DE10100946A1 - Gleichstromsteller als Vorschaltgerät zur Überbrückung von Spannungsunterschieden zwischen einer Nennspannung einer Spannungsquelle und einer Nennspannung eines Verbrauchers mit regelbarer Ausgangsleistung des Gleichstromzwischenkreises - Google Patents

Abstract

Das Wirkungsprinzip des Gleichstromstellers als Hochsetzsteller zur Erhöhung der Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung einer Spannungsquelle wird in der vorliegenden "Erfindung" benutzt. Die halbsinusförmige Eingangsgleichspannung wird geliefert von einem mit Wechselspannung gespeisten Brückengleichrichter. Besonderheit der Schaltung ist, dass zwei parallel angeordnete Ladezweige im Gegentakt den Ladekondensator nachspeisen. In jedem Ladezweig verhindert eine Diode eine Rückschwingung der Energie des Kondensators in die Ladeinduktivitäten. Die regelbare Ausgangsspannung wird erhöht, indem in sehr schnellen Schalthandlungen in einer dem Wirkungsprinzip des Gleichstromstellers als Hochsetzsteller verwendeten Schaltung zwei Ladeinduktivitäten im Gegentakt über Transistorschalter geladen und entladen werden. Ein Steuerteil mit einstellbarem Puls-Pausen V-Verhältnis des Steuersignals mit einer Taktfrequenz von 16 bis 20 kHz schaltet die Transistorschalter im Gegentakt. Durch diese geführte Modulation des Ladens von elektrischer Energie in zwei Speicherinduktivitäten und anschließendem Umspeicherns der magnetischen Energie in einen Ladekondensator, an den ein Verbraucher angeschlossen ist, wird eine regelbare Ausgangsspannung in dem Ladekondensator erreicht. Der Mittelwert der resultierenden Gleichspannung am Ladekondensator entspricht dem Effektivwert der Wechselspannung, mit der ein angeschlossener Verbraucher betieben werden kann. Die Ausgangsspannung folgt der ...

Description

Die Erfindung betrifft einen Gleichstromsteller als Vorschaltgerät zur Überbrückung von Spannungsunterschieden zwischen einer Nennspannung einer Spannungsquelle und einer Nennspannung eines Verbrauchers mit regelbarer Ausgangsleistung eines Gleichstromzwischenkreises mit einer nachgeschalteten getakteten Ladeinduktivität, einem der Ladeinduktivität nachgeordneten Halbleiterschaltelement, durch welches sich die Ladeinduktivität takten lässt, Ansteuermittel zur Ansteuerung des Halbleiterschaltelements sowie einer in einem zwischen Induktivität und Halbleiterschaltelement abgehenden Zweig angeordneten vorwärts gerichteten Diode, über welche der Gleichstromzwischenkreis, der eine Ausgangskapazität umfasst, speisbar ist.

Stand der Technik

Gleichstromsteller der einleitend bezeichneten Art sind in verschiedensten Ausführungsformen bekannt geworden.

Allen Ausführungsformen liegt das Prinzip zugrunde, dass Energie in eine Ladeinduktivität bei einem geschlossenen Schaltelement eingespeichert und bei geöffnetem Schaltelement an einen Ladekondensator abgegeben wird. Eine Diode verhindert beim Einspeichern von Energie in die Ladeinduktivität ein Rückschwingen von Energie aus dem Ladekondensator in die Ladeinduktivität. Die Spannung am Kondensator dient als Ausgangsspannung und ergibt sich aus der im Kondensator eingespeicherten Energie.

Dieses bekannte Schaltungsprinzip eines Gleichstromstellers ist aus der Literatur in Form eines Hochsetzstellers für Bremsschaltungen von Gleichstrommaschinen bekannt. Das Schaltungsprinzip wird dabei zur Erzeugung einer gegenüber einer Eingangsspannung erhöhten Ausgangsspannung einer Spannungsquelle benutzt. Als Schaltelement wird z. B. ein Leistungstransistor oder ein Thyristor verwendet, durch deren periodisches Ein- und Ausschalten die Ladeinduktivität getaktet wird.

Aus der Offenlegungsschrift DE 198 32 580 A1, die ebenfalls auf die Anmelder der vorliegenden Patentanmeldung zurückgeht, wird ein Gleichstromsteller offenbart, bei welchem die Ausgangsspannung der Eingangsspannung mit einem Proportionalitätsfaktor von 1 bis 2 im Wesentlichen ohne Phasenverschiebung folgt. Hierdurch kann gewährleistet werden, dass das Stromnetz vorwiegend nur mit Wirkleistung belastet wird.

Aufgabe und Vorteile der vorliegenden Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichstromsteller der einleitend bezeichneten Art bereitzustellen, der insbesondere bei einem Netzbetrieb mit vorgeschaltetem Gleichrichter das Netz mit vergleichsweise geringeren Oberwellenstörungen belastet und für eine möglichst sinusförmige Netzstromentnahme sorgt.

Ausgehend von einem Gleichstromsteller der einleitend bezeichneten Art wird die Aufgabe dadurch gelöst, dass eine zweite getaktete Ladeinduktivität und ein zweites Halbleiterschaltelement mit Ansteuermittel sowie eine zweite in einem zwischen Induktivität und Halbleiterschaltelement abgehenden Schaltungszweig angeordnete vorwärts gerichtete Diode, über welche die Ausgangskapazität versorgt wird, vorgesehen sind, wobei die Anordnungen, die eine Ladeinduktivität, ein Halbleiterschaltelement und eine Diode umfassen, quasi parallel zueinander liegen und wobei die Ansteuermittel die Ladeinduktivitäten über die Halbleiterschaltelemente im Gegentakt schalten. Durch diese Vorgehensweise wird bei einem Netzbetrieb mit vorgeschaltetem Doppelweg-Gleichrichter, der eine sinusförmige Spannung in eine halbsinusförmige Spannung umwandelt, bei einer vorgegebenen Taktfrequenz von z. B. 16 bis 20 kHz eine gleichmäßigere Energieentnahme aus dem Versorgungsnetz erreicht, da ein sinusförmiger Eingangsstrom mit einem deutlich geringeren Oberwellenanteil im Vergleich zu einer Ausführungsform mit nur einem Ladezweig aus Induktivität, Diode und Schaltelement entnommen wird. Damit können beim Betrieb der Schaltung Netzstörungen, die durch die Schaltung verursacht werden, auf einen tolerierbaren Wert reduziert werden. In Abhängigkeit von der Breite eines Einschaltimpulses für die Schaltelemente kann ein Proportionalitätsfaktor zwischen Ein- und Ausgangsspannung eingestellt werden, der z. B. zwischen 1 und 2 liegt. Der Gleichstromsteller kann als Vorschaltgerät z. B. für Gleichstrommotoren, Universalmotoren, elektrische Haushaltsgeräte, aber auch für Frequenzumrichter zum Betrieb von Drehstrommotoren eingesetzt werden. Vorzugsweise ist der Gleichstromsteller für eine Eingangsgleichspannung von 50 und 300 V bzw. für eine Eingangswechselspannung von 50 und 240 V vorgesehen. Mit entsprechend eingestelltem Proportionalitätsfaktor lässt sich damit z. B. eine Ausgangsspannung von 100 bis 550 V Gleichspannung erzeugen. In einer vorteilhaften Ausführungsform wird bei einem Wechselspannungs-Einsatzfall der Gleichstromsteller an einer Phase betrieben. Bei Mehrphasenbetrieb kann für jede Phase ein erfindungsgemäßer Gleichstromsteller eingesetzt werden, wobei vorzugsweise ein gemeinsamer Gleichstromzwischenkreis, insbesondere in Form einer Kapazität, genutzt wird.

Die Ansteuerung der Schaltelemente ist vorzugsweise so auszulegen, dass die Ausgangsspannung proportional der Eingangsspannung bei Verwendung eines Brückengleichrichters einer halbsinusförmigen Eingangsspannung folgt. Dadurch kann sichergestellt werden, dass dem Versorgungsnetz im Wesentlichen nur Wirkleistung entnommen wird.

Zur Bereitstellung einer möglichst einfachen Schaltungsstruktur wird im Weiteren vorgeschlagen, dass die jeweilige Eingangsseite der Ladeinduktivitäten und die jeweilige Ausgangseite der Dioden an jeweils einem Knoten liegen.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung beträgt die Taktfrequenz für die Ansteuerung der Schaltelemente 16 bis 20 kHz. Durch diese Maßnahme lassen sich akustische Störungen durch den Gleichstromsteller vermeiden, da die Frequenzen außerhalb des hörbaren Bereichs liegen. Darüber hinaus sind Schaltverluste, z. B. im Schaltelement und in den Induktivitäten, bei dieser Taktfrequenz akzeptabel.

Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung kann das Puls-Pausen-Verhältnis durch Einstellen der Impulsbreite und/oder der Impulspause des Ansteuersignals derart verändert werden, dass die Ausgangsspannung der Eingangsspannung mit einem Proportionalitätsfaktor von z. B. 1 bis 2 folgt. Damit kann die Wirkleistung stufenlos in einem Bereich zwischen 50% und 100% geregelt werden, da dem Netz aufgrund des sinusförmigen Eingangsstromes ohne Phasenverschiebung zur Eingangsspannung keine Blindleistung entnommen wird.

Als Schaltelement hat sich ein IGBT als vorteilhaft herausgestellt.

Zur Bereitstellung der in der Schaltungsanordnung verwendeten Kapazitäten für z. B. den Ladespeicher am Ausgang werden vorzugsweise Papierfolien-Kondensatoren eingesetzt. Auf diese Weise können die Bauformen der Kapazitäten klein gehalten werden.

Um Oberwellenanteile im Bereich von 20 kHz zu unterdrücken, wird im Weiteren vorgeschlagen, dass vor und/oder nach dem Gleichrichter, z. B. einem Brückengleichrichter, ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz im Bereich von 20 kHz vorgesehen ist.

In einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung umfassen die Ansteuermittel zur Erzeugung von Ansteuersignalen für die Schaltelemente einen NAND-Schmitt-Trigger-RC-Oszillator, der einen getrennten Lade- und Entladezweig aufweist.

Über jeweils einen einstellbaren Widerstand im Lade- und Entladezweig kann die Pulslänge und die Pulspause eines Ansteuersignals getrennt voneinander eingestellt werden. Der Kehrwert aus der Summe von Pulspause und Pulslänge ergibt die Taktfrequenz.

Um einen einfachen Aufbau der Ansteuermittel zu erhalten, wird im Weiteren vorgeschlagen, dass die Ansteuermittel zwei im Gegentakt betriebene Steuersignalausgänge aufweisen, die vorzugsweise mittels einer Gegentakt-Transistorschaltung, insbesondere für einen Einsatz eines IGBT als Halbleiterschaltelement, leistungsverstärkt sind.

Zeichnungen

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und unter Angabe weiterer Vorteile und Einzelheiten näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1a das Prinzipschaltbild eines Brückengleichrichters mit Entstörfilter,

Fig. 1b das Prinzipschaltbild eines nachgeordneten Leistungsteils eines Gleichstromstellers und

Fig. 2a und b das Blockschaltbild von zwei Varianten einer Ansteuerschaltung für einen Leistungsteil eines Gleichstromstellers gemäß Fig. 1b.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Fig. 1a zeigt einen herkömmlichen Brückengleichrichter, der auf der Eingangsseite eine aus den Kondensatoren C1 bis C3 sowie aus den Induktivitäten L1 und L2 gebildete Filterschaltung zur Unterdrückung von Oberwellenanteilen aufweist.

An den Klemmen 1, 2 liegt z. B. eine sinusförmige Wechselspannung an. Dementsprechend ergibt sich am Ausgang des Brückengleichrichters eine halbsinusförmige Gleichspannung U1.

Über die Anschlüsse <X< <Y< liegt die halbsinusförmige Gleichspannung U1 als Eingangsspannung am Leistungsteil gemäß Fig. 1b an.

Die Schaltung gemäß Fig. 1b nutzt das Grundprinzip eines abwechselnden Ladens und Entladens von Speicherinduktivitäten L3, L4 mittels elektronischer Schalter T1, T2, wobei beim Entladen der Induktivitäten L3, L4 die Energie auf eine Ausgangskapazität C6 + C7 + C8 + C9 fließt. Das heißt, es wird abwechselnd magnetische Feldenergie der Induktivitäten L3, L4 in elektrische Feldenergie der Kondensatoren C6, C7, C8, C9 umgewandelt. An der Ausgangskapazität C6 + C7 + C8 + C9 kann ein angeschlossener Verbraucher die eingespeicherte Energie entnehmen.

Über die Schaltelemente T1 und T2 werden die Induktivitäten L3 und L4 derart getaktet, dass die Ausgangsspannung U4 an der Ausgangskapazität C6 + C7 + C8 + C9 der halbsinusförmigen Eingangsgleichspannung mit einem vorgegebenen Proportionalitätsfaktor folgt, der z. B. in einem Bereich von 1 bis 2 liegt.

Herkömmlicherweise wird nur eine Ladeanordnung, die z. B. aus der Induktivität L4, der Diode D2 und dem Schaltelement T1 besteht, zum Laden der Ausgangskapazität C4 + C5+ C8 + C9 eingesetzt. Erfindungsgemäß wird jedoch dieser Ladeanordnung eine zweite Ladeanordnung aus der Induktivität L3, der Diode D3 und dem Schaltelement T2 quasi parallel geschaltet, wobei die Ansteuersignale einer Ansteuerschaltung die Schaltelemente T1 und T2 im Gegentakt schalten. Das heißt, wenn T1 sperrt, ist T2 durchgeschaltet. Durch diese Maßnahme kann der Oberwellenanteil einer sinusförmigen Stromaufnahme aus dem Netz im Vergleich zu herkömmlichen Schaltungen deutlich reduziert werden.

Um ein Einkoppeln von Oberwellenanteilen mit einer Frequenz von größer 20 kHz auf das Versorgungsnetz weiter zu reduzieren, ist unter anderem die Tiefpass-Filteranordnung gemäß Fig. 1a vor die Brückenschaltung vorgeschaltet. Diese Tiefpassanordnung umfasst die Kondensatoren C1, C2 und C3 sowie die Induktivitäten L1 und L2.

Die Brückenschaltung führt eine Gleichrichtung der Wechselspannung durch. Mit Hilfe der Kondensatoren C4 und C5 parallel zum Brückengleichrichter wird ein zusätzlicher Tiefpassfilter zur Unterdrückung von Oberwellenanteilen mit einer Frequenz von größer 20 kHz realisiert.

Die Ladeinduktivitäten L3 und L4 sind als Luftspaltdrosseln mit Ferritschalenkern ausgebildet, womit sich Ummagnetisierungsverluste bei der Überführung von magnetischer Feldenergie in elektrische Feldenergie nahezu vermeiden lassen. Außerdem ist es erforderlich, dass die Induktivität der Luftspaltdrosseln groß genug gewählt wird, so dass ein Kurzschlussstrom bei geschlossenem Schalter T1 oder T2 die jeweilige Luftspaltdrossel nicht in die Sättigungszone treibt. Das heißt, eine Stromerhöhung sollte eine entsprechende magnetische Flussänderung mit sich bringen.

Als Schaltelemente T1 und T2 in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1b wird ein Insulated-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT) vorgeschlagen. Diese Leistungsschalter können von einem elektronischen Steuerteil, insbesondere gemäß Fig. 2a oder b, mit einer Steuersignalfrequenz (Pulsfrequenz) zwischen 16 und 20 kHz so angesteuert werden, dass die Ausgangsspannung U4 an den Kondensatoren C6, C7, C8, C9 mit einem Proportionalitätsfaktor von 1 bis 2 in Abhängigkeit von der Pulsdauer der Ansteuersignale der sinusförmigen Eingangsspannung folgt. Über die Schaltelemente T1 und T2 sowie über die zugeordneten Induktivitäten L3 und L4 fließt während der Einschaltzeit ein exponentiell ansteigender Kurzschlussstrom. Schmale Ansteuerpulse ergeben eine niedrige Ausgangsleistung, breite Ansteuerpulse eine hohe Ausgangsleistung.

Um die Schaltelemente T1 und T2 in Form eines IGBT vor negativen Spannungsspitzen zu schützen, die beim Abschalten des Kurzschlussstromes durch das jeweilige Schaltelement entstehen können, ist parallel zu den Schaltelementen T1 und T2 jeweils eine Freilaufdiode vorgesehen.

Hingegen verhindern die Dioden D2 und D3 bei geschlossenen Schaltelementen T1 und T2 ein Entladen der Ausgangskondensatoren C6, C7, C8, C9. Bei geöffneten, d. h. hochohmigen Schaltelementen T1 und T2 im jeweiligen Abschnitt der Ansteuersignale an den Eingängen <A11<, <A12< der Schaltelemente T1, T2 treibt dann die an der jeweils zugeordneten Induktivität eingespeicherte magnetische Feldenergie einen Ladestrom über die nachgeordnete Diode D2 oder D3 in die Ausgangskondensatoren C6 bis C9.

Die Ansteuersignale an den Eingängen <A11< und <A12< der Schaltelemente T1, T2 können durch eine Ansteuerschaltung gemäß Fig. 2a oder 2b realisiert werden.

In der Ansteuerschaltung nach Fig. 2a oder 2b wird zur Erzeugung eines rechteckförmigen Steuersignals ein Schmitt- Trigger-RC-Oszillator verwendet. Der Schmitt-Trigger-RC- Oszillator besteht aus einem NAND-Schmitt-Trigger mit einer Kapazität C6 am Eingang des NAND-Schmitt-Triggers und einem Lade- und Entladezweig für den Kondensator C6. Der Entladezweig umfasst die Diode D4 sowie die Widerstände R4, R5, wobei R5 ein einstellbarer Widerstand ist. Der Ladezweig umfasst einen Transistor T6, dessen Basis am Ausgang des NAND-Schmitt-Triggers liegt und der dazu dient, beim Laden der Kapazität C6 über die Widerstände R3 und R8 eine Leistungsverstärkung herbeizuführen. R8 ist wiederum ein einstellbarer Widerstand. Die Leistungsverstärkung durch den Transistor T6 verhindert, dass der Ausgang des NAND-Schmitt- Triggers beim Laden des Kondensators C6 zu stark belastet wird. Vielmehr erfolgt bei geschaltetem Transistor T6 ein Laden des Kondensators C6 mittels der Versorgungsspannung Uv von z. B. 15 V. Die Zeitkonstante τe für das Laden des Kondensators C6 ergibt sich aus τe = (R3 + R8).C6.

Beim erstmaligen Einschalten der Steuerschaltung beträgt die Spannung Uc am Kondensator C6 null Volt. Der Ausgang des Schmitt-Triggers liegt zu diesem Zeitpunkt auf der Versorgungsspannung Uv, z. B. 15 V. Der Transistor T6 ist dadurch vollständig durchgeschaltet, wodurch der Kondensator C6 über die Widerstände R3 und R8 aufgeladen wird, bis die Kondensatorspannung die Schwellspannung des Schmitt-Triggers erreicht, bei der der Ausgang des Schmitt-Triggers auf null Volt kippt. Dadurch sperrt der Transistor T6 und der Kondensator C6 entlädt sich über die vorwärts gerichtete Diode D4 und die Widerstände R4 und R5. Die Zeitkonstante τa für die Entladung des Kondensators ist somit τa = (R4 + R5).C6. Die Entladung des Kondensators findet so lange statt, bis der NAND-Schmitt-Trigger seinen unteren Schwellenwert erreicht hat, wodurch das Potential des Ausgangs erneut Uv = 15 V annimmt.

Zur Einstellung des Puls-Pausen-Verhältnisses des rechteckförmigen Steuersignals am Ausgang des Schmitt- Trigger-RC-Oszillators werden die einstellbaren Widerstände R8 im Ladezweig und R5 im Entladezweig verwendet. Mit dem einstellbaren Widerstand R8 im Ladezweig kann somit die Zeitkonstante τe für das Laden des Kondensators C6 und mit dem einstellbaren Widerstand R5 im Entladezweig die Zeitkonstante τa für das Entladen des Kondensators eingestellt werden. Auf diese Weise lassen sich Pulslänge und Pulspause unabhängig voneinander einstellen. Die Periodendauer T des Steuersignals ergibt sich ungefähr zu T = Te + Ta, wobei Te die Pulslänge und Ta die Pulspause des Ansteuerpulses ist und wobei Te und Ta von te von ta abhängig sind. Die Frequenz f des Steuersignals ist durch den Kehrwert der Periodendauer T gegeben.

Während der Zeit Te ist vorliegend das Ausgangssignal am Ausgang <A11< aktiv, d. h. es liegt ungefähr auf der Versorgungsspannung Uv, während das Signal am Ausgang <A12< den "low"-Zustand, z. B. ungefähr 0,7 Volt annimmt. Hingegen ist während der Zeit Ta das Ausgangssignal am Ausgang <A12< aktiv und liegt ungefähr auf der Versorgungsspannung Uv. Das Signal am Ausgang <A11< ist zur gleichen Zeit auf "low". Die Ausgangssignale an den Ausgängen <A11< und <A12< sind somit im Gegentakt geschaltet. Dementsprechend werden die Schaltelemente T1 und T2 geöffnet und geschlossen, nämlich auch im Gegentakt.

Bei der Bereitstellung der Ausgangssignale an den Ausgängen <A11< und <A12< wird jeweils durch die Transistoren, vorzugsweise handelsübliche Transistoren, T4 und T5 bzw. T7 und T8 eine Gegentaktverstärker-Stufe realisiert.

Weiterhin ist eine Abschaltanordnung in der Ansteuerschaltung vorgesehen, bei welcher ein Spannungsteiler mit den Widerständen R6 und R7 am Ausgang des Leistungsteils (siehe Fig. 1b) des Gleichstromstellers liegt. Der Mittenabgriff des Spannungsteilers zwischen R6 und R7 ist mit dem Eingang eines weiteren NAND-Schmitt-Triggers verbunden. Das Widerstandsverhältnis R6 zu R7 wird so gewählt, dass bei anliegender maximal zulässiger Ausgangsspannung U4 die Referenzspannung am Eingang des NAND-Schmitt-Triggers den Schwellwert überschreitet, bei dem der Ausgang des NAND- Schmitt-Triggers ungefähr Nullpotential annimmt. Der Ausgang des NAND-Schmitt-Triggers wird zusammen mit dem Signal des Schmitt-Trigger-RC-Oszillators auf einen weiteren Schmitt- Trigger gelegt, was eine UND-Verknüpfung darstellt. Auf diese Weise wird die Erzeugung der Steuersignale für die Ausgänge <A11<, <A12< unterbrochen, sobald die Ausgangsspannung U4 des Gleichstromstellers einen maximalen Wert überschreitet. Wird der Ausgang des Gleichstromstellers im Leerlauf betrieben, d. h. es ist keine Last angeschlossen, wird durch diese Abschaltanordnung die Spannung an der Lastkapazität C6 + C7 + C8 + C9 des Leistungsteils auf einen maximal zulässigen Wert begrenzt.

Fig. 2a und 2b stellen zwei unterschiedliche Realisierungsmöglichkeiten dar, bei welchen durchweg NAND- Schmitt-Trigger verwendet werden.

Damit ist die Steuerschaltung kostengünstig mit handelsüblichen Bauteilen realisierbar und zudem vergleichsweise unempfindlich gegenüber elektromagnetischen Feldern, die z. B. durch die den Leistungsteil verursacht werden.

Der Leistungsteil kann mit vergleichsweise kleinen Kapazitäten realisiert werden, wodurch dem Netz kleine Einschaltströme beim erstmaligen Einschalten entnommen werden.

Zur Verbesserung der Synchronisation der Netzstromaufnahme des Gleichstromstellers mit der Netzspannung für den ersten Impuls des Steuersignals im Ladezweig kann auch eine zusätzliche Stromquelle vorgesehen werden, womit die Kondensatorspannung Uc des RC-Oszillators linear vom Ladestrom abhängt.

Claims (13)

1. Gleichstromsteller als Vorschaltgerät zur Überbrückung von Spannungsunterschieden zwischen einer Nennspannung einer Spannungsquelle und einer Nennspannung eines Verbrauchers mit regelbarer Ausgangsleistung des Gleichstromzwischenkreises einer nachgeschalteten getakteten Ladeinduktivität (L4), einem der Ladeinduktivität (L4) nachgeordneten Halbleiterschaltelement (T1), durch welches sich die Ladeinduktivität (L4) takten lässt, Ansteuermittel zur Ansteuerung des Halbleiterschaltelements (T1) sowie einer in einem zwischen Induktivität (L4) und Schaltelement (T1) abgehenden Zweig angeordneten vorwärts gerichteten Diode (D2), über welche der Gleichstromzwischenkreis, der eine Ausgangskapazität (C6 + C7 + C8 + C9) umfasst, speisbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine zweite getaktete Ladeinduktivität (L3) und ein zweites Halbleiterschaltelement (T2) mit Ansteuermittel sowie eine zweite in einem zwischen Induktivität (L3) und Halbleiterschaltelement abgehenden Zweig angeordnete vorwärts gerichtete Diode (D3), über welche die Ausgangskapazität(C6 + C7 + C8 + C9) versorgt wird, vorgesehen sind, wobei die Anordnungen, die eine Ladeinduktivität (L3 oder L4), ein Halbleiterschaltelement (T1 oder T2) und eine Diode (D2 oder D3) umfassen, quasi parallel zueinander liegen und wobei die Ansteuermittel die Ladeinduktivitäten (T1, T2) über die Halbleiterschaltelemente (T1, T2) im Gegentakt schalten.

2. Gleichstromsteller nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die jeweilige Eingangsseite der Ladeinduktivitäten (L3, L4) und die jeweilige Ausgangsseite der Dioden (D2, D3) an einem Knoten liegen.

3. Gleichstromsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktfrequenz für die Ansteuerung der Schaltelemente (T1, T2) 16 bis 20 kwz beträgt.

4. Gleichstromsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Puls-Pausen- Verhältnis eines Steuersignals für die Schaltelemente derart veränderbar ist, dass die Ausgangsspannung der Eingangsspannung mit einem Proportionalitätsfaktor von 1 bis 2 folgt.

5. Gleichstromsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazitäten Folienkondensatoren sind.

6. Gleichstromsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass nach und/oder vor dem Gleichrichter eine Tiefpassfilteranordnung vorgesehen ist, die eine Grenzfrequenz im Bereich von 20 kHz aufweist.

7. Gleichstromsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuermittel zur Erzeugung von rechteckförmigen Ansteuersignalen für die Schaltelemente einen NAND-Schmitt-Trigger-RC-Oszillator umfassen, der einen getrennten Ladezweig (T6, R3, R8) und Entladezweig (D4, R4, R5) aufweist.

8. Gleichstromsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass durch einstellbare Widerstände (R5, R8) im Lade- und Entladezweig Pulslänge und Pulspause eines Ansteuersignals getrennt einstellbar sind.

9. Gleichstromsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuermittel zwei im Gegentakt betriebene Steuersignalausgänge (<A11<, <A12<) aufweisen, die vorzugsweise leistungsverstärkt sind.

10. Steuersatz zum Zünden von Leistungstransistoren als Halbleiterschaltelement für einen Gleichstromsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung von rechteckförmigen Ansteuersignalen für die Leistungstransistoren ein NAND-Schmitt-Trigger-RC- Oszillator vorgesehen ist, der einen getrennten Ladezweig (T6, R3, R8) und Entladezweig (D4, R4, R5) aufweist.

11. Steuersatz nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass durch einstellbare Widerstände (R5, R8) im Lade- und Entladezweig Pulslänge (Te) und Pulspause (Ta) eines Ansteuersignals getrennt einstellbar sind.

12. Steuersatz nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass zwei im Gegentakt betriebene Steuersignalausgänge vorgesehen sind, leistungsverstärkt durch eine Gegentaktverstärkerstufe.

13. Steuersatz nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass ein Steuersignalabschaltteil mit externem Eingang für die zu überwachende Ausgangsspannung (U4) des Gleichstromzwischenkreises vorgesehen ist, der diese über einen durch Widerstände gebildeten Spannungsteiler abgreift und an eine Freigabelogik aus NAND-Schmitt-Trigger weiterführt, wobei bei Überschreiten einer eingestellten zulässigen maximalen Ausgangsspannung eine Steuersignalerzeugung an den Steuersignalausgängen <A11<, <A12< verhindert wird.