaufs wird diese Schaltphase mit dem
Überschreiten des Sollwerts von (U17) oder (U18) gestartet (Startbedingung)
und nach Ablauf einer festen Zeit (T0) beendet.
- 2. P2: In dieser P1 nachfolgenden Schaltphase wird die in der Induktivität (14)
gespeicherte Energie ganz oder teilweise in die Kondensatoren (11) oder (12)
oder beide abgegeben. Die steuerbaren elektronischen Schalter (53) und (54)
sind ausgeschaltet und die Schalter (51) und (52) werden nur von ihrem
jeweils zugehörigen Komparator geschaltet. Dies ermöglicht eine beliebige
Aufteilung der aus der Induktivität (14) gelieferten Energie auf die
Hilfsspannungen (U11) und (U12) - je nach den Erfordernissen der an (U11) und
(U12) angeschlossenen Belastungen (Meßwerterfassungen,
Gateansteuerungen u. a.). Die Schaltphase P2 wird erst beendet, wenn die o.a.
Startbedingung für Schaltphase P1 wieder eintritt.
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Um zusätzlich zur grundsätzlichen Funktionsfähigkeit auch gute dynamische
Regeleigenschaften - insbesondere bei veränderlichen Belastungen - zu erzielen, ist
es sinnvoll, den Wert (U0), der nach Gl. (5) als Sollwert für (U17) und (U18)
herangezogen wird, abhängig von den Regelabweichungen der erzeugten
Hilfsspannungen (U11) und (U12) zu führen. Dies erfolgt mittels des Kennliniengliedes
(83) in Fig. 17. Bzgl. der Kennlinie von (83) ist es sinnvoll, bei verschwindenden
Regelabweichungen von (U11) und (U12) den Wert U0 = 0 auszugeben; da in diesem
Grenzfall keine Leistung benötigt wird und somit auch eingangsseitig die Leistungen
(P1) nach Gl. (1a) und (P2) nach Gl. (3) zu Null werden sollen. Andererseits ist bei
großen Regelabweichungen für (U0) ein oberer Grenzwert (U0max) vorzugeben, um
eine möglichst hohe Leistung für (U11) und/oder (U12) zur Verfügung zu stellen.
Der Grenzwert (U0max) ist nach der zulässigen Spannungsbeanspruchung der
Kondensatoren (17) und (18) sowie der Halbleiter festzulegen. Zwischen den beiden
genannten Grenzwerten (U0 = 0) und (U0 = U0max) ist eine lineare Kennlinie -
entsprechend einer konstanten Verstärkung der regelungstechnisch einfachste,
sinnvolle Fall (Proportional-Regler).
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In Fig. 18 stellen dar:
85: Inverter, die die logische Negation der Ausgangssignale der Komparatoren
(82) durchführen.
86: Oder-Gatter, die die logische Verknüpfung jeweils zweier der vier
Ausgangssignale (a51, a52, a53, a54) realisieren.
87: Eine monostabile Kippstufe (Zeitglied), die bei einer positiven Flanke an C -
d. h.: einem Wechsel des Logiksignals an C von niedrigem Wert (low Level)
auf einen hohen Wert (high Level) einen Impuls der Zeitdauer (T0) am
Ausgang (Q) abgibt.
88: NAND-Gatter (UND-Gatter mit invertiertem Ausgang), die jeweils paarweise
als Speicher (RS-Flip Flop) K 17 bzw. K 18 dienen.
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Wie vorab für Schaltphase (P1) beschrieben, realisieren diese Komponenten (87) und
(88) die Startbedingung für (P1) und das Beenden von (P1) nach Ablauf einer festen
Zeit (T0). Die Speicher für die Komparatorsignale (RS-Flip Flop, siehe (88)) bewirken,
daß auch ein kurzes Überschreiten der Sollwerte von (U17) bzw. (U18) zu einer die
volle Zeit (T0) andauernden Schaltphase (P1) führt.
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Fig. 15 zeigt ein leistungselektronisches Stellglied, das als Dreipunkt-Schaltung
(Neutral point clamped inverter) bekannt ist. An diesem sei beispielhaft die
Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen an anderen
- nicht der Grundschaltung "Halbbrücke" nach Fig. 1 entsprechenden - Schaltungen
der Leistungselektronik erläutert:
Wie bereits erläutert, ist die Klemme (E0) der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnungen jeweils mit dem Bezugspotential (M) zu verbinden, das für
die erzeugten Hilfsspannungen (U11) bzw. (U12) gewünscht wird. Als nächster Schritt
ist festzustellen, zwischen welchen Potentialen (Umax, Umin) das Bezugspotential (M)
der betreffenden leistungselektronischen Schaltung variieren kann. Diese
Grenzwerte (Umax > Umin) sind grundsätzlich bekannt oder von jedem
durchschnittlichen Fachmann leicht zu ermitteln, wenn die Funktion der betreffenden
leistungselektronischen Schaltung überhaupt bekannt ist oder analysiert wurde. Der
passive Zweipol (31) ist sodann an einen Schaltungspunkt anzuschließen, dessen
Potential größer (positiver) oder näherungsweise gleich (Umax) ist. Der passive
Zweipol (32) ist hingegen an einen Schaltungspunkt anzuschließen, dessen Potential
niedriger (negativer) oder näherungsweise gleich (Umin) ist. Dies sei im folgenden
nochmals an Hand von bei Beispielen erläutert:
Für den steuerbaren elektronischen Schalter (43) in Fig. 15 variiert das
Bezugspotental (M43) zwischen dem Potential von (Z) ≈ Umax und dem Potential von
(N) ≈ Umin. Entsprechend ist der Zweipol (31) an den Schaltungspunkt (Z) und der
Zweipol (32) an den Schaltungspunkt (N) anzuschließen. Für den steuerbaren
elektronischen Schalter (45) variiert das Bezugspotential (M45) zwischen dem
Potential von (P) ≈ Umax und dem Potential von (N) ≈ Umin.
Entsprechend ist der Zweipol (31) an den Schaltungspunkt (P) und der Zweipol (32)
an den Schaltungspunkt (N) anzuschließen. Sinngemäß ist mit jedem
Bezugspotental in einer beliebigen Anwendungsschaltung zu verfahren.
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In seltenen Anwendungsfällen besteht die Forderung, die Hilfsenergie beim Aufladen
des leistungsseitigen Kondensators (9) möglichst frühzeitig zur Verfügung zu haben;
d. h.: beim ersten Anlauf (aus UPN = 0) bei sehr kleinen Spannungen (UPN).
Fig. 16 zeigt eine Zusatzschaltung, die dies ermöglicht. Zu diesem Zweck kann der
Kondensator (9) in zwei Teilkondensatoren, einen i. a. größeren (9.1) und einen
kleineren Teilkondensator (9.2) aufgeteilt werden. Es fließt dann während der ersten
Aufladung ein Ladestrom durch (9.2), der über den Anschluß (C) in die Klemme (D1)
oder (D10) einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung eingespeist werden kann.
Dieser Ladevorgang kann nach Erreichen einer genügend hohen Hilfsspannung
durch das Einschalten des steuerbaren elektronischen Schalters (41) abgebrochen
werden.