DE10133204A1

DE10133204A1 - Circuit for supplying sensors and IGBT gate drivers has auxiliary voltages produced with one pole connected to variable reference potential, two others supplied with current by external elements

Info

Publication number: DE10133204A1
Application number: DE10133204A
Authority: DE
Inventors: Rainer Marquardt
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-07-07
Filing date: 2001-07-07
Publication date: 2003-01-23

Abstract

The measurement sensors and IGBT gate drivers lie at a variable reference potential between positive and negative threshold values. The arrangement supplies them from a power stage of current converters in other electronic equipment. The required auxiliary voltages are produced with three poles, one terminal being connected to the variable reference potential and the others supplied with currents from external elements.

Description

Leistungselektronische Schaltungen benötigen zur Speisung von Meßwerterfassungen und Gateansteuerungen Hilfsenergiequellen auf niedrigem Spannungsniveau, die i. a. von der übergeordneten Steuerung potentialgetrennt sein sollen. Zur Bereitstellung dieser Hilfsenergie sind drei grundsätzlich verschiedene Verfahren bekannt, die sich bezüglich der primären Quelle der Hilfsenergie unterscheiden:

1. Energieentnahme aus einer (i. a. vorhandenen) Hilfsenergiequelle der übergeordneten Steuerung und Übertragung dieser Energie mit Schaltnetzteilen und Transformatoren.
2. Energieentnahme (Leistungsauskopplung) aus dem Leistungsteil des Stromrichters selbst.
3. Energieentnahme aus sonstigen Hilfsenergiequellen wie z. B. thermoelektrische Generatoren oder Photovoltaik-Generatoren.

Power electronic circuits require auxiliary power sources at a low voltage level to supply measured value acquisitions and gate controls, which should generally be electrically isolated from the higher-level control system. There are three fundamentally different methods for providing this auxiliary energy, which differ with regard to the primary source of the auxiliary energy:

1. Extraction of energy from an (generally available) auxiliary energy source of the higher-level control and transmission of this energy with switching power supplies and transformers.
2. Energy extraction (power extraction) from the power section of the converter itself.
3. Energy withdrawal from other auxiliary energy sources such. B. thermoelectric generators or photovoltaic generators.

Bei allen Verfahren müssen die Steuersignale und Meßgrößen selbst - z. B. mit Lichtwellenleitern - ebenfalls potentialgetrennt von der übergeordneten Steuerung übertragen werden, falls die Forderung der Potentialtrennung auch hier besteht. Verfahren nach Punkt 1 weisen die folgenden Vorteile auf:

a) Die Hilfsenergie steht unabhängig von Energieinhalt und Schaltzustand des Leistungsteils zur Verfügung.
b) Die Hilfsenergie kann in ausreichender Größe und mit gutem Wirkungsgrad (Schaltnetzteil, Transformator) übertragen werden.

In all processes, the control signals and measured variables themselves - e.g. B. with fiber optic cables - also electrically isolated from the higher-level control if the requirement of electrical isolation also exists here. Procedures according to point 1 have the following advantages:

a) The auxiliary energy is available regardless of the energy content and switching status of the power section.
b) The auxiliary power can be transferred in sufficient size and with good efficiency (switching power supply, transformer).

Nachteilig sind bei den Verfahren nach Punkt 1 die folgenden Umstände:

a) Die Transformatoren weisen prinzipbedingt parasitäre Koppelkapazitäten zwischen ihrer Primär- und Sekundärseite auf, durch die hochfrequente Störungen vom Leistungsteil in die übergeordnete Steuerung übertragen werden.
b) Die Transformatoren müssen für die sicherheitstechnisch wichtige Isolation zwischen Leistungsteil und der übergeordneten Steuerung ausgelegt werden, wodurch die Baugröße ungünstig beeinflußt wird.
c) Eine günstige, monolithisch integrierte Realisierung der Hilfsenergieerzeugung wird durch die Transformatoren und die Randbedingung d) erheblich erschwert.

The following circumstances are disadvantageous in the method according to point 1:

a) Due to the principle, the transformers have parasitic coupling capacitances between their primary and secondary sides, through which high-frequency interference is transmitted from the power unit to the higher-level control.
b) The transformers must be designed for the safety-relevant insulation between the power section and the higher-level control system, which adversely affects the size.
c) An inexpensive, monolithically integrated implementation of auxiliary power generation is made considerably more difficult by the transformers and the boundary condition d).

Verfahren nach Punkt 2 weisen die Nachteile c) und d) nicht auf und sind geeigneter für eine monolithisch integrierte Realisierung. Wie nachfolgend erläutert, erfüllen bekannte Lösungen jedoch die Punkte a) und b) nur mit erheblichen Einschränkungen. Methods according to point 2 do not have the disadvantages c) and d) and are more suitable for a monolithically integrated realization. As explained below known solutions, however, points a) and b) only with considerable Limitations.

Verfahren nach Punkt 3 sind auf Sonderfälle beschränkt, da sie Punkt b) nur unzureichend bzw. mit sehr hohem Aufwand erfüllen. Procedures according to point 3 are limited to special cases, since they only point b) inadequate or with a lot of effort.

Zur weiteren Erläuterung des Standes der Technik dient Fig. 1. Eine entsprechende Anordnung ist u. a. aus M. von Daak: "Integrierte, potentialgetrennte Ansteuerschaltungen für feldgesteuerte Leistungshalbleiter", Forschungs-Berichte VDI, Reihe 9, Nr. 289, bekannt. Dort dargestellt ist eine leistungselektronische Schaltung, die als universelle Grundschaltung von Stromrichtern mit eingeprägter Gleichspannung - sog. U-Umrichter - bekannt ist. Diese Grundschaltung wird wegen ihrer dominierenden Bedeutung der folgenden Erläuterung zu Grunde gelegt. Die Erfindung ist jedoch auch für andere Schaltungen einsetzbar, wie nachfolgend am Beispiel von Fig. 15 erläutert wird. Gebräuchliche Bezeichungen für diese Schaltung sind "Halbbrücke", "Wechselrichter-Phasenbaustein" oder engl.: "half bridge circuit". Sie besteht im Leistungsteil in bekannter Anordnung aus den steuerbaren elektronischen Schaltern (1) und (3), den antiparallelen Dioden (2) und (4) und dem an den gleichspannungsseitigen Sammelschienen (P) und (N) angeschlossenen Kondensator (9). Die steuerbaren elektronischen Schalter (1) und (3) sind gemäß dem Stand der Technik meist als IGBT oder MOS-Feldeffekttransistoren ausgeführt. Bei letztgenannten Bauelementen ist es möglich die in der Halbleiterstruktur bereits enthaltene antiparallele Diode zu nutzen und damit auf die separaten Dioden (2) und (4) zu verzichten. FIG. 1 serves to further explain the prior art . A corresponding arrangement is known, inter alia, from M. von Daak: "Integrated, electrically isolated control circuits for field-controlled power semiconductors", Research Reports VDI, Series 9, No. 289. There is shown a power electronic circuit which is known as a universal basic circuit of converters with impressed DC voltage - so-called U-converters. This basic circuit is based on the dominant meaning of the following explanation. However, the invention can also be used for other circuits, as will be explained below using the example of FIG. 15. Common names for this circuit are "half bridge", "inverter phase module" or "half bridge circuit". It consists of the controllable electronic switches ( 1 ) and ( 3 ), the antiparallel diodes ( 2 ) and ( 4 ) and the capacitor ( 9 ) connected to the DC-side busbars (P) and (N). The controllable electronic switches ( 1 ) and ( 3 ) are usually designed as IGBT or MOS field-effect transistors according to the prior art. In the latter components, it is possible to use the antiparallel diode already contained in the semiconductor structure and thus to dispense with the separate diodes ( 2 ) and ( 4 ).

Jeder der beiden in Fig. 1 dargestellten steuerbaren elektronischen Schalter (1) bzw. (3) benötigt zur Ansteuerung seines Gates mit den zugehörigen Steuerspannungen (U_G1) bzw. (U_G3) Hilfsenergie. Diese ist in Kondensatoren (7) bzw. (5) gespeichert. In der bekannten Anordnung nach Fig. 1 sind diese Kondensatoren auf eine Hilfsspannung (U₇) bzw. (U₅) aufgeladen, die sich bezüglich Betrag und Polarität als Steuerspannung eignet. Der Bezugspunkt (M₁) bzw. (M₃) der Hilfsspannungen (U₇) bzw. (U₅) kann nicht frei gewählt werden, sondern muß räumlich nah direkt an der zugehörigen Elektrode der steuerbaren elektronischen Schalter (1) bzw. (3) angeschlossen werden. Der Grund für diese bekannte Erfordernis liegt darin, daß andernfalls Spannungsabfälle zwischen (M₁) und (N) bzw. (M₃) und (L), die von den leistungsseitigen Strömen verursacht werden, in störender Weise die Steuerspannungen (U_G1) bzw. (U_G3) beeinflussen würden. Die störenden Spannungsabfälle entstehen durch parasitäre Impedanzen - wie ohmsche und induktive Impedanzen der Zuleitungen - und sind deshalb nicht völlig vermeidbar. Die Ansteuerschaltungen, die aus den Hilfsspannungen (U₇) bzw. (U₅) gespeist werden und in bekannter Weise die Steuerspannungen (U_G1) bzw. (U_G3) erzeugen, sind in Fig. 1 der Übersicht halber weggelassen, da sie nicht Gegenstand der Erfindung sind. Each of the two controllable electronic switches ( 1 ) and ( 3 ) shown in FIG. 1 requires auxiliary energy to control its gate with the associated control voltages (U _G1 ) and (U _G3 ). This is stored in capacitors ( 7 ) and ( 5 ). In the known arrangement according to FIG. 1, these capacitors are charged to an auxiliary voltage (U ₇ ) or (U ₅ ), which is suitable as a control voltage in terms of magnitude and polarity. The reference point (M ₁ ) or (M ₃ ) of the auxiliary voltages (U ₇ ) or (U ₅ ) cannot be chosen freely, but must be spatially close to the associated electrode of the controllable electronic switches ( 1 ) or ( 3 ) can be connected. The reason for this known requirement is that otherwise voltage drops between (M ₁ ) and (N) or (M ₃ ) and (L), which are caused by the currents on the power side, disturbingly affect the control voltages (U _G1 ) or . (U _G3 ) would influence. The disturbing voltage drops result from parasitic impedances - such as ohmic and inductive impedances of the supply lines - and are therefore not completely avoidable. The control circuits which are fed from the auxiliary voltages (U ₇ ) or (U ₅ ) and which produce the control voltages (U _G1 ) or (U _G3 ) in a known manner are omitted in FIG. 1 for the sake of clarity, since they are not The subject of the invention are.

Zwecks weiterer Erläuterung des Standes der Technik entsprechend Fig. 1 sei zunächst davon ausgegangen, daß eine Hilfsenergiequelle (8) zur Verfügung steht, die an ihren Klemmen (A, B) eine Gleichspannung (U_AB) abgibt. (Wie diese Hilfsenergie bereitgestellt wird, sei erst nachfolgend betrachtet). For further explanation of the prior art according to FIG. 1, it is initially assumed that an auxiliary power source ( 8 ) is available which outputs a direct voltage (U _AB ) at its terminals (A, B). (How this auxiliary energy is provided is only considered below).

Mittels der Hilfsenergiequelle (8) ist es nun möglich, die Ansteuerung für den steuerbaren elektronischen Schalter (1) zu speisen. Dies gilt auch für eventuell vorhandene weitere steuerbare elektronische Schalter und Meßwerterfassungen, sofern sie wie Schalter (1) auf dem Potential des Anschlusses (N) liegen. By means of the auxiliary energy source ( 8 ) it is now possible to feed the control for the controllable electronic switch ( 1 ). This also applies to any further controllable electronic switches and measured value recordings, provided that they are at the potential of the connection (N) like switch ( 1 ).

In dem Hilfsstromkreis, der durch die Elemente (8) und (7) und die Zuleitungen von Klemme (A) zum Pluspol von (7), sowie von Klemme (B) zum Bezugspunkt (M₁) gebildet wird, treten durch die parasitären Impedanzen und die leistungsseitigen Ströme ebenfalls störende Spannungsabfälle auf. Ein Nachteil der bekannten Anordnung liegt darin, daß nur sehr kleine Spannungsabfälle - welche möglichst klein gegenüber der Spannung (U_AB) sind - zulässig sind. In the auxiliary circuit, which is formed by the elements ( 8 ) and ( 7 ) and the leads from terminal (A) to the positive pole of ( 7 ), and from terminal (B) to the reference point (M ₁ ), the parasitic impedances occur and the power-side currents also have disturbing voltage drops. A disadvantage of the known arrangement is that only very small voltage drops - which are as small as possible compared to the voltage (U _AB ) - are permissible.

Falls außer der positiven Hilfsspannung (U₇) auch eine gegenüber dem Bezugspunkt (M₁) negative Hilfsspannung benötigt wird, kann diese grundsätzlich mit einem zusätzlichen Gleichspannungs-Wandler aus (U₇) erzeugt werden. Diese Erfordernis tritt sowohl bei Ansteuerelektroniken als auch bei Meßwerterfassungen häufig auf. If, in addition to the positive auxiliary voltage (U ₇ ), an auxiliary voltage that is negative with respect to the reference point (M ₁ ) is also required, this can in principle be generated from (U ₇ ) with an additional DC voltage converter. This requirement frequently occurs both in the case of control electronics and in the acquisition of measured values.

Die Speisung der auf dem Potential (M₃) liegenden Hilfsspannung (U₅) erfolgt bei der bekannten Anordnung nach Fig. 1 mittels der Diode (6) ebenfalls aus der Hilfsspannungsquelle (8). Mit idealen Bauelementen wäre U₅ = U_AB erreichbar. Diese verbreitete, i. a. als "Bootstrap"-Schaltung bezeichnete Lösung, weist jedoch schwerwiegende Nachteile auf:

1. Die erwünschte Energielieferung in den Kondensator (5) aus der Quelle (8) kann nur erfolgen, wenn das Potential an der Lastklemme (L) dem der Klemme (N) entspricht.
2. Es werden hochsperrende Dioden (6) benötigt, die bzgl. ihrer Sperrspannung wie die Bauelemente (1) bis (4) des Leistungsteils ausgelegt werden müssen.
3. Die Erzeugung der Hilfsspannung (8) aus dem Leistungsteil bleibt offen. Diese erfordert jedoch erheblichen Zusatzaufwand - wie z. B. einen Gleichstromsteller (step down chopper), dessen Bauelemente ebenfalls für die hohe Spannung des Leistungsteils zu bemessen sind.

In the known arrangement according to FIG. 1, the auxiliary voltage (U ₅ ) which is at the potential (M ₃ ) is also supplied from the auxiliary voltage source ( 8 ) by means of the diode ( 6 ). With ideal components, U ₅ = U _{AB would} be achievable. This widespread solution, generally referred to as the "bootstrap" circuit, has serious disadvantages:

1. The desired energy supply in the capacitor ( 5 ) from the source ( 8 ) can only take place if the potential at the load terminal (L) corresponds to that of the terminal (N).
2. Highly blocking diodes ( 6 ) are required, which must be designed with respect to their blocking voltage like the components ( 1 ) to ( 4 ) of the power section.
3. The generation of the auxiliary voltage ( 8 ) from the power section remains open. However, this requires considerable additional effort - such as. B. a DC controller (step down chopper), the components of which are also dimensioned for the high voltage of the power section.

Aus Hauptpunkt 1) resultiert eine Reihe von weiteren, nachteiligen Eigenschaften:

1. Die Hilfsspannung (U₅) kann nicht für längere Zeiten - abhängig von der Kapazität von (5) und dem Energiebedarf - genügend groß gehalten werden, wenn die Potentialdifferenz U_LN > 0 ist. Dieses Problem tritt insbesondere ein, wenn der steuerbare elektronische Schalter (3) sich im Einschaltzustand befindet (U_LN = U_PN).
2. Zur Sicherstellung der Hilfsenergieeinspeisung für (5) muß der steuerbare elektronische Schalter (1) sich im Einschaltzustand befinden.
3. Die Spannung (U₅) kann nicht stabil auf ihrem Sollwert U₅ = U_AB gehalten werden, sondern variiert auch im Einschaltzustand des Schalters (1) je nach dessen laststromabhängiger Durchlaßspannung.
4. Es müssen (bedingt durch Punkt 1a)) Maximalzeiten für den Einschaltzustand von (3) und (bedingt durch Punkt 1b)) Minimalzeiten für den Einschaltzustand von (1) eingehalten werden.
5. In einem Schaltzustand, in dem beide steuerbaren elektronischen Schalter (1) und (3) ausgeschaltet sind, ist das Potential an L bei hohen Lastströmen von der Laststromrichtung und bei verschwindendem Laststrom von den Sperrströmen der Halbleiter (1) bis (4) abhängig. In diesem Schaltzustand ist keine sichere Energieversorgung für (5) möglich. Dieser Zustand wird jedoch bei Betriebsunterbrechungen, zeitweiser Sperre des Stromrichters und ähnlichen Betriebszuständen benötigt.

A number of further disadvantageous properties result from main point 1):

1. The auxiliary voltage (U ₅ ) can not be kept large enough for long periods - depending on the capacity of ( 5 ) and the energy requirement - if the potential difference U _LN > 0. This problem occurs in particular when the controllable electronic switch ( 3 ) is in the switched-on state (U _LN = U _PN ).
2. To ensure the supply of auxiliary power for ( 5 ), the controllable electronic switch ( 1 ) must be in the switched-on state.
3. The voltage (U ₅ ) cannot be kept stable at its target value U ₅ = U _AB , but also varies when the switch ( 1 ) is switched on, depending on its forward current-dependent forward voltage.
4. (due to point 1 a)) maximum times for the switch-on state of ( 3 ) and (due to point 1 b)) minimum times for the switch-on state of ( 1 ) must be observed.
5. In a switching state in which both controllable electronic switches ( 1 ) and ( 3 ) are switched off, the potential at L is dependent on the load current direction at high load currents and on the reverse currents of the semiconductors ( 1 ) to ( 4 ) when the load current disappears , In this switching state, no safe power supply for ( 5 ) is possible. However, this state is required in the event of interruptions in operation, temporary blocking of the converter and similar operating states.

Aus diesen Gründen wird die Schaltung oftmals durch eine als "Ladungspumpe" oder als "Charge pump" bezeichnete Zusatzschaltung ergänzt. Eine solche Anordnung ist u. a. aus M. von Daak: "Integrierte, potentialgetrennte Ansteuerschaltungen für feldgesteuerte Leistungshalbleiter", Forschungs-Berichte VDI, Reihe 9, Nr. 289, bekannt. Dabei handelt es sich grundsätzlich um einen Spannungsvervielfacher, der mit Hilfe steuerbarer elektronischer Schalter und mehrerer Kondensatoren aus der Spannung (U_AB) der Hilfsenergiequelle (8) eine höhere Spannung erzeugt. Diese höhere Spannung muß größer als die Summe von (U_PN) und (U₅) sein, damit eine zusätzliche Energieeinspeisung in (5) generell erfolgen kann. Diese Bedingung schränkt den Einsatz dieses Zusatzes auf kleine Spannungen (U_PN) des Leistungsteils ein. Mit vertretbarem Aufwand sind "Ladungspumpen" zudem nur für sehr kleine Leistungen realisierbar, so daß i. a. nur der Nachteil 1e) entschärft werden kann. Letzteres gilt mit der Einschränkung, daß in einem Schaltzustand entsprechend Punkt 1e) nur eine sehr kleine Leistung der Hilfsenergiequelle benötigt wird. Dies trifft jedoch nicht zu, wenn außer einer Gateansteuerung auch elektronische Meßwerterfassungen und/oder Lichtleitersender gespeist werden müssen. For these reasons, the circuit is often supplemented by an additional circuit called a "charge pump" or a "charge pump". Such an arrangement is known inter alia from M. von Daak: "Integrated, electrically isolated control circuits for field-controlled power semiconductors", Research Reports VDI, Series 9, No. 289. This is basically a voltage multiplier that generates a higher voltage from the voltage (U _AB ) of the auxiliary power source ( 8 ) with the aid of controllable electronic switches and several capacitors. This higher voltage must be greater than the sum of (U _PN ) and (U ₅ ) so that additional energy can be fed into ( 5 ) in general. This condition limits the use of this additive to low voltages (U _PN ) of the power section. With justifiable effort, "charge pumps" can also only be realized for very small outputs, so that generally only disadvantage 1e) can be alleviated. The latter applies with the restriction that only a very small power of the auxiliary power source is required in a switching state according to point 1e). However, this does not apply if, in addition to a gate control, electronic measured value recordings and / or optical fiber transmitters must also be supplied.

Aufgabe der Erfindung ist es, aufwandsarme Schaltungsanordnungen anzugeben, die:

A) Unabhängig vom Schaltzustand der steuerbaren, elektronischen Schalter (1) und (3) und unabhängig vom Potential am Lastanschluß (L) eine gesicherte Hilfsenergieversorgung aus dem Leistungsteil ermöglichen.

The object of the invention is to provide low-cost circuit arrangements which:

A) Regardless of the switching state of the controllable, electronic switches ( 1 ) and ( 3 ) and regardless of the potential at the load connection (L), enable a secure auxiliary power supply from the power section.

Weitere Punkte sind:

A) Keine Notwendigkeit der Verwendung von hochsperrenden Halbleitern, die für die hohe Spannung (U_PN) des Leistungsteils ausgelegt werden müssen.
B) Keine Notwendigkeit der Verwendung von Transformatoren
C) Die Möglichkeit, alle benötigten Halbleiter verlustarm im Schaltbetrieb ("switch mode") und nicht im Linearbetrieb ("linear mode") zu betreiben - inclusive der Spannungsstabilisierung der erzeugten Hilfsspannungen.
D) Die Möglichkeit, die zur Speicherung der Hilfsenergie benötigten Kondensatoren klein zu bemessen.
E) Unempfindlichkeit bzgl. Überspannungen und parasitären Spannungsabfällen im Leistungsteil, auch wenn diese die Höhe der Hilfsspannungen übersteigen.

Other points are:

A) No need to use high-blocking semiconductors, which have to be designed for the high voltage (U _PN ) of the power section.
B) No need to use transformers
C) The possibility of operating all required semiconductors with low losses in switch mode ("switch mode") and not in linear mode ("linear mode") - including the voltage stabilization of the generated auxiliary voltages.
D) The possibility of making the capacitors required for storing the auxiliary energy small.
E) Insensitivity to overvoltages and parasitic voltage drops in the power section, even if these exceed the level of the auxiliary voltages.

Zusammenfassend ermöglichen die o.a. Punkte eine technisch und wirtschaftlich günstige Realisierung auch in Form einer monolithisch integrierten Schaltung, die vorteilhafterweise für möglichst kleine Verlustleistung (IV) und kleine Spannungen (II) ausgelegt werden kann. In summary, the above Points one technically and economically Favorable implementation also in the form of a monolithically integrated circuit advantageously for the smallest possible power loss (IV) and small voltages (II) can be interpreted.

Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung (200), die zur weiteren Erläuterung dienen soll. Die grundlegende Struktur stellt einen Dreipol mit den Klemmen (D₁), (D₂) und (E₀) dar. (Die internen Anschlußpunkte (E₁) bzw. (E₂) sind nur bezeichnet, um darzustellen, daß hier die erzeugten Hilfsspannungen (U₁₁) bzw. (U₁₂) abgegriffen werden können). Die Klemmen des Dreipols sind gemäß der Erfindung folgendermaßen zu beschalten:
Klemme D₁: Mit einem äußeren Schaltungszweig, der einen eingeprägten Strom i₁ ≥ 0 einspeist;
Klemme D₂: Mit einem äußeren Schaltungszweig, der einen eingeprägten Strom i₂ ≥ 0 einspeist;
Klemme E₀: Mit dem Bezugspotential, das für die erzeugten Hilfsspannungen (U₁₁) bzw. (U₁₂) gewünscht wird. (Für den steuerbaren elektronischen Schalter (3) in Fig. 1 ist das der Bezugspunkt (M₃)). Fig. 2 shows a circuit arrangement ( 200 ) according to the invention, which is to serve for further explanation. The basic structure is a three-pole connection with the terminals (D ₁ ), (D ₂ ) and (E ₀ ). (The internal connection points (E ₁ ) and (E ₂ ) are only designated to show that the ones generated here Auxiliary voltages (U ₁₁ ) or (U ₁₂ ) can be tapped). According to the invention, the three-pole terminals are wired as follows:
Terminal D ₁ : With an outer circuit branch which feeds an impressed current i ₁ ≥ 0;
Terminal D ₂ : With an outer circuit branch which feeds an impressed current i ₂ ≥ 0;
Terminal E ₀ : With the reference potential that is required for the generated auxiliary voltages (U ₁₁ ) or (U ₁₂ ). (This is the reference point (M ₃ ) for the controllable electronic switch ( 3 ) in FIG. 1).

Gemäß der Erfindung wird der Dreipol mit zwei von außen eingeprägten Strömen (i₁) und (i₂) gespeist, was sich sehr vorteilhaft auf die Funktion und den Schaltungsaufwand auswirkt. Die Ströme (i₁) und (i₂) lassen sich auf vielerlei bekannte Arten erzeugen, z. B. mit Gleichstromstellern. Die erfindungsgemäße Struktur des Dreipols ist jedoch so gestaltet, daß eine Einprägung der Ströme (i₁) bzw. (i₂) mit jeweils einem passiven Zweipol ((31) bzw. (32), siehe Fig. 7) bereits die genannten Anforderungen (I . . . VI) erfüllt. Die Zweipole können vorzugsweise einfache, ohmsche Widerstände oder eine Reihenschaltung solcher Widerstände sein. According to the invention, the three-pole is fed with two currents (i ₁ ) and (i ₂ ) impressed from the outside, which has a very advantageous effect on the function and the circuit complexity. The currents (i ₁ ) and (i ₂ ) can be generated in many known ways, e.g. B. with DC choppers. However, the structure of the three-pole system according to the invention is designed such that an impression of the currents (i ₁ ) or (i ₂ ) with a passive two-pole system (( 31 ) or ( 32 ), see FIG. 7) already meets the requirements mentioned ( I ... VI). The bipoles can preferably be simple ohmic resistors or a series connection of such resistors.

In Fig. 2 stellen dar:
11 und 12: Kondensatoren als Energiespeicher für die erzeugten Hilfsspannungen (U₁₁) und (U₁₂)
21 und 22: Dioden zur Speisung der o.a. Kondensatoren (11) und (12)
27 und 26: Dioden zum Schutz der steuerbaren, elektronischen Schalter (51) und (52) vor negativen Spannungen. (Diese können entfallen, wenn auf Grund der äußeren Beschaltung keine negativen Spannungen auftreten.)
51 und 52: Steuerbare elektronische Schalter, die - vorzugsweise im Schaltbetrieb - zur Stabilisierung der erzeugten Hilfsspannungen (U₁₁) und (U₁₂) auf ihre Sollwerte dienen.
100: Ein bidirektionaler Gleichspannungs-Wandler, der den Energieaustausch zwischen den Kondensatoren (11) und (12) in beiden Energierichtungen ermöglicht. . Is in 2 place:
11 and 12 : capacitors as energy storage for the generated auxiliary voltages (U ₁₁ ) and (U ₁₂ )
21 and 22 : diodes for feeding the above capacitors ( 11 ) and ( 12 )
27 and 26 : diodes to protect the controllable electronic switches ( 51 ) and ( 52 ) from negative voltages. (These can be omitted if there are no negative voltages due to the external wiring.)
51 and 52 : Controllable electronic switches which - preferably in switching operation - serve to stabilize the generated auxiliary voltages (U ₁₁ ) and (U ₁₂ ) to their target values.
100 : A bidirectional DC converter that enables the energy exchange between the capacitors ( 11 ) and ( 12 ) in both energy directions.

Letzterer kann z. B. wie in Fig. 3 oder Fig. 4 ausgeführt sein. Aufbau und Funktionsweise solcher bidirektionaler Gleichspannungswandler sind bekannt. Eine Schaltung nach Fig. 3 entspricht der Grundschaltung nach Fig. 1. Um das Potential von (E₀) auf dem arithmetischen Mittelwert der Potentiale von (E₁) und (E₂) zu halten, sind beide steuerbaren elektronischen Schalter mit einem Tastverhältnis (Duty cycle) von jeweils 50% invers zueinander anzusteuern. Die Frequenz dieser Ansteuerung ist in bekannter Weise auf die Größe der Glättungsinduktivität (14) abzustimmen. The latter can e.g. B. as shown in Fig. 3 or Fig. 4. The construction and mode of operation of such bidirectional direct voltage converters are known. A circuit according to FIG. 3 corresponds to the basic circuit according to FIG. 1. In order to keep the potential of (E ₀ ) at the arithmetic mean of the potentials of (E ₁ ) and (E ₂ ), both controllable electronic switches with a pulse duty factor ( Duty cycle) of 50% inverse to each other. The frequency of this control is to be matched in a known manner to the size of the smoothing inductance ( 14 ).

Eine Schaltung entsprechend Fig. 4 ist u. a. aus dem Buch "Halbleiter- Schaltungstechnik", 11. Auflage Springer Verlag der Autoren Tietze und Schenk, bekannt. Sie ist dort in Abb. 16.44 als Spannungsinverter bezeichnet. Wenn - wie in Fig. 4 - einzelne Transistoren als Schalter eingesetzt werden, sind diese paarweise (U_G43 = U_G47) invers zu dem anderen Paar (U_G41 = U_G45) mit wiederum jeweils einem Tastverhältnis von 50% anzusteuern. A circuit corresponding to FIG. 4 is known, inter alia, from the book "Semiconductor Circuit Technology", 11th edition of Springer Verlag by the authors Tietze and Schenk. It is referred to as a voltage inverter in Fig. 16.44. If - as in FIG. 4 - individual transistors are used as switches, these are to be driven in pairs (U _G43 = U _G47 ) inversely to the other pair (U _G41 = U _G45 ), each with a pulse duty factor of 50%.

Für die folgenden Erläuterungen können die Hilfsspannungen (U₁₁) bzw. (U₁₂) als konstant angesehen werden, weil sie mittels geeigneter Steuerung der steuerbaren elektronischen Schalter (51) bzw. (52) auf ihren Sollwerten stabilisiert werden können - wie nachfolgend erläutert wird. Des weiteren sind (ebenfalls nur zur vereinfachten Erläuterung der Funktion der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen) im folgenden Gleichungen angegeben, die näherungsweise für ideale Bauelemente gelten. For the following explanations, the auxiliary voltages (U ₁₁ ) or (U ₁₂ ) can be regarded as constant because they can be stabilized to their setpoints by means of suitable control of the controllable electronic switches ( 51 ) or ( 52 ) - as will be explained below , Furthermore (also only for a simplified explanation of the function of the circuit arrangements according to the invention) are given in the following equations which approximately apply to ideal components.

Die gesamte Gleichstromleistung (P₁), die den beiden Hilfsspannungen (U₁₁) bzw. (U₁₂) des Dreipols (200) in Summe dauernd entnommen werden kann, beträgt:

P₁ = i₁.|U₁₁| + i₂.|U₁₂| Gl. (1).
The total direct current power (P ₁ ), which can be continuously taken from the two auxiliary voltages (U ₁₁ ) and (U ₁₂ ) of the three-pole network ( 200 ), is:

P ₁ = i _1. | U ₁₁ | + i _2. | U ₁₂ | Eq. (1).

Diese verfügbare Gleichstromleistung kann beliebig auf die beiden Hilfsspannungen (U₁₁) bzw. (U₁₂) verteilt entnommen werden, da der bidirektionale Gleichspannungswandler (100) den erforderlichen Energieaustausch gewährleistet. Zum Zwecke einer übersichtlichen Erläuterung sei im folgenden der Fall mit symmetrischen Hilfsspannungen
U₀ = U₁₁ = -U₁₂
näher berechnet. Dies ist auch die praktisch relevante - aber nicht zwingende - Dimensionierung. Somit folgt aus Gl. (1):

P₁ = U₀(i₁ + i₂) Gl. (1a)

mit (U₀) als definitionsgemäßem Sollwert der Hilfsspannungen. Wenn die Ströme (i₁) bzw. (i₂) in einer Anordnung entsprechend Fig. 7 mittels passiver Zweipole (31) bzw. (32) eingeprägt werden, folgt unter o.a. Voraussetzungen:

This available direct current power can be drawn as desired between the two auxiliary voltages (U ₁₁ ) and (U ₁₂ ), since the bidirectional direct voltage converter ( 100 ) ensures the required energy exchange. For the purpose of a clear explanation, the following is the case with symmetrical auxiliary voltages
U ₀ = U ₁₁ = -U ₁₂
calculated in more detail. This is also the practically relevant - but not mandatory - dimensioning. It follows from Eq. (1):

P ₁ = U ₀ (i ₁ + i ₂ ) Eq. (1a)

with (U ₀ ) as the definition of the auxiliary voltages. If the currents (i ₁ ) or (i ₂ ) are impressed in an arrangement according to FIG. 7 by means of passive two-pole systems ( 31 ) or ( 32 ), the following conditions apply:

Diese Gleichung gilt, wenn (U_PN > 2U₀) beträgt und die Zweipole (31) und (32) jeweils als ohmscher Widerstand mit dem Nennwert (R) ausgeführt werden. Die gesamte verfügbare Gleichstromleistung (P₁) nach Gl. (1b) ist unabhängig vom Potential an (L), d. h.: der Spannung (U_LN). Dies gilt in einem Bereich von (U_LN):

U₀ < U_LN < (U_PN- U₀) Gl. (2)

in dem sowohl (i₁ > 0) als auch (i₂ > 0) ist. Außerhalb dieses Bereiches steigt die verfügbare Leistung (P₁) geringfügig an, was in keiner Weise störend ist: This equation applies if (U _PN > 2U ₀ ) and the bipoles ( 31 ) and ( 32 ) are each designed as an ohmic resistor with the nominal value (R). The total available DC power (P ₁ ) according to Eq. (1b) is independent of the potential at (L), ie: the voltage (U _LN ). This applies to a range of (U _LN ):

U ₀ <U _LN <(U _PN - U ₀ ) Eq. (2)

in which both (i ₁ > 0) and (i ₂ > 0). Outside this range, the available power (P ₁ ) increases slightly, which is in no way disturbing:

Bei U_LN = 0 oder bei U_LN = U_PN beträgt sie, (vergleiche mit Gl. (1b)):

With U _LN = 0 or with U _LN = U _{PN it} is (compare with Eq. (1b)):

Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen besteht darin, daß auch bei Überspannungen am Lastanschluß (L), d. h.: (U_LN < 0) oder (U_LN> U_PN) uneingeschränkte Funktionsfähigkeit besteht und immer eine Gleichstromleistung (P₁) entsprechend Gl. (1b) (bzw. geringfügig höher) zur Verfügung steht. A major advantage of the circuit arrangements according to the invention is that even with overvoltages at the load connection (L), ie: (U _LN <0) or (U _LN > U _PN ) there is unrestricted functionality and always a direct current power (P ₁ ) according to Eq. (1b) (or slightly higher) is available.

Zur Erläuterung der zweckmäßigen Bemessung sei im folgenden der Wirkungsgrad der erfindungsgemäßen Anordnung betrachtet, wenn die Ströme (i₁) bzw. (i₂) mit ohmschen Widerständen eingeprägt werden. In den Betriebspunkten nach Gl. (1c) tritt bei U_LN = 0 bzw. U_LN = U_PN eine Verlustleistung

in dem Zweipol (31) bzw. in dem Zweipol (32) auf. Daraus ergibt sich in Verbindung mit Gl. (1c) ein Gesamtwirkungsgrad

To explain the appropriate dimensioning, the efficiency of the arrangement according to the invention is considered below if the currents (i ₁ ) or (i ₂ ) are impressed with ohmic resistors. In the operating points according to Eq. (1c) there is a power loss when U _LN = 0 or U _LN = U _PN

in the dipole ( 31 ) or in the dipole ( 32 ). In connection with Eq. (1c) an overall efficiency

Bei einer realen Anwendung wird sich (je nach dem Quotienten (U₀/U_PN)) oftmals ein Wirkungsgrad in der Größenordnung von nur 10% oder weniger ergeben. Dies ist auf Grund der kleinen Absolutwerte der benötigten Hilfsenergie jedoch i. a. nur von geringer Bedeutung. Die Bemessung der nominalen Verlustleistung pro Zweipol (31) oder (32) kann vereinfacht gemäß

erfolgen. Auch die Summe der Verlustleistungen der beiden Zweipole (31) und (32) übersteigt diesen Wert nicht. Da die benötigten Leistungen (P₁) in Anwendungen zur Hilfspannungserzeugung i. a. sehr klein sind, ist die Wirkungsgradbetrachtung nicht entscheidend. Die Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen liegen vielmehr in den wesentlich bedeutenderen Punkten I bis VI, wie bereits erläutert. Auf Grund von Punkt VI ist zudem eine sehr freizügige räumliche Anordnung der Zweipole (31) und (32) möglich, die eine Abfuhr der geringen Verlustleistungen weiter vereinfacht. In a real application (depending on the quotient (U ₀ / U _PN )), an efficiency of the order of magnitude of only 10% or less will often result. However, due to the small absolute values of the auxiliary energy required, this is generally of little importance. The design of the nominal power loss per two-pole ( 31 ) or ( 32 ) can be simplified according to

respectively. The sum of the power losses of the two bipoles ( 31 ) and ( 32 ) does not exceed this value. Since the required power (P ₁ ) in applications for auxiliary voltage generation is generally very small, the efficiency assessment is not critical. Rather, the advantages of the circuit arrangements according to the invention lie in the much more important points I to VI, as already explained. On the basis of point VI, a very permissive spatial arrangement of the dipoles ( 31 ) and ( 32 ) is also possible, which further simplifies the dissipation of the low power losses.

Ein weiterer, praktisch relevanter Punkt ist der Anlauf aus einem energielosen Anfangszustand (U₁₁ = 0, U₁₂ = 0). Dieser ist bei allen erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen unproblematisch, da weder hier noch im zugehörigen Leistungsteil die Forderung besteht, irgendwelche steuerbaren elektronischen Schalter einzuschalten: Die gemäß o.a. Annahme zuerst spannungslosen Kondensatoren (11) bzw. (12) in Fig. 5 werden über die Dioden (21) bzw. (22) und die passiven Impedanzen (31) bzw. (32) aus der Spannung (U_PN) des Leistungsteils geladen. Die steuerbaren elektronischen Schalter (51) bzw. (52) müssen erst einschaltbar sein, wenn die Spannungen (U₁₁) bzw. (U₁₂) ihre Sollwerte erreichen bzw. zu überschreiten drohen. Unabhängig davon, ob der Schalter (51) z. B. als npn- Transistor oder n-Kanal-MOSFET realisisert wird, steht dann eine genügende Basis- bzw. Gatespannung - nämlich (U₁₁) - für dessen Einschaltung zur Verfügung. Ebenso kann auch die Ansteuerelektronik für (51) - hier im einfachsten Fall ein Komparator mit Hysterese - aus der Spannung (U₁₁) gespeist werden. Gleiches gilt aus Symmetriegründen für den steuerbaren elektronischen Schalter (52) und die Spannung (U₁₂). Auch die steuerbaren elektronischen Schalter im bidirektionalen Gleichspannungs-Wandler (100) bzw. (101) müssen nicht eingeschaltet werden, bevor nicht mindestens eine der Hilfsspannungen (U₁₁) oder (U₁₂) ihren Sollwert erreicht hat, so daß auch hier genügend hohe Gatespannungen zur Verfügung stehen. Another, practically relevant point is the start-up from an energy-free initial state (U ₁₁ = 0, U ₁₂ = 0). This is not a problem at all inventive circuit arrangements because neither here there is a demand still associated power supply, turn on any controllable electronic switch. The according oa adopting first-energized capacitors (11) or (12) in Figure 5 are the diodes (21 ) or ( 22 ) and the passive impedances ( 31 ) or ( 32 ) from the voltage (U _PN ) of the power section. The controllable electronic switches ( 51 ) or ( 52 ) must only be able to be switched on when the voltages (U ₁₁ ) or (U ₁₂ ) reach or threaten to exceed their setpoints. Regardless of whether the switch ( 51 ) z. B. is realized as an npn transistor or n-channel MOSFET, then a sufficient base or gate voltage - namely (U ₁₁ ) - is available for switching it on. The control electronics for ( 51 ) - here in the simplest case a comparator with hysteresis - can also be fed from the voltage (U ₁₁ ). The same applies to the controllable electronic switch ( 52 ) and the voltage (U ₁₂ ) for reasons of symmetry. The controllable electronic switches in the bidirectional direct voltage converter ( 100 ) or ( 101 ) do not have to be switched on until at least one of the auxiliary voltages (U ₁₁ ) or (U ₁₂ ) has reached its target value, so that here too high enough gate voltages be available.

Die Stabilisierung der Hilfsspannungen (U₁₁) bzw. (U₁₂) kann wie erwähnt, durch Ansteuerung der steuerbaren elektronischen Schalter (51) bzw. (52) realisiert werden. Entsprechende Steuerverfahren sind bekannt. Ein einfaches Steuerverfahren besteht in folgendem: Ein Spannungsvergleicher (Komparator mit Hysterese), der aus der Hilfsspannung (U₁₁) gespeist wird, schaltet den steuerbaren elektronischen Schalter (51) ein, wenn (U₁₁) den Sollwert überschreitet und schaltet ihn aus, wenn (U₁₁) den Sollwert unterschreitet. Das gleiche Verfahren kann in gleicher Weise mit einem weiteren Komparator für (U₁₂) und (52) angewandt werden, um die Hilfsspannung (U₁₂) zu stabilisieren. As mentioned, the auxiliary voltages (U ₁₁ ) or (U ₁₂ ) can be stabilized by controlling the controllable electronic switches ( 51 ) or ( 52 ). Corresponding tax procedures are known. A simple control procedure consists of the following: A voltage comparator (comparator with hysteresis), which is fed from the auxiliary voltage (U ₁₁ ), switches on the controllable electronic switch ( 51 ) when (U ₁₁ ) exceeds the setpoint and switches it off when (U ₁₁ ) falls below the setpoint. The same method can be used in the same way with a further comparator for (U ₁₂ ) and ( 52 ) in order to stabilize the auxiliary voltage (U ₁₂ ).

Im Falle der Ansteuerung moderner Leistungshalbleiterschalter wie IGBT oder MOS- Feldeffekttransistoren (1) bzw. (3) in Fig. 1 ist die benötigte Leistung der Hilfsenergiequellen von der Schaltfrequenz (f_p) dieser steuerbaren elektronischen Schalter (1) bzw. (3) abhängig. Die benötigte Leistung steigt bekanntlich proportional zur Schaltfrequenz (f_p) an. Es ist deshalb vorteilhaft, wenn auch die verfügbare Leistung der Hilfsspannungen diese Charakteristik aufweist:
Fig. 5 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung (201), die dies ermöglicht. Sie entsteht aus der Anordnung nach Fig. 2 durch Erweiterung mit zwei zusätzlichen Dioden (24) und (25), die an ihrem Verbindungspunkt zur Klemme (D₀) führen. Diese Klemme ist gemäß der Erfindung über eine Kapazität (10) an einen Schaltungspunkt anzuschließen, der gegenüber der Klemme (E₀) ein mit der Schaltfrequenz (f_p) variierendes Potential aufweist. Ein geeigneter Schaltungspunkt ist grundsätzlich der Collector- bzw. Drainanschluß des angeschlossenen IGBT bzw. MOS- Feldeffekttransistors, d. h.: in Fig. 7 für den Schalter (3) der Schaltungspunkt (P). In Fig. 8 ist dies einschließlich der Kapazität (10) dargestellt. Durch diese Maßnahme steht additiv zu der Leistung (P₁) nach Gl. (1b) ein weiterer Leistungsanteil (P₂) der Hilfsenergiequellen zur Verfügung, der ohne prinzipbedingte Energieverluste erzeugt wird. Dieser Anteil beträgt, wenn die Kapazität (10) den Wert (C₀) erhält:

P₂ = 2.f_p.C₀.U₀.(U_PN- 2U₀) Gl. (3)
In the case of the control of modern power semiconductor switches such as IGBT or MOS field-effect transistors ( 1 ) or ( 3 ) in Fig. 1, the required power of the auxiliary energy sources depends on the switching frequency (f _p ) of these controllable electronic switches ( 1 ) or ( 3 ) , As is well known, the power required increases in proportion to the switching frequency (f _p ). It is therefore advantageous if the available power of the auxiliary voltages also has this characteristic:
Fig. 5 shows a circuit arrangement according to the invention (201) that makes this possible. It arises from the arrangement according to FIG. 2 by extension with two additional diodes ( 24 ) and ( 25 ) which lead to the terminal (D ₀ ) at their connection point. According to the invention, this terminal is to be connected via a capacitance ( 10 ) to a switching point which, compared to the terminal (E ₀ ), has a potential which varies with the switching frequency (f _p ). A suitable circuit point is basically the collector or drain connection of the connected IGBT or MOS field-effect transistor, ie: in FIG. 7 the switch point (P) for the switch ( 3 ). This is shown in FIG. 8 including the capacitance ( 10 ). This measure adds to the power (P ₁ ) according to Eq. (1b) a further power component (P ₂ ) of the auxiliary energy sources is available, which is generated without energy losses due to the principle. This proportion is when the capacity ( 10 ) receives the value (C ₀ ):

P ₂ = 2.f _p .C ₀ .U _0. (U _PN - 2U ₀ ) Eq. (3)

Die Vorteile dieser Maßnahme sind:

- Die Leistung (P₁) nach Gl. (1b) kann kleiner bemessen werden, als ohne diese Maßnahme;
- Zeitabschnitte mit hoher Pulsfrequenz (f_p) müssen nicht durch groß bemessene Kondensatoren (11) und (12) als Energiespeicher überbrückt werden.

The advantages of this measure are:

- The power (P ₁ ) according to Eq. (1b) can be dimensioned smaller than without this measure;
- Periods with a high pulse frequency (f _p ) do not have to be bridged by large capacitors ( 11 ) and ( 12 ) as energy stores.

Erstgenannter Punkt ermöglicht höhere Werte für die passiven Impedanzen (31) und (32) und somit geringere Verlustleistungen dieser Elemente. Dadurch wird der resultierende Wirkungsgrad verbessert. In einer gegebenen räumlichen Anordnung eines Leistungsteils können durch große Leitungslängen und parasitäre Induktivitäten unerwünschte Oszillationen des Stromes im Kondensator (10) auftreten. Unter diesen Randbedingungen kann eine Dämpfung der Oszillationen durch einen ohmschen Widerstand in Reihe mit dem Kondensator (10) zweckmäßig sein. Wird ein solcher Widerstand nur für o.a. Dämpfungszwecke bemessen, kann sein Widerstandswert so niedrig gewählt werden, daß nur vernachlässigbare Verlustleistungen in ihm auftreten. The first point enables higher values for the passive impedances ( 31 ) and ( 32 ) and thus lower power losses of these elements. This improves the resulting efficiency. In a given spatial arrangement of a power section, undesirable oscillations of the current in the capacitor ( 10 ) can occur due to long line lengths and parasitic inductances. Under these boundary conditions, damping of the oscillations by an ohmic resistor in series with the capacitor ( 10 ) can be expedient. If such a resistor is only dimensioned for the above-mentioned damping purposes, its resistance value can be chosen so low that only negligible power losses occur in it.

Des weiteren stellen dar: Furthermore represent:

Fig. 6 eine Variante der Anordnung nach Fig. 2, die aus dieser durch Weglassen des bidirektionalen Gleichspannungs-Wandlers (100) entsteht. Sie ist sinnvoll einsetzbar, wenn die Einspeisung der eingeprägten Ströme (i₁) und (i₂) so erfolgt, daß beide näherungsweise gleich gehalten werden können. Fig. 6 shows a variant of the arrangement of FIG. 2, which arises from this by omitting the bidirectional DC voltage converter ( 100 ). It can be used expediently if the impressed currents (i ₁ ) and (i ₂ ) are fed in such that both can be kept approximately the same.

Fig. 7 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung (200) eingesetzt in einem Leistungsteil entsprechend Fig. 1 zur Erzeugung von Hilfsspannungen mit dem Bezugspotential (M₃). Die externen Elemente (31) bzw. (32) Einprägung der Ströme (i₁) bzw. (i₂) sind als ohmsche Widerstände ausgeführt. Fig. 7 shows a circuit arrangement of the invention (200) used in a power section corresponding to FIG. 1 for generating auxiliary voltages to the reference potential (M _3). The external elements ( 31 ) and ( 32 ) impressing the currents (i ₁ ) and (i ₂ ) are designed as ohmic resistors.

Fig. 8 eine Anordnung entsprechend Fig. 7, jedoch mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung (201) statt (200), welche mit Hilfe des Zusatzanschlusses (D₀) und des Kondensators (10) die Bereitstellung einer zusätzlichen frequenzproportionalen Hilfsleistung (P₂) ermöglicht (siehe Gl. (3) und die zugehörige Erläuterung). Fig. 8 shows an arrangement corresponding to FIG. 7, but with an inventive circuit arrangement (201) held (200) which enables using the additional terminal (D ₀₎ and the capacitor (10) to provide an additional frequency-proportional auxiliary power (P ₂₎ ( see Eq. (3) and the associated explanation).

Eine weitere vorteilhafte Ergänzung ist in Fig. 9 dargestellt. Diese ermöglicht es, die Spannung (U₀), die nach Gl. (1b) bzw. Gl. (3) wesentlich die erzielbare Leistung (P₁) bzw. (P₂) bestimmt, unabhängig von den i. a. vorgegebenen Sollwerten der Hilfsspannungen zu wählen. Insbesondere wenn letztere sehr klein sind, kann zugunsten einer höheren verfügbaren Leistung ein höherer Wert von (U₀) wünschenswert sein. Another advantageous addition is shown in FIG. 9. This enables the voltage (U ₀ ), which according to Eq. (1b) or Eq. (3) essentially determines the achievable output (P ₁ ) or (P ₂ ), regardless of the generally specified target values of the auxiliary voltages. Especially if the latter are very small, a higher value of (U ₀ ) may be desirable in favor of a higher available power.

In Fig. 9 stellen dar:
17 und 18: Kondensatoren als Energiespeicher für die schaltungsinternen Spannungen (U₁₇) und (U₁₈)
21 und 22: Dioden zur Speisung der o.a. Kondensatoren
53 und 54: Steuerbare elektronische Schalter, die zum gesteuerten Energietransfer von (17) bzw. (18) nach (14) dienen.
14: Eine Induktivität, die zur Einprägung der ausgangsseitigen Ströme (i₁) und (i₂) dient. . Constitute in Figure 9 represent:
17 and 18 : capacitors as energy storage for the internal circuit voltages (U ₁₇ ) and (U ₁₈ )
21 and 22 : diodes for supplying the above capacitors
53 and 54 : Controllable electronic switches that are used for the controlled energy transfer from ( 17 ) or ( 18 ) to ( 14 ).
14 : An inductance which serves to impress the currents (i ₁ ) and (i ₂ ) on the output side.

Die Klemmen des Fünfpols sind gemäß der Erfindung folgendermaßen zu beschalten:
Klemme D₁₀: Mit einem äußeren Schaltungszweig, der einen eingeprägten Strom i₁₀ ≥ einspeist.
Klemme D₂₀: Mit einem äußeren Schaltungszweig, der einen eingeprägten Strom i₂₀ ≥ 0 einspeist.
Klemme X₀: Mit dem Bezugspotential (E₀), des nachfolgenden Dreipols (200) oder (201) oder (202).
Klemme X₁: Mit der Klemme D₁ des nachfolgenden Dreipols (200) oder (201) oder (202).
Klemme X₂: Mit der Klemme D₂ des nachfolgenden Dreipols (200) oder (201) oder (202). According to the invention, the five-pole terminals are to be connected as follows:
Terminal D ₁₀ : With an external circuit branch that feeds an impressed current i ₁₀ ≥.
Terminal D ₂₀ : With an external circuit branch that feeds an impressed current i ₂₀ ≥ 0.
Terminal X ₀ : With the reference potential (E ₀ ), the following three-terminal circuit ( 200 ) or ( 201 ) or ( 202 ).
Terminal X ₁ : With terminal D _{1 of} the following three-pole ( 200 ) or ( 201 ) or ( 202 ).
Terminal X ₂ : With terminal D _{2 of} the following three-pole ( 200 ) or ( 201 ) or ( 202 ).

Die eingeprägten Ströme sind zur Unterscheidung von den vorhergehenden Schaltungsanordnungen (200) oder (201) oder (202) mit (i₁₀) statt (i₁) und (i₂₀) statt (i₂) bezeichnet. Aus dem gleichen Grund sind die zugehörigen Klemmen mit (D₁₀) statt (D₁) und (D₂₀) statt (D₂) bezeichnet. Die Spannungen (U₁₇) bzw. (U₁₈) der Kondensatoren (17) bzw. (18) können, wie erwähnt, unabhängig von den Sollwerten der Hilfsspannungen gewählt werden. Zur näheren Erläuterung seien bezeichnet:

Sollwert von (U₁₁) : (U₁₁*) > 0 Gl. (4a)

Sollwert von (U₁₂) : (U₁₂*) < 0 Gl. (4b)

Sollwert von (U₁₇) : (U₁₇*) > 0 Gl. (4c)

Sollwert von (U₁₈) : (U₁₈*) < 0 Gl. (4d)
To distinguish them from the preceding circuit arrangements ( 200 ) or ( 201 ) or ( 202 ), the impressed currents are designated with (i ₁₀ ) instead of (i ₁ ) and (i ₂₀ ) instead of (i ₂ ). For the same reason, the associated terminals are designated with (D ₁₀ ) instead of (D ₁ ) and (D ₂₀ ) instead of (D ₂ ). The voltages (U ₁₇ ) and (U ₁₈ ) of the capacitors ( 17 ) and ( 18 ) can, as mentioned, be selected independently of the target values of the auxiliary voltages. For a more detailed explanation:

Setpoint of (U ₁₁ ): (U ₁₁ *)> 0 Eq. (4a)

Setpoint of (U ₁₂ ): (U ₁₂ *) <0 Eq. (4b)

Setpoint of (U ₁₇ ): (U ₁₇ *)> 0 Eq. (4c)

Setpoint of (U ₁₈ ): (U ₁₈ *) <0 Eq. (4d)

Die Werte (U₁₁*) und (U₁₂*) können ganz nach den Erfordernissen der zu speisenden Meßwerterfassungen, Gateansteuerelektroniken, optoelektronischer Komponenten u. a. Lasten gewählt werden. Ebenso können sie unterschiedliche Beträge |U₁₁*| ≠ |U₁₂*| aufweisen. Im Sinne einer durchgängigen Erläuterung seien die Sollwerte (U₁₇*) und (U₁₈*) folgendermaßen gewählt und bezeichnet.

U₀ = U₁₇* = -U₁₈* Gl. (5)
The values (U ₁₁ *) and (U ₁₂ *) can be selected entirely according to the requirements of the measured value acquisitions to be fed, gate control electronics, optoelectronic components and loads, among other things. They can also have different amounts | U ₁₁ * | ≠ | U ₁₂ * | exhibit. In the sense of a comprehensive explanation, the setpoints (U ₁₇ *) and (U ₁₈ *) are selected and designated as follows.

U ₀ = U ₁₇ * = -U ₁₈ * Eq. (5)

Für die verfügbare Leistung der Hilfsspannungsquellen gelten dann weiterhin die bereits abgeleiteten Gleichungen (1b), (1c) sowie die Gleichung (3). Gleichung (1a) gilt ebenfalls weiterhin, wenn sinngemäß der Strom (i₁) durch (i₁₀) (substituiert) und der Strom (i₂) durch (i₂₀) substituiert wird. Die Spannung (U₀) und damit die Leistung (P₁) und (P₂) der Anordnung läßt sich mittels entsprechender Ansteuerung der steuerbaren elektronischen Schalter (53) und (54) beliebig zwischen Null und einem wählbaren Maximalwert einstellen wie im folgenden gezeigt wird. The already derived equations (1b), (1c) and equation (3) then continue to apply to the available power of the auxiliary voltage sources. Equation (1a) also applies if the current (i ₁ ) is substituted by (i ₁₀ ) (substituted) and the current (i ₂ ) is substituted by (i ₂₀ ). The voltage (U ₀ ) and thus the power (P ₁ ) and (P ₂ ) of the arrangement can be set as desired between zero and a selectable maximum value by appropriate control of the controllable electronic switches ( 53 ) and ( 54 ) as shown below ,

Die zweckentsprechende Steuerung der insgesamt vier steuerbaren elektronischen Schalter (51, 52, 53, 54) ist auf vielerlei Arten mittels analoger und/oder digitaler elektronischer Schaltkreise ausführbar. Sie ist deshalb nicht Gegenstand der Erfindung. Die bekannten und sehr ähnlichen Verfahren zur Steuerung und Regelung von Schaltnetzteilen (switch mode power supplies, DC/DC-converters) und die allgemein zugänglichen Simulationsprogramme ermöglichen es dem durchschnittlichen Fachmann diese Aufgabe zu lösen. Zwecks vollständiger Erläuterung der Erfindung sei trotz dieses Sachverhalts im folgenden eine mögliche Steuerung beispielhaft angegeben. Es stellen dar: The appropriate control of the four controllable electronic switches ( 51 , 52 , 53 , 54 ) can be carried out in many ways by means of analog and / or digital electronic circuits. It is therefore not the subject of the invention. The known and very similar methods for controlling and regulating switch mode power supplies (switch mode power supplies, DC / DC converters) and the generally accessible simulation programs enable the average person skilled in the art to solve this task. In order to fully explain the invention, a possible control is given below in spite of this fact. They represent:

Fig. 17 den Reglerteil einer einfachen Steuerung, der die Stabilisierung der erzeugten Hilfsspannungen ermöglicht. Fig. 17 shows the controller part of a simple control, which enables the stabilization of the auxiliary voltages generated.

Fig. 18 den digitalen Steuerungsteil, der die Ansteuersignale (a₅₁, a₅₂, a₅₃, a₅₄) der zugehörigen vier steuerbaren elektronischen Schalter (51, 52, 53, 54) erzeugt. Fig. 18 the digital control part of the control signals (a _51, a _52, a _53, a ₅₄₎ of the associated four controllable electronic switch (51, 52, 53, 54) is generated.

In Fig. 17 stellen dar:
80: Summierer, die die Addition zweier Spannungen durchführen;
81: Differenzverstärker, die die Subtraktion zweier Spannungen durchführen.
82: Komparatoren, die eine eingangsseitige Spannung mit dem Spannungswert Null vergleichen. Bei eingangsseitigen Spannungen über Null (positiven Spannungen) nimmt der Ausgang der Komparatoren einen als logisch "1" (high level) bezeichneten Spannungswert an. Die Komparatoren (82) können zusätzlich auch - wie in der Praxis oft ausgeführt - eine Schalthysterese aufweisen.
83: Ein Kennlinienglied - gebildet durch einen Verstärker mit begrenzten Ausgangsspannungen. Dieser weist für negative Eingangsspannungen den Ausgangspannungsgrenzwert Null, für positive Eingangsspannungen einen positiven Verstärkungsfaktor und für positive Eingangsspannungen oberhalb einer gewissen Schwelle den positiven Ausgangsspannungswert (U_0max) auf. . Constitute in Figure 17 show:
80 : summers which carry out the addition of two voltages;
81 : Differential amplifiers that subtract two voltages.
82 : Comparators that compare a voltage on the input side with a voltage value of zero. At voltages above zero on the input side (positive voltages), the output of the comparators assumes a voltage value designated as logic "1" (high level). The comparators ( 82 ) can also - as often stated in practice - have a switching hysteresis.
83 : A characteristic element - formed by an amplifier with limited output voltages. This has the output voltage limit zero for negative input voltages, a positive amplification _factor for positive input voltages and the positive output voltage value (U _0max ) for positive input voltages above a certain threshold.

Das grundsätzliche Steuerverfahren besteht in folgendem:
Jede der vier Spannungen (U₁₁, U₁₂, U₁₇, U₁₈) wird von Komparatoren (82) mit ihrem zugehörigen Sollwert verglichen. Die Sollwerte sind entsprechend Gl. (4) und Gl. (5) vorgegeben. Überschreitet der Betrag einer (oder mehrerer) der o.a. vier Spannungen den Betrag des zugehörigen Sollwertes, wird ein jeweils direkt zugeordneter der vier steuerbaren elektronischen Schalter (51, 52, 53, 54) eingeschaltet. (Bei der konkreten Realisierung des Spannungsvergleiches ist es nicht zwingend erforderlich, die Beträge der Spannungen zu bilden, da alle vier Spannungen nur jeweils eine, vorab bekannte, Polarität aufweisen. Der Begriff "Betrag" vereinfacht hier nur die verbale Erläuterung). Es gilt die Zuordnung:
|U₁₁| > U₁₁* → Schalter (51) wird eingeschaltet
|U₁₂| > U₁₂* → Schalter (52) wird eingeschaltet
|U₁₇| > U₀ → Schalter (54) wird eingeschaltet
|U₁₈| > U₀ → Schalter (53) wird eingeschaltet. The basic tax procedure is as follows:
Each of the four voltages (U ₁₁ , U ₁₂ , U ₁₇ , U ₁₈ ) is compared by comparators ( 82 ) with their associated setpoint. The setpoints are according to Eq. (4) and Eq. (5) specified. If the amount of one (or more) of the above four voltages exceeds the amount of the associated setpoint, one of the four controllable electronic switches ( 51 , 52 , 53 , 54 ) that is directly assigned is switched on. (When realizing the voltage comparison, it is not absolutely necessary to form the amounts of the voltages, since all four voltages each have only one, previously known, polarity. The term "amount" only simplifies the verbal explanation here). The assignment applies:
| U ₁₁ | > U ₁₁ * → switch ( 51 ) is switched on
| U ₁₂ | > U ₁₂ * → switch ( 52 ) is switched on
| U ₁₇ | > U ₀ → switch ( 54 ) is switched on
| U ₁₈ | > U ₀ → switch ( 53 ) is switched on.

Zusätzlich muß ein sinnvoller zyklischer Ablauf der Schaltzustände der steuerbaren elektronischen Schalter (51, 52, 53, 54) festgelegt werden, der die Energieübertragung vom Eingang der Schaltungsanordnung zu den ausgangsseitigen Hilfsspannungen (U₁₁, U₁₂) gewährleistet. Auch diese Aufgabenstellung ist analog zu bekannten Steuerverfahren für Schaltnetzteile. Ein einfacher zyklischer Ablauf besteht beispielsweise in folgendem: Es werden zwei sich auf der Zeitachse periodisch abwechselnde Schaltphasen (P₁, P₂) definiert, die folgendermaßen festgelegt sind:

1. P₁: Schaltphase, in der Energie aus dem Kondensator (17) oder (18) oder beiden Kondensatoren entnommen wird und in die Induktivität (14) transferiert wird. In dieser Schaltphase sind die steuerbaren elektronischen Schalter (54 und 51) oder (53 und 52) oder beide Gruppen eingeschaltet. Zwecks Realisierung eines besonders einfachen zyklischen Ablaufs wird diese Schaltphase mit dem Überschreiten des Sollwerts von (U₁₇) oder (U₁₈) gestartet (Startbedingung) und nach Ablauf einer festen Zeit (T₀) beendet.
2. P₂: In dieser P₁ nachfolgenden Schaltphase wird die in der Induktivität (14) gespeicherte Energie ganz oder teilweise in die Kondensatoren (11) oder (12) oder beide abgegeben. Die steuerbaren elektronischen Schalter (53) und (54) sind ausgeschaltet und die Schalter (51) und (52) werden nur von ihrem jeweils zugehörigen Komparator geschaltet. Dies ermöglicht eine beliebige Aufteilung der aus der Induktivität (14) gelieferten Energie auf die Hilfsspannungen (U₁₁) und (U₁₂) - je nach den Erfordernissen der an (U₁₁) und (U₁₂) angeschlossenen Belastungen (Meßwerterfassungen, Gateansteuerungen u. a.). Die Schaltphase P₂ wird erst beendet, wenn die o.a. Startbedingung für Schaltphase P₁ wieder eintritt.

In addition, a sensible cyclical sequence of the switching states of the controllable electronic switches ( 51 , 52 , 53 , 54 ) must be defined, which ensures the energy transfer from the input of the circuit arrangement to the auxiliary voltages on the output side (U ₁₁ , U ₁₂ ). This task is also analogous to known control methods for switching power supplies. A simple cyclic sequence consists, for example, of the following: Two switching phases (P ₁ , P ₂ ) that alternate periodically on the time axis are defined, which are defined as follows:

1. P ₁ : switching phase in which energy is taken from the capacitor ( 17 ) or ( 18 ) or both capacitors and transferred to the inductor ( 14 ). In this switching phase, the controllable electronic switches ( 54 and 51 ) or ( 53 and 52 ) or both groups are switched on. In order to implement a particularly simple cyclic sequence, this switching phase is started when the setpoint of (U ₁₇ ) or (U ₁₈ ) is exceeded (start condition) and ended after a fixed time (T ₀ ).
2. P ₂ : In this P ₁ subsequent switching phase, the energy stored in the inductance ( 14 ) is released in whole or in part into the capacitors ( 11 ) or ( 12 ) or both. The controllable electronic switches ( 53 ) and ( 54 ) are switched off and the switches ( 51 ) and ( 52 ) are only switched by their respective comparators. This enables the energy supplied from the inductance ( 14 ) to be divided as required between the auxiliary voltages (U ₁₁ ) and (U ₁₂ ) - depending on the requirements of the loads connected to (U ₁₁ ) and (U ₁₂ ) (measured value acquisitions, gate controls, etc.) , The switching phase P ₂ is only ended when the above starting condition for switching phase P ₁ occurs again.

Um zusätzlich zur grundsätzlichen Funktionsfähigkeit auch gute dynamische Regeleigenschaften - insbesondere bei veränderlichen Belastungen - zu erzielen, ist es sinnvoll, den Wert (U₀), der nach Gl. (5) als Sollwert für (U₁₇) und (U₁₈) herangezogen wird, abhängig von den Regelabweichungen der erzeugten Hilfsspannungen (U₁₁) und (U₁₂) zu führen. Dies erfolgt mittels des Kennliniengliedes (83) in Fig. 17. Bzgl. der Kennlinie von (83) ist es sinnvoll, bei verschwindenden Regelabweichungen von (U₁₁) und (U₁₂) den Wert U₀ = 0 auszugeben; da in diesem Grenzfall keine Leistung benötigt wird und somit auch eingangsseitig die Leistungen (P₁) nach Gl. (1a) und (P₂) nach Gl. (3) zu Null werden sollen. Andererseits ist bei großen Regelabweichungen für (U₀) ein oberer Grenzwert (U_0max) vorzugeben, um eine möglichst hohe Leistung für (U₁₁) und/oder (U₁₂) zur Verfügung zu stellen. Der Grenzwert (U_0max) ist nach der zulässigen Spannungsbeanspruchung der Kondensatoren (17) und (18) sowie der Halbleiter festzulegen. Zwischen den beiden genannten Grenzwerten (U₀ = 0) und (U₀ = U_0max) ist eine lineare Kennlinie - entsprechend einer konstanten Verstärkung der regelungstechnisch einfachste, sinnvolle Fall (Proportional-Regler). In order to achieve good dynamic control properties in addition to the basic functionality - especially with variable loads - it makes sense to use the value (U ₀ ), which is based on Eq. (5) is used as the setpoint for (U ₁₇ ) and (U ₁₈ ), depending on the control deviations of the generated auxiliary voltages (U ₁₁ ) and (U ₁₂ ). This is done by means of the characteristic element ( 83 ) in FIG. 17. the characteristic curve of ( 83 ) it makes sense to output the value U ₀ = 0 if the control deviations of (U ₁₁ ) and (U ₁₂ ) vanish; since no power is required in this limit case and therefore the power (P ₁ ) according to Eq. ( 1 a) and (P ₂ ) according to Eq. ( 3 ) should become zero. On the other hand, in the case of large control deviations for (U ₀ ), an upper limit value (U _0max ) must be specified in order to provide the _highest possible power for (U ₁₁ ) and / or (U ₁₂ ). The limit value (U _0max ) is to be determined according to the permissible voltage stress on the capacitors ( 17 ) and ( 18 ) and the semiconductors. Between the two mentioned limit values (U ₀ = 0) and (U ₀ = U _0max ) there is a linear characteristic curve - corresponding to a constant gain, the simplest, sensible case in _terms of control technology (proportional controller).

In Fig. 18 stellen dar:
85: Inverter, die die logische Negation der Ausgangssignale der Komparatoren (82) durchführen.
86: Oder-Gatter, die die logische Verknüpfung jeweils zweier der vier Ausgangssignale (a₅₁, a₅₂, a₅₃, a₅₄) realisieren.
87: Eine monostabile Kippstufe (Zeitglied), die bei einer positiven Flanke an C - d. h.: einem Wechsel des Logiksignals an C von niedrigem Wert (low Level) auf einen hohen Wert (high Level) einen Impuls der Zeitdauer (T₀) am Ausgang (Q) abgibt.
88: NAND-Gatter (UND-Gatter mit invertiertem Ausgang), die jeweils paarweise als Speicher (RS-Flip Flop) K ₁₇ bzw. K ₁₈ dienen. . Constitute in Figure 18 show:
85 : Inverters which perform the logical negation of the output signals of the comparators ( 82 ).
86 : Or gates, which implement the logical combination of two of the four output signals (a ₅₁ , a ₅₂ , a ₅₃ , a ₅₄ ).
87 : A monostable multivibrator (timing element) which, with a positive edge at C - ie: a change in the logic signal at C from low value (low level) to a high value (high level), generates a pulse of time (T ₀ ) at the output (Q) delivers.
88 : NAND gate (AND gate with inverted output), each paired as a memory (RS flip-flop) K ₁₇ or K ₁₈ serve.

Wie vorab für Schaltphase (P₁) beschrieben, realisieren diese Komponenten (87) und (88) die Startbedingung für (P₁) und das Beenden von (P₁) nach Ablauf einer festen Zeit (T₀). Die Speicher für die Komparatorsignale (RS-Flip Flop, siehe (88)) bewirken, daß auch ein kurzes Überschreiten der Sollwerte von (U₁₇) bzw. (U₁₈) zu einer die volle Zeit (T₀) andauernden Schaltphase (P₁) führt. As previously described for switching phase (P ₁ ), these components ( 87 ) and ( 88 ) implement the start condition for (P ₁ ) and the end of (P ₁ ) after a fixed time (T ₀ ). The memory for the comparator signals (RS-flip-flop, see (88)) cause a short exceeding the reference values of (U ₁₇₎ and (U ₁₈₎ to the full period (T ₀₎ continuous switching phase (P ₁ ) leads.

Fig. 15 zeigt ein leistungselektronisches Stellglied, das als Dreipunkt-Schaltung (Neutral point clamped inverter) bekannt ist. An diesem sei beispielhaft die Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen an anderen - nicht der Grundschaltung "Halbbrücke" nach Fig. 1 entsprechenden - Schaltungen der Leistungselektronik erläutert:
Wie bereits erläutert, ist die Klemme (E₀) der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen jeweils mit dem Bezugspotential (M) zu verbinden, das für die erzeugten Hilfsspannungen (U₁₁) bzw. (U₁₂) gewünscht wird. Als nächster Schritt ist festzustellen, zwischen welchen Potentialen (U_max, U_min) das Bezugspotential (M) der betreffenden leistungselektronischen Schaltung variieren kann. Diese Grenzwerte (U_max > U_min) sind grundsätzlich bekannt oder von jedem durchschnittlichen Fachmann leicht zu ermitteln, wenn die Funktion der betreffenden leistungselektronischen Schaltung überhaupt bekannt ist oder analysiert wurde. Der passive Zweipol (31) ist sodann an einen Schaltungspunkt anzuschließen, dessen Potential größer (positiver) oder näherungsweise gleich (U_max) ist. Der passive Zweipol (32) ist hingegen an einen Schaltungspunkt anzuschließen, dessen Potential niedriger (negativer) oder näherungsweise gleich (U_min) ist. Dies sei im folgenden nochmals an Hand von bei Beispielen erläutert:
Für den steuerbaren elektronischen Schalter (43) in Fig. 15 variiert das Bezugspotental (M₄₃) zwischen dem Potential von (Z) ≈⁣ U_max und dem Potential von (N) ≈⁣ U_min. Entsprechend ist der Zweipol (31) an den Schaltungspunkt (Z) und der Zweipol (32) an den Schaltungspunkt (N) anzuschließen. Für den steuerbaren elektronischen Schalter (45) variiert das Bezugspotential (M₄₅) zwischen dem Potential von (P) ≈⁣ U_max und dem Potential von (N) ≈⁣ U_min. Entsprechend ist der Zweipol (31) an den Schaltungspunkt (P) und der Zweipol (32) an den Schaltungspunkt (N) anzuschließen. Sinngemäß ist mit jedem Bezugspotental in einer beliebigen Anwendungsschaltung zu verfahren. Fig. 15 shows a power electronic actuator, which is known as a three-point circuit (neutral point clamped inverter). The use of the circuit arrangements according to the invention on other power electronics circuits which do not correspond to the basic circuit "half-bridge" according to FIG. 1 is explained by way of example:
As already explained, the terminal (E ₀ ) of the circuit arrangements according to the invention is to be connected to the reference potential (M) which is desired for the auxiliary voltages (U ₁₁ ) or (U ₁₂ ) generated. The next step is to determine between which potentials (U _max , U _min ) the reference potential (M) of the power electronics circuit concerned can vary. These limit values (U _max > U _min ) are known in principle or can be easily determined by any average person skilled in the art if the function of the power electronics circuit in question is known at all or has been analyzed. The passive two-pole ( 31 ) must then be connected to a circuit point whose potential is greater (more positive) or approximately the same (U _max ). The passive two-pole ( 32 ), however, is to be connected to a circuit point whose potential is lower (more negative) or approximately the same (U _min ). This is explained again below using examples:
For the controllable electronic switch ( 43 ) in FIG. 15, the reference potential (M ₄₃ ) varies between the potential of (Z) ≈⁣ U _max and the potential of (N) ≈⁣ U _min . The two-pole connector ( 31 ) must be connected accordingly to the switching point (Z) and the two-pole connector ( 32 ) to the switching point (N). For the controllable electronic switch ( 45 ), the reference potential (M ₄₅ ) varies between the potential of (P) ≈⁣ U _max and the potential of (N) ≈⁣ U _min . The two-pole connector ( 31 ) must be connected accordingly to the switching point (P) and the two-pole connector ( 32 ) to the switching point (N). The same principle applies to any reference potential in any application circuit.

In seltenen Anwendungsfällen besteht die Forderung, die Hilfsenergie beim Aufladen des leistungsseitigen Kondensators (9) möglichst frühzeitig zur Verfügung zu haben; d. h.: beim ersten Anlauf (aus U_PN = 0) bei sehr kleinen Spannungen (U_PN). Fig. 16 zeigt eine Zusatzschaltung, die dies ermöglicht. Zu diesem Zweck kann der Kondensator (9) in zwei Teilkondensatoren, einen i. a. größeren (9.1) und einen kleineren Teilkondensator (9.2) aufgeteilt werden. Es fließt dann während der ersten Aufladung ein Ladestrom durch (9.2), der über den Anschluß (C) in die Klemme (D₁) oder (D₁₀) einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung eingespeist werden kann. Dieser Ladevorgang kann nach Erreichen einer genügend hohen Hilfsspannung durch das Einschalten des steuerbaren elektronischen Schalters (41) abgebrochen werden. In rare applications, there is a requirement to have the auxiliary energy available as soon as possible when charging the power-side capacitor ( 9 ); ie: the first time (from U _PN = 0) at very low voltages (U _PN ). Fig. 16 shows an additional circuit that makes this possible. For this purpose, the capacitor ( 9 ) can be divided into two partial capacitors, a generally larger ( 9.1 ) and a smaller partial capacitor ( 9.2 ). During the first charging, a charging current then flows through ( 9.2 ), which can be fed via the connection (C) into the terminal (D ₁ ) or (D ₁₀ ) of a circuit arrangement according to the invention. After a sufficiently high auxiliary voltage has been reached, this charging process can be interrupted by switching on the controllable electronic switch ( 41 ).

Claims

1. Circuit arrangements for supplying logging situations and gate drivers, the on - between a positive threshold value (U _P) and a negative limit value (U _N) - are variable reference potential (M), characterized in the power unit of power converters of the other electronic devices in that the auxiliary voltages required to feed the above-mentioned arrangements are generated with three poles ( 200 or 201 or 202 ), one terminal (E ₀ ) of which is connected to the variable reference potential (M) and the remaining terminals (D ₁ ) or (D ₂ ) can be fed with a current (i ₁ ) or (i ₂ ) impressed by external elements.

2. Circuit arrangements according to claim 1, characterized in that the external elements as passive impedances ( 31 ) or ( 32 ) - preferably ohmic resistors - are executed, of which the former ( 31 ) at a circuit point, the potential of which is more positive than or approximately the same is the positive limit value (U _P ) and the latter ( 32 ) are connected to a circuit point whose potential is more negative than or approximately equal to the negative limit value (U _N ).

3. Circuit arrangements and claim 1 or 2, characterized in that the impressed currents (i ₁ ) or (i ₂ ) for the terminals (D ₁ ) and (D ₂ ) of the tripole ( 200 or 201 or 202 ) by an upstream Five-pole ( 300 or 301 or 302 ) are generated, which causes a controllable current increase.