DE10112812A1 - Verfahren zum Übertragen digitaler Signale auf Grundlage eines modulierten Bitstroms - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Übertragen digitaler Signale über ein Übertragungsmedium, bei dem senderseitig ein Bitstrom gemäß der CAP-Modulation (CAP steht für Carrierless Amplitude Phase Modulation) moduliert und empfangsseitig demoduliert wird. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass der Bitstrom senderseitig auf n parallele Symbolfolgen abgebildet wird, die jeweils einer Modulation entsprechend n Subbändern unterworfen, in einen zu sendenden modulierten Bitstrom addiert und parallel gesendet und empfangen werden, und dass der empfangene modulierte Bitstrom invers zur Modulation demoduliert wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Übertragen digitaler Signale über ein Übertragungsmedium, bei dem senderseitig ein Bitstrom gemäß der CAP-Modulation (CAP steht für Carrierless Amplitude Phase Modulation) moduliert und empfangsseitig de­ moduliert wird.

Bei der Übertragung von digitalen Nachrichten bzw. Daten über ein Übertragungsmedium, das auch als Kanal bezeichnet wird, werden im Sender einer Bitsequenz bzw. einem Bitstrom über eine umkehrbar eindeutige funktionale Zuordnung ein oder auch mehrere Zeichen zugeordnet, die im folgenden auch als Symbol bezeichnet sind. Das Symbol bzw. eine aus mehreren aufeinan­ derfolgenden Symbolen aufgebaute Symbolsequenz wird auf einen für das Symbol bzw. die Symbolsequenz charakterisierenden Signalverlauf abgebildet. Diese Abbildung, welche der Bit­ sequenz einen bestimmten Signalverlauf zuordnet, wird vor­ liegend als Modulation bezeichnet. Die Umkehrung dieser Ab­ bildung im Empfänger, d. h., die Zuordnung einer Bitsequenz bzw. eines Bitstroms zu dem empfangenen Signalverlauf, wird deshalb vorliegend als Demodulation bezeichnet.

Als Beispiel für eine derartige Modulation bzw. Demodulation ist die Quadratur-Amplituden-Modulation bzw. -Demodulation (QAM) zu nennen, aus deren Bandpassdarstellung sich die so­ genannte trägerlose Amplitudenmodulation bzw. Carrierless Amplitude Modulation (CAP) ableiten lässt, die eine besonders aufwandsgünstige Implementierung erlaubt. Diese CAP-Modula­ tion bildet Grundlage des eingangs genannten Verfahrens.

Die Übertragungseigenschaften des Übertragungsmediums bzw. -kanals sind allgemein von den spektralen Eigenschaften des Sendesignals abhängig, wie beispielsweise der Bandbreite und der Bandmittenfrequenz. Der Kanal wird deshalb auch als fre­ quenzselektiv bezeichnet. Zur Optimierung der Übertragung von digitalen Signalen über den Kanal setzen deshalb moderne Mul­ tiband-Übertragungsverfahren anstelle von Einband-Über­ tragungsverfahren, wie etwa dem herkömmlichen CAP-Über­ tragungsverfahren, mehrere Übertragungsbänder ein, die sich den Erfordernissen des jeweiligen Teilkanals anpassen. Zu diesen Multiband-Übertragungsverfahren gehören beispielsweise die "Discrete Multi Tone" (DMT)- und die "Orthogonal Frequen­ cy Division Multiplex" (OFDM)-Technik. Diese bekannten Tech­ niken sind sehr aufwendig. Es besteht deshalb Bedarf an einem Multiband-Übertragungsverfahren, das mit deutlich weniger Aufwand realisiert werden kann, jedoch ähnlich gute Er­ gebnisse wie beispielsweise die DMT-Technik oder vergleich­ bare Techniken besitzt.

Im folgenden wird das eingangs genannte Verfahren anhand ei­ ner Punkt-zu-Punkt-Verbindung erläutert. Das in Rede stehen­ de Verfahren lässt sich jedoch auch zu einer Vielfach- Zugriffstechnik (Multiple Access) erweitern.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, das eingangs genannte Verfahren als Multiband-Übertragungs­ verfahren zu gestalten, das mit relativ geringem Aufwand rea­ lisiert werden kann und zumindest ähnlich gute Ergebnisse wie die bekannten Multiband-Übertragungsverfahren gewährleistet.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1. Eine vorteilhafte Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens ist im Anspruch 10 genannt. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Demnach schafft die vorliegende Erfindung ein Multiband-Über­ tragungsverfahren in Gestalt einer Multiband-CAP, im folgen­ den auch MCAP genannt.

Im Einzelnen sieht das erfindungsgemäße Verfahren vor, dass der Bitstrom senderseitig auf n Symbolfolgen abgebildet wird, die in n CAP-Modulationsstufen jeweils einer Modulation ent­ sprechend n Subbändern unterworfen, in einen zu sendenden mo­ dulierten Bitstrom addiert und gesendet und empfangen werden, und dass der empfangene modulierte Bitstrom invers zur Modu­ lation demoduliert wird.

Die Abbildung des eingangsseitigen Bitstroms auf die Symbol­ folgen kann entweder parallel oder seriell erfolgen.

Die erfindungsgemäße Vorrichtungsdurchführung des erfindungs­ gemäßen MCAP-Verfahrens sieht demnach vor, dass der Modulator n CAP-Modulationsstufen enthält, denen ein vom eingangs­ seitigen Bitstrom beaufschlagter Bit/Symbol-Mapper vorge­ schaltet und ein Addierer nachgeschaltet ist, und dass der Demodulator invers zum Modulator aufgebaut ist.

Entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren sind die CAP- Modulationsstufen entweder parallel oder seriell angeordnet. Im Fall ihrer seriellen Anordnung enthalten die Modulations­ stufen über Multiplizierer verknüpfte Schieberegister.

Die durch Addition gewonnenen Abtastwerte des Summenbandpass­ signals werden vorteilhafterweise über Digital-Analog-Wandler in ihr analoges Äquivalent umgesetzt. Das gewonnene Bandpasssignal wird, falls notwendig, bevorzugt über Mischer in ein geeignetes Übertragungsband gehoben.

Um die durch den genutzten Kanal bedingte ISI (ISI steht für Inter Symbol Interference) zu vermeiden, besteht die Option eine Guard Time einzufügen.

Neben der Frequenzselektivität des Übertragungskanals liegt in manchen Kanälen, insbesondere auf dem Gebiet der Mobil­ funktechnik, auch eine Zeitvarianz vor. Die Lage der für die Übertragung günstigen Frequenzbänder variiert dabei als Funk­ tion der Zeit. Bei Übertragungsverfahren, die dazu ausgelegt sind, ihre Bandmittenfrequenz den aktuellen Übertragungs­ eigenschaften des Kanals anzupassen, spricht man von Frequen­ cy Hopping. Um Datenverlust bei einem harten Umschalten der Trägerfrequenz möglichst zu vermeiden, bzw. um den Kanal mög­ lichst gut adaptieren zu können, sollte jeder Trägerwechsel möglichst nahtlos bzw. seamless erfolgen. Datenverlust beim Trägerwechsel kann durch den Aufbau eines zweiten physikali­ schen Kanals während des Trägerwechsels begegnet werden. Ein derartiges Vorgehen reduziert jedoch zum einen die Übertra­ gungskapazität des Gesamtsystems und schränkt zum anderen aufgrund erhöhten Zeitaufwands für den Aufbau des zweiten Trägers die Adaptionsfähigkeit auf den Kanal ein.

Bei dem erfindungsgemäßen MCAP-Verfahren sind grundsätzlich zwei Varianten möglich:
Gemäß der ersten Variante ist vorgesehen, dass zur Anpassung der Bandmittenfrequenz und der Bandbreite des einzelnen Sub­ bands (Fast Frequency Hopping) der der bisherigen Bandmitten­ frequenz und Bandbreite zugeordnete Parametersatz durch den­ jenigen für die neue Bandmittenfrequenz und Bandbreite ersetzt wird. Eine gewisse Problematik bei dieser Variante be­ steht darin, dass der FIR-Filter im Kophasal- bzw. Quadratur­ zweig erst einschwingen muss, woraus eine gewisse Verzögerung resultiert. Dies kann durch die im folgenden ausgeführte zweite Variante kompensiert werden.

Gemäß der zweiten Variante ist vorgesehen, dass zur Anpassung der Bandmittenfreguenz des Trägers m (m ≦ n) bei der Signal­ übertragung an die aktuellen Übertragungseigenschaften des Kanals (Fast Frequency Hopping) ein virtueller Träger aufge­ baut wird, indem ein zweiter (CAP-)Kanal sowohl sende- als auch empfangsseitig mit dem zur neuen Bandmittenfrequenz ge­ hörigen Parametersatz bereitgestellt wird. Die Synchronisa­ tion von Sender und Empfänger erfolgt vorteilhafterweise über den noch bestehenden Träger des noch aktiven Kanals. Nach Aufbau des virtuellen Trägers ist es möglich, nahtlos zwi­ schen der bisherigen und der neuen Bandmittenfrequenz um­ zuschalten. Hierdurch kann unter Verwendung von lediglich ei­ nem physikalischen Träger auf dem Kanal ein "Seamless Hop­ ping" mit dem erfindungsgemäßen MCAP-Verfahren realisiert werden.

Die mit dem erfindungsgemäßen MCAP-Verfahren erzielbaren Vor­ teile sind nachfolgend zusammengefasst:
Die Parametrisierbarkeit der Mehrzahl von CAP-Modulatoren und -Demodulatoren ist mit relativ geringem Aufwand realisierbar. Es ist lediglich ein Austausch der Filterkoeffizienten, bei­ spielsweise über einen Software-Download, notwendig, um die Bandmittenfreguenz der einzelnen Subbänder, die Bandbreite der einzelnen Subbänder sowie die zugehörige Baudrate, die Sendeleistung, und die Shapingfilter zu modifizieren. Dabei können in den einzelnen Subbändern sowohl unterschiedliche Baudraten als auch Shapingfilter zum Einsatz kommen. Die Mo­ difikation der Konfiguration eines MCAP-Subbands führt dabei zu keinerlei Beeinflussung der anderen Subbänder des Systems.

Das erfindungsgemäße MCAP-Verfahren zeichnet sich durch eine hohe Bandbreiteneffizienz aus, da bei Einsatz digital- orthongonaler Shapingfilter keinerlei Bandbreitenverlust bei der Separation der einzelnen Subbänder entsteht.

Das MCAP-Übertragungsverfahren ist in der Lage, die Band­ mittenfrequenz aller N MCAP-Subbänder den aktuellen Über­ tragungseigenschaften des Kanals durch Frequenz-Hopping anzu­ passen.

Das erfindungsgemäße MCAP-Verfahren ist zu anderen Modula­ tionsverfahren kompatibel und insbesondere besteht vollstän­ dige Kompatibilität zu dem bereits standardisierten Einband- CAP-Übertragungsverfahren. Darüber hinaus besteht volle Kom­ patibilität zu den klassischen Einträgerverfahren, falls die Baudrate und die Bandmittenfrequenz des korrespondierenden Subbands ein ganzzahliges Verhältnis zueinander haben. Außer­ dem kann das erfindungsgemäße MCAP-Verfahren in einem soge­ nannten Basisband-Übertragungsverfahren eingesetzt werden, wie dem sogenannten 2BQ1-Verfahren, das in erster Linie in der Zweidrahtübertragungstechnik eingesetzt wird. Für die Be­ rechnung der Koeffizienten des entsprechenden Übertragungs­ bands wird hierbei die Bandmittenfrequenz auf 0 Hz gesetzt. Schließlich besteht Kompatibilität zu anderen herkömmlichen Mehrträgerverfahren, wie dem eingangs genannten DMT- und dem OFDM-Verfahren.

Das erfindungsgemäße CAP-Verfahren erfordert hinsichtlich Mo­ dulation und Demodulation einen geringen Implementierungsaufwand, weil das MCAP-Verfahren eine Bandpassmodulation be­ schreibt. D. h., der zu sendende digitale Datenstrom wird un­ mittelbar, nämlich ohne Definition eines Basisbandsignals in ein Bandpasssignal überführt. Es ist lediglich zu berück­ sichtigen, dass das Abtasttheorem eine hohe Abtastrate erfor­ dert, die größer oder gleich der doppelten maximalen Band­ breite des MCAP-Systems sein muss.

Schließlich hat das erfindungsgemäße MCAP-Verfahren dieselbe Leistungsfähigkeit wie herkömmliche Einträgerverfahren und Mehrträgerverfahren. Im Gegensatz zu den klassischen Ein­ trägerverfahren verwendet MCAP mehrere Subbänder, die eine bessere Adaption an den Kanal erlauben. Bei Verwendung digi­ tal-orthogonaler Shapingfilter entfällt zudem Bandbreiten­ verlust, der durch den klassischen FDM-Ansatz (FDM steht für Frequency Division Multiplex) bei der Separation der einzel­ nen Bänder anfällt. Das MCAP-Verfahren arbeitet deshalb min­ destens genauso effizient wie das klassische Einträger­ verfahren. Dasselbe gilt grundsätzlich im Vergleich zu her­ kömmlichen Mehrträgerverfahren, wie beispielsweise dem DMT- Verfahren, denen das MCAP-Verfahren den Vorteil voraus hat, dass dieses mit einer wesentlich geringeren Anzahl an Sub­ bändern auskommt, um vergleichbare Leistung zu erzielen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung beispiel­ haft näher erläutert; in dieser zeigen:

Fig. 1 schematisch die Parallelstruktur des Senders bzw. Mo­ dulators der erfindungsgemäßen MCAP,

Fig. 2 schematisch die Parallelstruktur des Empfängers bzw. des Demodulators der erfindungsgemäßen MCAP,

Fig. 3 ein Diagramm der analogen Orthogonalität der Quadra­ turfilter der MCAP,

Fig. 4 die digitale Orthogonalität der Quadraturfilter der MCAP,

Fig. 5 eine detailliertere Darstellung einer Ausführungsform des Modulators von Fig. 1,

Fig. 6 eine detailliertere Darstellung einer Ausführungsform des Demodulators von Fig. 2,

Fig. 7 schematisch eine Variante eines Kophasalfilters eines einzelnen CAP des MCAP,

Fig. 8 schematisch eine andere Variante eines Kophasal­ filters eines einzelnen CAP des MCAP und

Fig. 9 in Diagrammform einen Vergleich zwischen dem herkömm­ lichen DMT-Verfahren als Beispiel für ein Multiband- Übertragungsverfahren und dem erfindungsgemäßen MCAP- Verfahren.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen MCAP- Modulators bzw. -Senders. Ein einlaufender Bitstrom, allge­ mein mit der Bezugsziffer 10 bezeichnet und durch einen Pfeil verdeutlicht, wird in einen Mapper 11 eingespeist. In dem Mapper 11 wird der Bitstrom auf n Symbolfolgen abgebildet, denen ihrerseits jeweils durch n parallele CAP-Modulations­ stufen CAP1, CAP2, CAP3, . . . CAPn ein Bandpasssignal zugeord­ net wird. Die derart zugeordneten Bandpasssignale werden in einem den CAP-Modulationsstufen nachgeschalteten Addierer 12 überlagert. Die derart erhaltenen Abtastwerte des Summen- Bandpasssignals werden über einen nicht-gezeigten D/A-Wandler direkt in ein analoges Bandpasssignal umgesetzt oder alterna­ tiv digital weiterverarbeitet.

Es wird darauf hingewiesen, dass für die Abtastrate des ge­ wonnenen Summen-Bandpasssignals das Abtasttheorem zumindest näherungsweise erfüllt sein muss.

Zur Reduktion des Aufwands für die D/A-Umsetzung bzw. A/D-Um­ setzung kann das gewonnene Bandpasssignal über ebenfalls nicht gezeigte Mischer in ein geeignetes Übertragungsband ge­ hoben werden.

Die Filterfunktion für den n-ten Kophasalzweig pn(i) ergibt sich hierbei zu

bzw. bei rein realwertiger Basisband-Shaping-Funktion q_n(i) zu:

Entsprechend gilt für die Quadratur-Komponente q_n(i):

bzw. bei rein realwertiger Basisband-Shaping Funktion g_n(i)

wobei die folgenden Vereinbarungen gelten:
n: n-tes CAP-Teilsystem; 1 ≦ n ≦ N
p_n(i): Kophasalfilter des n-ten CAP-Teilsystems
q_n(i): Quadratur-Filter des n-ten CAP-Teilsystems
g_n(i): Basisbandäquivalent des Shaping-Filters des n-ten Teilsystems; um Inter Symbol Inter­ ferencen zu vermeiden, werden üblicherweise Filterfunktionen eingesetzt, die den Nyquist-Bedingungen genügen.
f_c,n: Trägerfrequenz des n-ten Teilsystems
f_s: Sample Rate des Summenbandpasssignals

Ein Sonderfall liegt vor, wenn der n-te Träger f_C,n als ganz­ zahliges Vielfaches der zugehörigen Baudrate f_B,n dargestellt werden kann. In diesem Fall ist die CAP-Modulation für den n- ten Träger identisch gleich der eingangs genannten QAM-Modu­ lation.

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild eines MCAP-Demodulators. Bei dieser Blockbilddarstellung wurden aus Gründen der Übersicht­ lichkeit optional verwendete Entzerrer bzw. die erforderliche Synchronisation nicht berücksichtigt. Bei dem Entzerrer kann es sich sowohl um einen Bandpass handeln wie um einen Basis­ bandentzerrer. Im übrigen ist der in Fig. 2 gezeigte Demodu­ lator das inverse Abbild des Modulators von Fig. 1 mit n pa­ rallel zueinander eingangsseitig angeordneten CAP-Modula­ tionsstufen CAP1, CAP2, CAP3, . . . CAPn, die mit den Abtast­ werten des Bandpasssignals des Modulators von Fig. 1 be­ schickt werden, und denen ein Parallel/Seriell-Umsetzer in Gestalt eines Symbol-Bit-Mappers 13 nachgeschaltet ist, der einen seriellen Bitstrom 14 entsprechend dem Bitstrom 10 am Eingang des Blockschaltbilds von Fig. 1 ausgibt.

Für die Kophasal- bzw. Quadraturfilter gilt folgende For­ derung: Zugunsten der Separier- und der Teilsysteme ist zwin­ gend, dass die Quadratur- bzw. Kophasalfilter zumindest nähe­ rungsweise ein orthogonales System bilden. Die Verletzung dieser Forderung würde zu einer Beeinträchtigung des Systems führen. Es sind zwei Varianten möglich, die beispielhaft schematisch in Fig. 3 und 4 gezeigt sind. In Fig. 3 und 4 sind als Funktion der Frequenz mögliche Verläufe der Ein­ hüllenden der Übertragungsfunktion eines einzelnen CAP- Kophasal bzw. CAP-Quadraturfilters bzw. deren Abtastwerte ge­ zeigt, die der Einfachheit halber als rein reellwertig ange­ nommen wurden.

Wie aus Fig. 3 hervorgeht, die die analoge Orthogonalität zeigt, sind die analogen und damit die digitalen Frequenz­ bereiche beider Teilsysteme zumindest näherungsweise dis­ junkt. Für eine hohe Bandbreiteneffizienz, d. h. zugunsten scharfer Filterflanken, müssen Filter hoher Ordnung reali­ siert werden, was zwar grundsätzlich möglich, jedoch mit ho­ hen Filterlängen verbunden ist, die bezüglich Gruppenlauf­ verzerrungen problematisch sein können.

Fig. 4 zeigt die digitale Orthogonalität. Die analogen Spekt­ ren der Kophasal- bzw. Quadraturfilter verletzen die Orthogo­ nalitätsbedingung. Lediglich die Abtastwerte der Spektren ü­ berlappen sich nicht. Hierbei handelt es sich um das digitale Orthogonalitätskriterium. Diese "digitale" Separierung der Teilsysteme hat den Vorteil hoher Bandbreiteneffizienz bei vergleichsweise günstiger Kophasal- bzw. Quadraturfilterlänge im Vergleich zu der analogen Orthogonalität gemäß Fig. 3.

Es wird bemerkt, dass ähnlich wie bei der eingangs angeführ­ ten DMT-Technik auch bei der MCAP-Modulation, die durch den jeweiligen Kanal bedingte ISI (ISI steht für Inter Symbol In­ terference) durch die Verwendung einer Guard Time vermieden werden kann.

Fig. 5 zeigt eine Implementierung des erfindungsgemäßen MCAP- Modulators, die relativ geringen Aufwand bedingt.

Die in Fig. 5 gezeigte Implementation eines erfindungsgemäßen MCAP-Modulators unterscheidet sich von der in Fig. 1 gezeig­ ten Implementation mit streng paralleler Struktur des MCAP- Modulators (parallel angeordnete Einzel-CAP) durch einen ge­ ringeren Implementierungsaufwand aufgrund einer partiell se­ quentiellen Struktur. Grundidee bei dieser Implementation des MCAP-Modulators ist die Nutzung von Schieberegistern zur Rea­ lisierung der sequentiellen Struktur. Die Tiefe dieser Schie­ beregister entspricht der Anzahl n der CAP-Systeme von Fig. 1. Aufgrund der sequentiellen Struktur können bei der Imple­ mentation grundsätzlich erforderliche aufwendige Mul­ tiplizierer und Addierer mehrfach genutzt werden. Voraus­ setzung ist dabei jedoch eine um n erhöhte Taktrate.

Zwischen der reinen Parallelstruktur gemäß Fig. 1 und der Reinstruktur des Modulators gemäß Fig. 5 sind beliebige hyb­ ride Zwischenformen realisierbar, um einen optimalen Kom­ promiß zwischen Taktrate und Anzahl von CAP-Teilsystemen zu erzielen.

Im Einzelnen zeigt Fig. 5 einen MCAP-Modulator mit insgesamt 8 Schieberegistern 20-28, die über Multiplizierer 29-34 ver­ knüpft sind und die in den Gleichungen 1) bis 4) festgelegten Kophasal- und Quadraturfilter nachbilden. Ein Addierer 35 am Ausgang dieses Modulators hat dieselbe Funktion wie der Ad­ dierer 12 in Fig. 1. Dasselbe trifft auf den Mapper 36 zu, der am Eingang des Modulators angeordnet ist und dem Mapper 11 in Fig. 1 entspricht.

Ein nach demselben Konzept auf Grundlage von Schieberegistern aufgebauter Demodulator komplementär bzw. invers zu dem Modu­ lator von Fig. 5 ist in Fig. 6 gezeigt. Dieser Demodulator umfasst eingangsseitig einen Bandpassentzerrer 40, dem ein Sample-and-Hold-Schaltkreis 41 nachgeschaltet ist. Ausgangs­ seitig umfasst der Demodulator von Fig. 6 einen Synchronisa­ tionsschaltkreis 42, dem ein Basisbandentzerrer 43 nachge­ schaltet ist, auf welchen ein Symbol-Bit-Mapper 44 ent­ sprechend dem Mapper 13 von Fig. 2 folgt. Der eigentliche MCAP-Schaltkreis, der mittels Schieberregister realisiert ist, umfasst zehn Schieberegister zur Durchführung der inver­ sen Funktionen wie die Schieberegister im Demodulator von Fig. 5. Diese Schieberegister sind über Multiplizierer 54- 58 verknüpft.

Die Anzahl der vom i-ten Teilsystem des MCAP-Modulators gemäß Fig. 5 gelieferten Signalform ist bei einem auf M Werte be­ grenzten Symbolvorrat M. Durch Abspeichern der zum jeweiligen Symbol gehörenden Signalfolge am Ausgang des Kophasal- bzw. Quadraturfilters kann im Modulator die aufwendig Multiplika­ tion gänzlich entfallen. Dieses Prinzip ist in Fig. 7 und 8 lediglich für den Kophasalfilter eines CAP-Teilsystems bei­ spielhaft näher gezeigt.

Fig. 7 und 8 zeigen demnach eine Realisierung des MCAP-Modu­ lator-Kophasalfilters mit Hilfe von Look-Up-Tabellen. Diese Tabellen gestatten eine Realisierung des MCAP-Modulators mit geringem Aufwand, insbesondere die Realisierung dieses Modu­ lators ohne Einsatz aufwendiger Multiplizierglieder. Die in Fig. 7 und 8 gezeigten Ausführungsformen von Modulatoren auf Grundlage von Look-Up-Tabellen beschränken sich auf das Kophasalfilter des Transmitters des i-ten Teilsystems. Der Quadraturfilter ist aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt.

Wie in Fig. 7 gezeigt, bildet der Transmitter-Kophasalfilter den Realteil des Sendesymbols auf einen charakteristischen Signalverlauf ab. Bei einer Anzahl von M möglichen Variatio­ nen des Symbolrealteils ergeben sich M unterschiedliche mög­ liche Signalverläufe, die sogenannten Grundpulse, die aus der Gewichtung einer Shapingfilter-Funktion mit dem Symbol resul­ tierende. Diese M Grundpulse werden in M Registern, deren Größe der Shapingfilterlänge entspricht, abgelegt. Die Tabel­ le aus den M Registern wird als Look-Up-Tabelle bezeichnet, da dem einlaufenden Symbolrealteil das entsprechende Register zugeordnet wird.

Üblicherweise ist die Symboldauer bzw. die Symbollänge kürzer als die Länge des Shapingfilters. Das Ausgangssignal des Kophasalfilters ergibt sich daher aus einer Überlagerung meh­ rerer, durch die Symbolwerte gewichteter Grundpulse. In dem Beispiel des Modulators gemäß Fig. 7 ist die Länge des Sha­ pingfilters größer als die doppelte Symbollänge. Das re­ sultierende Bandpasssignal des Kophasalanteils ergibt sich deshalb als Summensignal von drei jeweils um eine Symbollänge versetzten Grundpulsen. Diese Überlagerung ist in dem Bei­ spiel des Modulators von Fig. 7 durch drei Schieberegister realisiert, die einem Addierer zugeführt werden, an dessen Ausgangssignal das Bandpasssignal des Kophasalanteils vor­ liegt.

Eine weitere Ausführungsvariante des auf Look-Up-Tabellen ba­ sierenden Modulators ist in Fig. 8 gezeigt. Diese Variante des Modulators vermeidet sowohl den Einsatz von Multipli­ zierern als auch von Addierern im Gegensatz zu der Variante gemäß Fig. 7. Die Realisierung gemäß Fig. 8 basiert darauf, dass in der Look-Up-Tabelle nicht der zu einem Symbol ge­ hörige Grundpuls abgelegt wird, sondern der Signalverlauf in­ nerhalb einer Symboldauer, der sich aus einer Überlagerung der möglichen Symbolfolgen ergibt. Bei diesem Ausführungs­ beispiel werden sämtliche möglichen Additionen der überlager­ ten Symbolfolgen in einer erweiterten Look-Up-Tabelle bereit­ gehalten. Für das in Fig. 8 gezeigte Beispiel ergibt sich der Signalverlauf einer Symboldauer aus der Überlagerung von Grundpulsen. Das heißt, eine Symbolsequenz . .-ab-c-d-e-f-g-. . wird auf einen Signalverlauf abgebildet, der sich aus den Signalteilverläufen F(a-b-c), F(b-c-d), F(c-d-e) usw. ergibt. Hierbei entspricht F dem Inhalt der zur jeweiligen Symbol­ sequenz korrespondierenden Zeile der Look-Up-Tabelle.

Wie bereits einleitend zum erfindungsgemäßen MCAP-Verfahren ausgeführt, ist die Leistungsfähigkeit dieses Verfahrens min­ destens genauso effizient, wie die des klassischen Ver­ fahrens. Um dies zu verdeutlichen, zeigt Fig. 9 einen Ver­ gleich zwischen dem herkömmlichen DMT- und dem erfindungs­ gemäßen MCAP-Verfahren.

Auf der Y-Achse des Diagramms von Fig. 9 ist das Signal/- Rauschverhältnis und auf der X-Achse ist die Frequenz aufge­ tragen. MCAP ist beispielhaft durch 3 Träger wiedergegeben, während DMT beispielhaft durch 14 Träger wiedergegeben ist.

Aus Fig. 9 geht hervor, dass bei effizienter Einteilung der Subbänder sowie Verwendung digital orthonaler Shapingfilter die Leistungsfähigkeit des herkömmlichen DMT-Mehrträger­ verfahrens durch das erfindungsgemäße MCAP-Mehrträgerverfah­ ren erreichbar ist. Im Gegensatz zu dem herkömmlichen Ver­ fahren erbringt das MCAP-Verfahren diese Leistung jedoch auf Grundlage einer wesentlich geringeren Anzahl von Subbändern. So benötigt der auf dem DMT-Verfahren beruhende ADSL-Standard (Asymmetrical Bitrate Digital Subscriber Line) beispielsweise bis zu 512 Subbänder, während das erfindungsgemäße MCAP-Ver­ fahren typischerweise dieselbe Leistung bei deutlich redu­ zierter Anzahl aktiver Subbänder erbringt. Dies wirkt sich günstig auf den Implementierungsaufwand ebenso wie auf die Initialisierung und den Betrieb des Verfahrens aus, die mit reduziertem Aufwand ablaufen können. Ein weiterer Vorteil ge­ genüber einem auf der DMT-Technik basierenden Übertragungs­ system ist der stark reduzierte Signalisierungsaufwand für die optimale Einstellung der, im Falle von MCAP deutlich ge­ ringeren Anzahl, einzelnen Subbänder.

Claims (16)

1. Verfahren zum Übertragen digitaler Signale über ein Ü­ bertragungsmedium, bei dem senderseitig ein Bitstrom gemäß der CAP-Modulation (CAP steht für Carrierless Amplitude Phase Modulation) moduliert und empfangsseitig demoduliert wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Bitstrom senderseitig auf n Symbolfolgen abgebildet wird, die in n CAP-Modulationsstufen jeweils einer Modulation entsprechend n Subbändern unterworfen, in einen zu sendenden modulierten Bitstrom addiert und gesendet und empfangen wer­ den, und dass der empfangene modulierte Bitstrom invers zur Modulation demoduliert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Bitstrom auf n parallele Symbolfolgen abgebildet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Bitstrom auf n serielle Symbolfolgen abgebildet wird.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die durch Addition gewonnenen Abtastwerte des Summen­ bandpasssignals in ein analoges oder digitales Bandpasssignal umgesetzt werden.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Bandpasssignal über Mischer in ein bevorzugtes Über­ tragungsband gehoben wird.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass zur Unterdrückung der durch den Kanal bedingten ISI (ISI steht für Inter Symbol Interference) die Modulation mit einer Guard Time erfolgt.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Anpassung der Bandmittenfrequenz der einzelnen m (m ≦ n) Subbänder bei der Signalübertragung an die aktuellen Ü­ bertragungseigenschaften des Kanals (Fast Frequency Hopping) der der bisherigen Bandmittenfrequenz der einzelnen m aktiven Subbänder zugeordnete Parametersatz durch denjenigen für die neue Bandmittenfreguenz zugeordnet wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Anpassung der Bandmittenfrequenz des einzelnen Sub­ trägers bei der Signalübertragung an die aktuellen Übertra­ gungseigenschaften des Kanals (Fast Frequency Hopping) ein virtueller Träger aufgebaut wird, indem ein zweiter (CAP- )Kanal sowohl sende- als auch empfangsseitig mit dem zur neu­ en Bandmittenfrequenz gehörigen Parametersatz bereitgestellt wird.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Synchronisation von Sender und Empfänger des zweiten Kanals vor dem Umschalten auf diesen über den noch bestehen­ den Träger des noch aktiven Kanals erfolgt.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeich­ net durch individuelle Anpassung der Bandbreite und/oder der Bandmittenfrequenz und/oder des Modulationsverfahrens des je­ weiligen Subträgers.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, gekenn­ zeichnet durch individuelle Anpassung der Bandbreite und/oder der Trägerfrequenz und/oder des Modulationsverfahrens des je­ weiligen Subträgers.

12. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator n CAP-Modulationsstufen (CAP1, CAP2, CAP3, . . ., CAPn; 20 bis 34) enthält, denen ein vom eingangsseitigen Bitstrom beaufschlagter Bit/Symbol-Mapper vorgeschaltet und ein Addierer (12) nachgeschaltet ist, und dass der Demodula­ tor invers zum Modulator aufgebaut ist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die n CAP-Modulationsstufen (CAP1, CAP2, CAP3, . . ., CAPn) parallel angeordnet sind.

14. Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die n CAP-Modulationsstufen (20 bis 34) seriell angeord­ net sind und über Multiplizierer (29 bis 34) verknüpfte Schiebregister (20 bis 28) enthalten.

15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, gekenn­ zeichnet durch Ausgestaltung des CAP-Kophasal- bzw. CAP- Quadraturfilters des MCAP-Demodulators als digitales orthogo­ nales System.

16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, gekenn­ zeichnet, dass der MCAP-Modulator mit Hilfe von Look-Up- Tabellen realisiert ist.