DE10059332A1

DE10059332A1 - Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen bei einem an einem Umrichter mit Spannungszwischenkreis betriebenen elektrischen Motor durch transformatorisch eingekoppelten Dämpfungswiderstand sowie korrespondierender elektrischer Motor

Info

Publication number: DE10059332A1
Application number: DE10059332A
Authority: DE
Inventors: Sebastian Raith; Bernd Segger
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2000-11-29
Filing date: 2000-11-29
Publication date: 2002-06-13
Also published as: EP1211788A1; US20020093264A1; US6580248B2

Abstract

Bei einem Umrichtersystem mit Spannungszwischenkreis, das mit einer Netzeingangsdrossel im Hochsetzstellerbetrieb arbeitet oder andere eingangsseitige Induktivitäten aufweist, besteht die Gefahr, dass sich im Verband mit Motoren über Ableitkapazitäten Systemeigenschwingungen ausbilden. Wenn nun der Motor einen Amplituden-Frequenzgang mit einer ausgeprägten Resonanzfrequenz im Bereich solcher Systemeigenschwingungen aufweist, so besteht die Gefahr, dass am Motorsternpunkt (S) höhere Spannungen auftreten als an den Motorphasen (U, V, W). Durch Eintransformierung einer Impedanz (Z), insbesondere am Eingang des Motors, zur Bekämpfung von durch an den Motorphasen (U, V, W) asymmetrisch gegen Erde anregende Systemschwingungen (f¶sys¶) des Umrichtersystems (L¶K¶, UR, LT, M) in den Wicklungssträngen hervorgerufenen kapazitiven Ableitströmen gegen Erdpotential wird dem durch die vorliegende Erfindung vorgebeugt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Bedämpfung von Reso nanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt bei einem an einem Spannungszwischenkreis-Umrichter mit eingangsseitiger Induk tivität, insbesondere einer Netzeingangsdrossel, betriebenen elektrischen Motor, der aufgrund von Eigenschaften seiner Wicklungsstränge einen Frequenzgang mit mindestens einer Re sonanzfrequenz gegen Erdpotential aufweist, sowie einen ent sprechenden elektrischen Motor mit einer solchen Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen.

In heutigen Umrichtersystemen mit Spannungszwischenkreis, insbesondere in mehrachsigen solchen Umrichtersystemen, kön nen sich Systemschwingungen ausbilden, die praktisch nicht bedämpft werden. Dies betrifft im wesentlichen Umrichter mit Spannungszwischenkreis und einer geregelten Einspeisung in Form eines geregelten netzseitigen Stromrichters, auch als Eingangsstromrichter bezeichnet.

Umrichter dienen prinzipiell zum Betrieb von elektrischen Ma schinen mit variabler Speisefrequenz. Ein solcher Zwischen kreis-Frequenzumrichter ermöglicht es, einen elektrischen Mo tor, z. B. eine Drehfeldmaschine wie etwa die Synchronmaschi ne, nicht mehr nur direkt am Netz und damit an eine starre Drehzahl gebunden zu betreiben, sondern es kann das starre Netz durch ein elektronisch erzeugtes frequenzvariables und auch amplitudenvariables Netz zur Speisung der elektrischen Maschine ersetzt werden.

Eine Entkopplung der beiden Netze, zum einen dem versorgenden Netz mit fester Amplitude und Frequenz und zum anderen dem die elektrische Maschine speisenden Netz mit variabler Ampli tude und Frequenz, erfolgt über einen Gleichspannungsspeicher oder einen Gleichstromspeicher in Form des sogenannten Zwi schenkreises. Solche Zwischenkreis-Umrichter weisen dabei im wesentlichen drei zentrale Baugruppen auf:

- einen netzseitigen Eingangsstromrichter, der ungesteuert (z. B. Diodenbrücken) oder gesteuert ausgeführt sein kann, wobei eine Energierückspeisung in des Netz nur mit einem gesteuerten Eingangsstromrichter möglich ist;
- einen Energiespeicher im Zwischenkreis in Form eines Kon densators bei einem Spannungszwischenkreis und einer Drossel bei einem Stromzwischenkreis;
- einen ausgangsseitigen Maschinenstromrichter bzw. Wech selrichter zur Speisung der Maschine, der in der Regel über eine Drehstrom-Brückenschaltung mit sechs löschbaren Stromventilen, z. B. IGBT-Transistoren, die Gleichspannung eines Spannungszwischenkreises in ein Drehspannungssystem umsetzt.

Ein solches Umrichtersystem mit Spannungszwischenkreis, das u. a. aufgrund eines sehr hohen Frequenz- und Amplitudenstell bereichs bevorzugt bei Haupt- und Servoantrieben in Werkzeug maschinen, Robotern und Produktionsmaschinen zum Einsatz ge langt, ist in der Darstellung nach Fig. 1 in Form einer Prin zipskizze gezeigt.

Der Umrichter UR ist über einen Filter F und eine Speicher drossel mit der Induktivität L_K an ein Drehstromnetz N ange schlossen. Der Umrichter UR weist die beschriebene Einspei sung E, einen Spannungszwischenkreis mit der Speicherkapazi tät C_ZK und einen Ausgangswechselrichter W auf. Gezeigt ist eine geregelte Einspeisung E, die durch schaltende Bauelemen te (z. B. eine Drehstrombrückenschaltung aus IGBT-Transisto ren) geregelt betrieben wird, wodurch die Anordnung nach Fig. 1 eine Anregung A1 erfährt. Der Wechselrichter W wird eben falls über weitere schaltende Bauelemente geregelt, z. B. wiederum mittels einer Drehstrombrückenschaltung mit sechs IGBT- Transistoren. Die Tatsache, dass auch im Wechselrichter Schalthandlungen stattfinden, stellt ebenfalls eine Anregung A2 des Systems dar. Der Kondensator C_ZK im Spannungszwischen kreis ist zwischen die positive Zwischenkreisschiene P600 und die negative Zwischenkreisschiene M600 geschaltet. Der Wech selrichter ist ausgangsseitig über eine Leitung LT mit Schutzleiter PE und Schirmung SM mit einem Motor M in Form einer Drehstrommaschine verbunden.

Das festfrequente Drehstromnetz N speist nun über den Filter F und die Speicherdrossel L_K mittels der geregelten Einspei sung den Zwischenkreiskondensator C_ZK über den Eingangsstrom richter E, wobei der Eingangsstromrichter E (z. B. ein Pulsum richter) mit der Speicherdrossel L_K als Hochsetzsteller ar beitet. Nach dem Bestromen der Speicherdrossel L_K wird diese mit dem Zwischenkreis verbunden und treibt den Strom entgegen der größeren Spannung in den Kondensator C_ZK. Dadurch kann die Zwischenkreisspannung auch über dem Scheitelwert der Netzspannung liegen.

Diese Kombination stellt somit quasi eine Gleichspannungs quelle dar. Aus dieser Gleichspannung formt der Wechselrich ter W in der beschriebenen Weise wieder ein Drehspannungs system, wobei die Ausgangsspannung im Gegensatz zur sinusför migen Spannung eines Drehstromgenerators aufgrund der elekt ronischen Erzeugung über eine Brückenschaltung nicht den Ver lauf einer idealen Sinusschwingung, sondern neben der Grund schwingung auch Oberwellen aufweist.

Neben den beschriebenen Elementen einer solchen Anordnung muss jedoch auch berücksichtigt werden, dass parasitäre Kapa zitäten auftreten, die die Entstehung von Systemschwingungen in einem solchen Umrichtersystem begünstigen. So weisen neben dem Filter F mit einer Ableitkapazität C_F auch der Eingangs stromrichter E, der Wechselrichter W und der Motor M Ableit kapazitäten C_E, C_W und C_M gegen Erde auf. Daneben treten zusätzlich eine Kapazität C_PE der Leitung LT gegen den Schutz leiter PE und eine Kapazität C_SM der Leitung LT gegen die ge erdete Schirmung SM auf.

Die Erfinder haben nun erkannt, dass sich eine besonders aus geprägte Anregung dieser Systemschwingungen in der Einspei sung E befindet. Je nach dem gewählten Regelungsverfahren zur Einspeisung werden dabei 2 oder 3 Phasen des Netzes N kurzge schlossen, um die Speicherdrossel L_K zu bestromen. Werden al le drei Phasen U, V, W kurzgeschlossen, so liegt entweder die positive P600 oder die negative Zwischenkreisschiene M600 hart am Sternpunkt des versorgenden Netzes (i. d. R. nahe Erd potenzial je nach Nullsystemanteil). Werden 2 Phasen des Net zes N kurzgeschlossen, so liegen die betreffenden Zwischen kreisschienen P600 und M600 hart auf einem induktiven Span nungsteiler der 2 Netzphasen.

Je nach Situation der Netzspannungen ist diese Spannung in der Nähe des Erdpotenzials (ca. 50-60 V). Wegen der in der Re gel großen Zwischenkreiskapazität C_ZK (stetiger Spannungs verlauf) liegt die andere Zwischenkreisschiene 600 V tiefer bzw. höher und kann damit auch die verbleibende Phase des Netzes verreißen. In beiden Fällen wird der Zwischenkreis be sonders stark aus seiner "natürlichen", symmetrischen Ruhela ge (+/-300 V gegen Erde) ausgelenkt, was eine besonders starke Anregung der Systemschwingung darstellt.

Im Hinblick auf die Entstehung von unerwünschten System schwingungen erlaubt der für den Anwendungsbereich relevante Frequenzbereich unterhalb von 50 bis 100 kHz die Berechnung einer Resonanzfrequenz mit konzentrierten Elementen. Dabei sind die Ableitkapazitäten C_F gegen Erde im Filter F in der Regel so groß, dass diese nicht frequenzbestimmend wirken. Dabei kann man davon ausgehen, dass eine dominante Anregung zu Schwingungen vor den geschilderten Kapazitäten erfolgt und die Filterableitkapazität C_F außer Betracht bleiben kann.

Die Resonanzfrequenz f_res(sys) dieses Systems, die im folgen den mit f_sys bezeichnet wird, ergibt sich somit zu:

mit

L_Σ = L_K + L_F (2)

wobei L_K den dominanten Anteil darstellt und L_F die umrich terseitig wirksamen asymmetrischen induktiven Elemente im Filter (z. B. stromkompensierte Drosseln) sind, und

C_Σ = C_E+ C_W + C_PE + C_SM + C_M (3)

Dieser Zusammenhang ist in der Darstellung nach Fig. 2 schema tisch gezeigt. Dabei bilden L_Σ und C_Σ einen passiven Kreis, der durch eine Anregung A angeregt wird und sich auf seine natürliche Resonanzfrequenz f_sys einschwingt.

Als Folge bekommen die Potenziale der Zwischenkreisschienen P600 und M600 zusätzlich zu den betriebsbedingten Verschie bungen mit beispielsweise 600 V Amplitude eine zusätzliche un erwünschte Schwingung mit einer Amplitude von bis zu mehreren hundert Volt aufmoduliert.

Bei elektrischen Motoren M allgemein, vor allem aber wenn sie in Polspultechnik ausgeführt sind (z. B. Torquemotoren), kann ein Frequenzgang mit ausgeprägten Resonanzüberhöhungen gegen Erdpotential auftreten, wenn sie an allen Motorklemmen gleichtaktig gegen Erde angeregt werden, z. B. durch die vo rangehend dargestellten unerwünschten Systemschwingungen.

Erklärbar sind diese Resonanzstellen durch ein asymmetrisches Ersatzschaltbild einer Kettenleiterschaltung K parasitärer Elemente (Induktivitäten L und Ableitkapazitäten C) in der Motorwicklung, wie sie in Fig. 3 schematisch skizziert ist. Dabei ist beispielhaft der Wicklungsstrang einer Phase U ei nes Drehstrommotors M mit den drei Phasen U, V, W gezeigt, deren Wicklungsstränge im Motorsternpunkt S elektrisch mit einander verbunden sind. Die Eingangsspannungen des vom Wech selrichter W generierten dreiphasigen Drehstroms liegen an den dem Sternpunkt S gegenüberliegenden Außenklemmen der je weiligen Wicklungsstränge an.

Dies trifft insbesondere bei Motoren in Polspultechnik zu, bei denen einzelne Kettenvierpole des Kettenleiters K auf grund des Aufbaus makroskopisch plausibel sind und im wesent lichen einer einzelnen Polspule entsprechen. Bei der Polspul technik weisen die aus Elektroblechen bestehenden Magnetkerne Zähne auf, die als Polkerne dienen, auf die vorgefertigte Spulen aufgesetzt und entsprechend verschaltet werden. Die einzelnen Induktivitäten L sind, wie aus Fig. 3 ersichtlich, elektrisch in Reihe geschaltet, wobei jede Polspule eine ka pazitive Kopplung zum Polkern (Elektroblech) besitzt, auf dem die Spule aufgebracht ist. Diese jeweiligen Kapazitäten sind als Ableitkapazitäten C gegenüber Masse dargestellt, die vom magnetischen Kern gebildet wird.

Jedoch lässt sich das geschilderte Phänomen auch bei Motoren anderer Bauweise (z. B. in sogenannter wilder Wicklung) mit einem Modell eines Kettenleiters K erklären, indem dieser ei ne Ersatzschaltung mit identischen Vierpolen in Form von LC- Schwingkreisen darstellt, deren Elemente den Frequenzgang nachbilden.

Die Überhöhung tritt dabei im Bereich des Sternpunktes S auf, der normalerweise nicht gezielt auf Spannungsbelastungen er tüchtigt wird. Wenn die Systemschwingung des Umrichtersystems in der Nähe einer Motoreigenfrequenz liegt, dann kann das Isolationssystem gegen Erde, insbesondere am Sternpunkt S. überlastet werden und einen frühzeitigen Ausfall des Motors M zur Folge haben, da am Motorsternpunkt resonanzbedingt wesentlich höhere Spannungen als an den Motorklemmen auftreten können.

Diese Aussage gilt im Prinzip für alle Spannungsniveaus (Nie der-, Mittel- und Hochspannungssysteme), vor allem aber, wenn zum einen auf der Umrichterseite UR nach dem Hochsetzsteller prinzip (mit Speicherdrossel L_K) gearbeitet wird, und auf der anderen Seite im Motor M ein Frequenzgang mit ausgeprägten Resonanzüberhöhungen gegen Erdpotential auftritt, z. B. bei Motoren mit besonders niedriger Motoreigenfrequenz, weil hier die Eigendämpfung im Motor durch Wirbelstromverluste, Ummag netisierungsverluste etc. besonders niedrig ist.

Zu ähnlichen Problemen kommt es auf dem Gebiet der elektri schen Maschinen immer wieder, wenn transiente Überspannungen auftreten. Daher werden die Überspannungen zur Vermeidung von Durchschlägen begrenzt. Beispielsweise wird gemäß der DE-A-38 26 282 ein spannungsabhängiger Metalloxid Widerstand einer Spule zur Überspannungsbegrenzung parallel geschaltet. In der DE-B-28 34 378 werden zur Querfelddämpfung Wicklungs abschnitte kurzgeschlossen. In ähnlicher Weise werden laut DE-A-24 33 618 bei einer Synchronmaschine transiente Über spannungen durch Querfelddämpferstäbe gedämpft.

Darüber hinaus wird in der EP-A-0 117 764 beschrieben, wie Überspannungen, die aufgrund von Resonanzphänomenen auftre ten, durch ferroelektrische Isolatoren zwischen den Spulen wicklungen unterdrückt werden können. Schließlich wird in der EP-B-0 681 361 das Problem höherer harmonischer Schwingungen angesprochen, das bei Umrichtern und Gleichrichtern mit Leis tungsthyristoren auftreten kann. Die Dämpferwicklung wird demzufolge mit Kondensatoren zu Resonanzkreisen verschaltet. Die Resonanzkreise besitzen eine Resonanzfrequenz, die 6n mal so hoch wie die Grundfrequenz der Synchronmaschine ist. Damit lassen sich höhere harmonische Schwingungen einer Grundwelle absorbieren.

Das Problem von möglichen Resonanzüberhöhungen im Sternpunkt S eines Motors M bleibt jedoch bestehen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, durch solche Systemschwingungen angeregte Resonanzüberhöhungen in einem an einem solchen Umrichtersystem betriebenen elektrischen Motor wirksam zu vermeiden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe durch ein Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt bei einem an einem Spannungszwischenkreis- Umrichter mit eingangsseitiger Induktivität, insbesondere ei ner Netzeingangsdrossel, betriebenen elektrischen Motor ge löst, der aufgrund von Eigenschaften seiner Wicklungsstränge einen Frequenzgang mit mindestens einer Resonanzfrequenz ge gen Erdpotential aufweist, indem in alle zu einem Motorstern punkt führenden Motorphasen eine Impedanz zur Bedämpfung von in den Wicklungssträngen hervorgerufenen kapazitiven Ableit strömen gegen Erdpotential eintransformiert wird. Diese Impe danz wird dazu auf durch an den Motorphasen asymmetrisch ge gen Erde anregende Systemschwingungen des Umrichtersystems hervorgerufene kapazitive Ableitströme ausgelegt.

Auch hat es sich als günstig erwiesen, wenn alle zu einem Mo torsternpunkt führenden Motorphasen durch einen verlustbehaf teten magnetisierbaren Koppelkern geführt werden. Dabei kön nen die für die Dämpfung notwendigen Verluste vorteilhaft durch die Eigenschaften des magnetischen Materials selbst er zeugt werden.

Alternativ lässt sich dies erreichen, wenn der Koppelkern, z. B. ein Magnetkern, eine Wicklung aufweist, die über eine Impedanz kurzgeschlossen ist. Dabei hat es sich als günstig erwiesen, insbesondere im Hinblick auf eine mögliche Nach rüstung von Motoren, wenn alle zu einem Motorsternpunkt füh renden Motorphasen am Eingang des Motors durch den verlustbe hafteten Magnetkern geführt werden.

Wenn die Impedanz einen ohmschen Widerstand umfasst, dann er gibt sich eine besonders einfache und kostengünstige Reali sierung.

Aufgrund der Erkenntnis, dass jeder Wicklungsstrang des Mo tors einen LC-Kettenleiter bildet, wird der ohmsche Wider stand vorzugsweise nach

bemessen, wobei L die Induktivität und C die Ableitkapazität eines Kettenleiterglieds der LC-Kettenleiterstruktur darstel len.

Für die Gesamt-Induktivität des mit dem Magnetkern gebildeten Koppelkreises gilt dabei vorzugsweise:

wobei

mit f_res als ausgeprägter Resonanzfrequenz des Amp lituden-Frequenzgangs des Motors ist.

Dabei kann das erfindungsgemäße Verfahren auch bei einem elektrischen Motor mit mehreren Motorsternunkten angewendet werden, insbesondere bei einem Linearmotor oder einem Torque motor, indem das Verfahren für jeden Motorsternpunkt durchge führt wird, wobei jeweils eine geeignete Impedanz in alle zu einem Motorsternpunkt führenden Motorphasen eingekoppelt wird. Auch hierbei kann das Eintransformieren der Impedanz am Motoreingang erfolgen, wobei dann sinnvollerweise alle Motor phasen aller Motorsternpunkte durch einen einzigen Koppelkern geführt werden, der entsprechend zu bemessen ist. Bei einem Torquemotor handelt es sich dabei um eine auf die Erzeugung hoher Drehmomente bei i. d. R. geringen Drehzahlen ausgelegte Maschine, z. B. in Form eines bürstenlosen hochpoligen perma nentmagneterregten Synchronmotors.

Wenn der Umrichter mit einer Netzeingangsdrossel zur Einspei sung nach dem Hochsetzstellerprinzip betrieben wird, so erge ben sich durch die Erfindung besonders große Vorteile gegen über völlig ungedämpften Systemschwingungen.

Des weiteren wird die vorangehend gestellte Aufgabe der Er findung auch durch einen elektrischen Motor zum Betrieb an einem Spannungszwischenkreis-Umrichter mit eingangsseitiger Induktivität, insbesondere einer Netzeingangsdrossel, gelöst, der einen durch Eigenschaften seiner Wicklungsstränge beding ten Frequenzgang mit mindestens einer Resonanzfrequenz gegen Erdpotential aufweist und bei dem alle zu einem Motorstern punkt führenden Motorphasen durch einen verlustbehafteten magnetisierbaren Koppelkern geführt sind. Dies lässt sich be sonders einfach erreichen, indem die für die Dämpfung notwen digen Verluste durch die Eigenschaften des magnetischen Mate rials selbst erzeugt werden oder indem der Magnetkern eine Wicklung aufweist, die über eine Impedanz kurzgeschlossen ist. Dabei hat es sich als vorteilhaft erwiesen, wenn der Magnetkern am Eingang des Motors angeordnet ist.

Indem diese Impedanz zur Bedämpfung von durch an den Motor phasen asymmetrisch gegen Erde anregende Systemschwingungen des Umrichtersystems in den Wicklungssträngen hervorgerufenen kapazitiven Ableitströmen gegen Erdpotential ausgelegt ist, lassen sich Systemschwingungen des Umrichtersystems aufgrund dessen eingangs geschilderter Struktur eines passiven Krei ses, vor allem in Verbindung mit einer Netzeingangsdrossel, und dadurch bewirkte Resonanzüberhöhungen in dem Motor beson ders wirksam unterdrücken.

Dabei hat es sich als besonders günstig herausgestellt, wenn Impedanz einen ohmschen Widerstand umfasst.

Für die Bemessung dieses ohmschen Widerstands und der Gesamt- Induktivität gelten vorzugsweise die gleichen Bemessungsre geln wie beim erfindungsgemäßen Verfahren beschrieben mit

Der Erfolg der Erfindung lässt sich dabei weiter verbessern, indem der Koppelkern derart bemessen ist, dass dieser in kei nem Betriebspunkt des Motors in Sättigung geht.

Dabei hat sich die durch die Erfindung vorgeschlagene Lösung besonders bei Motoren mit Wicklungssträngen in Polspultechnik als günstig erwiesen, die jeweils eine Kettenleiterstruktur aus Induktivitäten L und Ableitkapazitäten C bilden, wobei die Impedanz zur transformatorischen Bedämpfung dieser Ket tenleiterstrukturen dient.

Besonders gut gelingt dies dann, wenn die Impedanz so ausge prägt ist, dass diese an den Motorphasen asymmetrisch gegen Erde anregende Gleichtaktströme des Umrichtersystems in der Kettenleiterstruktur bedämpft.

Jedoch lässt sich das Prinzip der Erfindung auch auf beliebi ge andere Bauformen von elektrischen Motoren anwenden, vor allem auch auf solche in sogenannter wilder Wicklungstechnik, insbesondere Niederspannungsmotoren. Als besonders günstig hat sich dies bei solchen Antrieben mit großen geometrischen Abmessungen erwiesen, bei denen aufgrund einer großen Nutflä che große Ableitkapazitäten bestehen, die zu besonders nied rigen Resonanzfrequenzen f_res führen.

Solange nämlich solche ausgeprägten Resonanzstellen des Mo tors weit oberhalb möglicher Systemschwingungen des Umrich tersystems liegen, ist die Gefahr von Resonanzüberhöhungen im Motorsternpunkt gering. Dies ändert sich jedoch, je näher solche Resonanzfrequenzen im Frequenzgang eines Motors gegen Erdpotential in den Bereich von solchen Systemschwingungen des Umrichtersystems gelangen. Dies geschieht in erster Linie durch die Baugröße des Motors selbst. Die Größe eines Motors bedingt die Nutfläche, welche sich ihrerseits auf die Kapazi tät C_M des Motors gegen Erdpotential auswirkt, indem diese Ableitkapazität mit der Größe der Nutfläche zunimmt. Mit zu nehmender Ableitkapazität C_M des Motors wiederum sinkt die ausgeprägte Resonanzfrequenz f_res des Amplituden-Frequenzgangs des Motors gegen Erdpotential und kommt somit näher in den Bereich von unerwünschten Systemeigenfrequenzen f_sys des Um richtersystems. Dies hat zur Folge, dass mit zunehmender geo metrischer Abmessung des Motors, z. B. der Baulänge oder dem Durchmesser, ausgeprägte Resonanzfrequenzen näher an diesen kritischen Bereich kommen und das Problem von Resonanzüberhö hungen zunimmt.

Dem wirkt die vorliegende Erfindung mit den voranstehend be schriebenen Maßnahmen wirksam und effektiv entgegen, indem ein Weg geschaffen wird, um den Frequenzgang des Motors gegen Erdpotential so zu verändern, dass praktisch keine ausgepräg ten Resonanzüberhöhungen f_res in der Nähe der Systemeigenfre quenzen f_sys des in Fig. 1 gezeigten Umrichtersystems mehr zu liegen kommen.

Weitere Details und Vorteile der Erfindung ergeben sich an hand der folgenden Darstellung eines vorteilhaften Ausfüh rungsbeispiels und in Verbindung mit den weiteren Figuren. Dabei sind Elemente mit gleicher Funktionalität mit den glei chen Bezugszeichen gekennzeichnet. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Umrichtersystems mit Drehstrommotor an einem Umrichter mit Spannungszwi schenkreis und einem geregelten Eingangsstromrich ter sowie Netzeingangsdrossel im Hochsetzstellerbe trieb,

Fig. 2 ein Ersatzschaltbild des durch die in Fig. 1 gezeig te Anordnung eines Umrichtersystems gebildeten pas siven Kreises im Hinblick auf Systemschwingungen,

Fig. 3 eine Prinzipskizze einer in einem Motor gebildeten Kettenleiterstruktur,

Fig. 4 eine Prinzipskizze zur systemtheoretischen Darstel lung des Wirkungspfades der Spannungen gegen Erdpo tential vom Netz bis zum Motorsternpunkt,

Fig. 5 eine schematische Blockdarstellung einer Topologie in einem Umrichterverband,

Fig. 6 eine Prinzipskizze einer symmetrischen Ansteuerung des Motors aus dem Spannungszwischenkreis anhand von zwei Phasen L1 und L2,

Fig. 7 ein Zeitdiagramm des Spannungsverlaufs zwischen diesen beiden Phasen L1 und L2 in Gegenüberstellung zu den Schaltzuständen des Wechselrichters W,

Fig. 8 ein Zeitdiagramm des Spannungsverlaufs der Phase L1 gegen Erde,

Fig. 9 ein entsprechendes Zeitdiagramm des Spannungsver laufs der Phase L2 gegen Erde,

Fig. 10 eine Prinzipskizze einer asymmetrischen Ansteuerung des Motors aus dem Spannungszwischenkreis als Gleichtaktsystem zur Betrachtung Phase gegen Erde,

Fig. 11 ein Zeitdiagramm des asymmetrischen Spannungsver laufs der Phasen L1 und L2 gegen Erde,

Fig. 12 ein entsprechendes Zeitdiagramm des Gleichanteils des asymmetrischen Spannungsverlaufs der Phasen L1 und L2 gegen Erde,

Fig. 13 ein entsprechendes Zeitdiagramm des Wechselanteils des asymmetrischen Spannungsverlaufs der Phasen L1 und L2 gegen Erde,

Fig. 14 einen Amplituden-Frequenzgang eines beliebigen Mo tors gegen Erde zur Darstellung der Übertragungs funktion H₂(s),

Fig. 15 einen Amplituden-Frequenzgang eines Motors gegen Erde ohne Berücksichtigung der mit steigender Frequenz zunehmenden Eigendämpfung zur Darstellung der Übertragungsfunktion H₂(s),

Fig. 16 eine Prinzipskizze einer Kettenleiterstruktur aus Vierpolen aufgebaut,

Fig. 17 ein beispielhaftes Wicklungsschema einer Motorwick lung in Polspultechnologie,

Fig. 18 eine Querschnittsansicht der Einbaulage dieser Pol spulen im Blechpaket,

Fig. 19 das asymmetrische Ersatzschaltbild einer solchen Anordnung nach Fig. 17 und Fig. 18,

Fig. 20 die gleiche Kettenleiterstruktur wie in Fig. 3 mit erfindungsgemäßem transformatorisch eingekoppeltem Dämpfungswiderstand,

Fig. 21 ein Ersatzschaltbild für den Koppelkern und die Im pedanz nach Fig. 20 und

Fig. 22 einen Vergleich des Amplituden-Frequenzgangs (Amp litudenverlauf über die Frequenz) mit und ohne transformatorisch eingekoppeltem Dämpfungswider stand.

Die Fig. 1 bis Fig. 3 wurden bereits eingangs zur besseren Ver ständlichkeit der der Erfindung zugrunde liegenden Problema tik erläutert, wobei an dieser Stelle noch einmal darauf hin gewiesen sein soll, dass bereits das Erkennen der Problematik der Systemschwingungen eines Umrichterssystems nach Fig. 1, vor allem mit Netzeingangsdrossel L_K im Hochsetzstellerbe trieb in Verbindung mit einem Motor mit Kettenleiterstruktur K, und deren Ursache aus dem Stand der Technik nicht bekannt sind. Bereits darin ist somit eine erhebliche Leistung der vorliegenden Erfindung zu sehen.

Zunächst soll ein solches in Fig. 1 gezeigtes Umrichtersystem systemtheoretisch im Hinblick auf einen Wirkungspfad vom Netz bis zum Motorsternpunkt betrachtet werden. Dazu zeigt Fig. 4 eine entsprechende Prinzipskizze mit der eingangsseitigen Netzspannung U_N gegen Erde, die über den Umrichterverband mit einer ersten Übertragungsfunktion H₁(s) in die Spannung U_P600 der positiven Zwischenkreisschiene gegen Erde umgesetzt wird. Im Motor wird diese Spannung U_P600 über eine zweite Übertra gungsfunktion H₂(s) in eine am Motorsternpunkt S anstehende Spannung U_S gegen Erde umgesetzt.

Dabei ist zu berücksichtigen, dass in der Praxis häufig meh rere Motoren an einem Umrichterverband betrieben werden, in dem mehrere Wechselrichter W₁ bis W₃ mit angeschlossenen Mo toren M₁ bis M₃ aus der Zwischenkreisspannung U_ZK gespeist werden. Die Darstellung nach Fig. 5 zeigt ein Beispiel einer Topologie eines solchen Umrichterverbands. Aus dem Netz N wird über die Filteranordnung F der Eingangsstromrichter E gespeist, welcher mehrere Wechselrichter W₁ bis W₃ mit ange schlossenen Motoren M₁ bis M₃ aus der Zwischenkreisspannung U_ZK speist.

Zwischen den jeweiligen Wechselrichtern W₁ bis W₃ an den an geschlossenen Motoren M₁ bis M₃ ist hinsichtlich der System schwingungen zu berücksichtigen, dass auf Seiten des Umrich terverbands mit N, F, E, W₁ bis W₃ als Systemeigenfrequenz f_sys vorliegt, welche die Resonanzfrequenz f_res(sys) des Sys tems beschreibt. Die Motoren M₁ bis M₃ hingegen weisen ihrer seits eine eigene Resonanzfrequenz f_res auf, die der Eigenfre quenz f_res(mot) des jeweiligen Motors entspricht.

Die in Fig. 4 angestellte systemtheoretische Betrachtung er folgt somit getrennt für den jeweiligen Motor, weshalb der Umrichterverband mit der Übertragungsfunktion H₁(s) bei einer Topologie, wie in Fig. 5 gezeigt, den Filter F, die Induktivi tät L_K, den Eingangsstromrichter E, alle Wechselrichter W, alle anderen Motoren M sowie alle Leitungen LT umfasst.

In einem solchen oder einem Umrichterverband allgemein kann sich, wie eingangs beschrieben, eine Systemschwingung ausbil den, die insbesondere durch das Takten einer Einspeisung E und in geringerem Maße auch durch das Takten der Wechselrich ter W der Achsmodule angeregt wird. Dieses Takten bewirkt ein periodisches Umladen der parasitären Kapazitäten, die bereits anlässlich von Fig. 1 beschrieben wurden.

Betrachtet man die Netzspannung U_N als Eingangsgröße, dann wird diese mit der Übertragungsfunktion H₁(s) auf die Aus gangsgröße U_P600 (bei Betrachtung der positiven Zwischenkreis schiene P600) abgebildet. Die Spannung U_P600 liegt, bis auf 600 V Gleichanteile, gleichtaktig an den Motorklemmen an, was einem asymmetrischen System bzw. Nullsystem entspricht.

Die Motorleitung LT kann theoretisch sowohl H₁(s) als auch H₂(s) zugeordnet werden. Qualitativ gelten die Aussagen für beide Fälle. Hier soll die Motorleitung LT - wie erwähnt - zu H₁(s) gehören. Im betrachteten Frequenzbereich ist die Lei tung LT als elektrisch kurz anzusehen.

Wie bereits geschildert, hat der dadurch gebildete und in Fig. 2 gezeigte passive Kreis eine natürliche Resonanzfrequenz f_res(sys) bzw. f_sys, auf die sich dieses System einschwingt. Als Folge bekommen die Potenziale der Zwischenkreisschienen P600 und M600 zusätzlich zu den betriebsbedingten Verschie bungen mit beispielsweise 600 V Amplitude eine zusätzliche un erwünschte Schwingung mit einer Amplitude von bis zu einigen hundert Volt aufmoduliert.

Dies hat zur Folge, dass die Ausgangsspannungen des Wechsel richters W gegen Erde nicht mehr blockförmig sind, wie dies zwischen zwei Phasen U, V, W der Fall ist, sondern die Aus gangsspannungen stellen Ausschnitte aus den Systemschwingun gen auf die Zwischenkreisschienen P600 und M600 dar.

Dies lässt sich am besten veranschaulichen, wenn man die in Fig. 6 gezeigte Prinzipskizze einer symmetrischen Ansteuerung des Motors M aus dem Spannungszwischenkreis C_ZK anhand von zwei beispielhaften Phasen L1 und L2 zugrunde legt. Es ist der Zwischenkreis mit der Zwischenkreiskapazität C_ZK und den Zwischenkreisschienen P600 und M600 gezeigt, aus dem über einen vereinfachten Wechselrichter in Brückenschaltung mit den Schaltern S1 bis S4 eine Spannung U_L1L2 bzw. ein Strom i zur Speisung zweier im Motorsternpunkt S verbundener Stränge L1 und L2 des Motors M mit jeweiligen Induktivitäten L_H erfolgt. Der Motor weist die bereits erläuterte Ableitkapazität C_M ge gen Erdpotenzial auf.

Die Darstellung nach Fig. 7 zeigt den Verlauf der Spannung U_L1L2 zwischen den Phasen L1 und L2 über die Zeit t gegenüber gestellt mit den jeweiligen Schaltzuständen der Schalter S1 bis S4 der Brücke des Wechselrichters W, welche darunter e benfalls über die Zeit t aufgetragen sind. Die Schalter S1 und S2 stellen den ersten Brückenzweig, die Schalter S3 und S4 den zweiten Brückenzweig dar. Dabei sind Schalter einer Phase immer invers zueinander, da andernfalls der Zwischen kreis kurzgeschlossen würde.

Zur Veranschaulichung der Schaltzustände der beiden Brücken zweige S1/S2 und S3/S4 sind die vier Zustände 1, 2, 3 und 4 angenommen. Im Zustand 1 gilt S1 = 0, S2 = 1 und S3 = 0, S4 = 1 mit dem Zustand '--' für die Phasen L1 und L2. In diesem Fall werden also sogenannte Nullzeiger NZ geschaltet und zwischen den Phasen L1 und L2 liegt keine Spannung U_L1L2 an.

Im Zustand 2 gilt S1 = 1, S2 = 0 und S3 = 0, S4 = 1. Daraus resul tiert der Zustand '+-' mit einer Spannung U_L1L2 von 600 V zwi schen den Phasen L1 und L2.

Im Zustand 3 gilt S1 = 1, S2 = 0 und S3 = 1, S4 = 0. Daraus resul tiert der Zustand '++', es werden also wiederum sogenannte Nullzeiger NZ geschaltet und zwischen den Phasen L1 und L2 liegt keine Spannung U_L1L2 an.

Im Zustand 4 schließlich gilt S1 = 0, S2 = 1 und S3 = 1, S4 = 0. Dar aus resultiert der Zustand '-+' mit einer Spannung U_L1L2 von -600 V zwischen den Phasen L1 und L2. Anschließend beginnt ei ne neuer Zustand 1 usw.

In der Darstellung nach Fig. 8 ist ebenfalls für diese Zustän de 1 bis 4 der Verlauf der Spannung an der Phase L1 gegen Er de über die Zeit t gezeigt, also asymmetrisch betrachtet. Da bei ist das vorangehend geschilderte Phänomen zu erkennen, wonach der Spannungsverlauf nicht ideal blockförmig ist, son dern die unerwünschten Systemschwingungen des Umrichter systems aus Fig. 1 bzw. Fig. 4 mit einer beispielhaften Ampli tude von ca. 150 V aufmoduliert sind. Das gleiche gilt u. U. mit einer konstanten Amplitudenverschiebung für den asymmet rischen Spannungsverlauf der Phase L2 gegen Erde, der in Fig. 9 gezeigt ist. Man erkennt, dass beide Phasen L1 und L2 und damit auch die Zwischenkreisschienen P600 und M600 gleichtak tig schwingen. D. h. diese werden stets "parallel" verschoben, also ohne eine Phasenverschiebung.

Daran wird deutlich, dass das Problem möglicher Resonanzüber höhungen im wesentlichen durch asymmetrische Ströme i hervor gerufen wird. Aus diesem Grund lohnt sich die Betrachtung der Anordnung als Gleichtaktsystem, wie diese ausschnittsweise in Fig. 10 in Form einer Prinzipskizze einer asymmetrischen An steuerung des Motors M aus dem Spannungszwischenkreis C_ZK ge zeigt ist. Dabei wird somit davon ausgegangen, dass alle Mo torphasen U, V, W bzw. L1 bis L3 eine durch die Motorwicklung bedingte Induktivität L_σ bilden, die durch die Ableitkapazi tät C_M gegen Erde abgeschlossen wird.

Betrachtet man nun wiederum die beiden Phasen L1 und L2, nun mehr jedoch gemeinsam im Gleichtaktsystem (im folgenden mit L1& gekennzeichnet), so ergibt sich der in Fig. 11 gezeigte Verlauf der Spannung gegen Erde. Aus der aus Fig. 6 und Fig. 7 erkennbaren "parallelen" Verschiebung der einzelnen Phasen L1, L2 kann im Gleichtaktsystem für L1& in den Zuständen 2 und 4 kein Gleichtaktsignal skizziert werden, weil hier die Phasen L1 und L2 auf unterschiedlichem Potential liegen (im skizzierten Fall beträgt der Abstand eine Gleichspannung von 600 Volt). Weil nur zwei Phasen betrachtet werden, liegen diese im Mittel gleichtaktig bei 0 Volt. In den übrigen Zu ständen 1 und 3 entspricht der Spannungsverlauf von L1& dem von L1 in Fig. 8 und L2 in Fig. 9.

Der in Fig. 11 gezeigte Spannungsverlauf von L1& im Gleich taktsystem lässt sich dabei in eine Grundwelle GW und eine Oberwelle OW trennen. Diese sind getrennt in Fig. 12 und Fig. 13 gezeigt.

Aus der Darstellung nach Fig. 12 ist der Spannungsverlauf der Grundwelle GW zu entnehmen. Dabei wird deutlich, dass dieser die gewünschten blockförmigen Schaltzustände beschreibt mit -300 V in Zustand 1, 0 V in den Zuständen 2 und 4 aufgrund der "parallelen" Verschiebung und +300 V im Zustand 3. Die in Fig. 13 gezeigte Oberwelle OW des Spannungsverlaufs L1& be schreibt einen im wesentlichen konstanten sinusförmigen Ver lauf mit einer Amplitude von beispielhaft 150 V.

Die Oberwelle bzw. Systemschwingung liegt somit in allen Zu ständen 1 bis 4 am Motor M an, wodurch dieser Phase-Erde- Schwingkreis, wie in Fig. 2 gezeigt, im Motor M ständig ange regt wird. Wenn diese Systemschwingung nun in der Nähe einer Motoreigenfrequenz liegt bzw. der Motor M eine ausgeprägte Resonanz in der Nähe der Frequenz der Systemschwingung auf weist, kann es zu unerwünschten Resonanzüberhöhungen kommen. Ein "maximales" Aufschwingen dieses Phase-Erde-Schwingkreises wird in der Regel lediglich durch die Brüche in der Oberwelle aufgrund des Schaltens von einem Zustand in den nächsten ver hindert.

Im Hinblick auf die vorangehend erwähnte systemtheoretische Betrachtung der Problematik nach Fig. 4 hängt die Amplitude einer solchen Systemschwingung f_sys dabei im wesentlichen von zwei Faktoren ab. Dies ist zum einen die intrinsische Dämp fung im System, die umgekehrt proportional zur Güte des Schwingkreises ist, wobei die Dämpfung mit steigender Fre quenz zunimmt. Zum anderen ist es die Anregung, d. h. die Art der Einspeisung (z. B. Diodeneinspeisung oder geregelte Ein speisung) und die Höhe der Zwischenkreisspannung U_ZK.

Besonders ausgeprägte Systemeigenschwingungen lassen sich da mit bei Umrichtersystemen beobachten, die viele Achsmodule W und Motoren M sowie lange Motorleitungen LT haben.

Der Frequenzbereich der Systemeigenschwingungen f_sys reicht dabei in der Regel von ca. 10 kHz für große Umrichtersysteme bis über 50 kHz für kleinere Umrichtersysteme.

Amplitude und Frequenz hängen somit von der Konfiguration und dem Ausbaugrad des Systems ab, z. B.:

- Art der Einspeisung E (geregelt oder ungeregelt)
- Anzahl der Achsen bzw. Motoren M, die an einem Umrichter system UR betrieben werden
- Länge der Leistungsleitungen LT

Es bleibt somit an dieser Stelle festzuhalten, dass Umrich tersysteme mit Spannungszwischenkreis Eigenschwingungen der Zwischenkreisschienen P600, M600 gegen Erde aufweisen können. Diese sind besonders ausgeprägt bei mehrachsigen Systemen und bei geregelten Netzeinspeisungen im Eingangsstromrichter E, vor allem im Hochsetzstellerbetrieb. Damit wird der Motor M im asymmetrischen System unabhängig von den Pulsmustern der einzelnen Phasen U, V, W bzw. L1 bis L3 nahezu monofrequent angeregt. Mit der Übertragungsfunktion H₂(s) wird diese Anre gung auf die Ausgangsseite, nämlich die Spannung U_S am Stern punkt S gegen Erde, abgebildet.

Alle elektrischen Motoren M, gleich welcher Bauform, haben qualitativ den in der Darstellung nach Fig. 14 gezeigten Amp lituden-Frequenzgang A(f) ihrer Übertragungsfunktion H₂(s) gegen Erde. Dieser weist eine ausgeprägte Resonanzfrequenz f_res(mot) bzw. f_res auf. Die Übertragungsfunktion H₂(s) kann dabei beschrieben werden als:

H₂(s) = U_P600/U_S.

Die Frequenz der ausgeprägten Resonanzüberhöhung des Motors hängt von den induktiven und kapazitiven Elementen im Motor gegen Erde ab und bestimmt sich damit nach:

mit L_M = f(L_PE) als wirksamer Induktivität und C_M = f(C_PE) als wirksamer Kapazität des Motors M gegen Erdpotential PE bzw. im Nullsystem. Die genauen Funktionen hängen dabei vom jewei ligen Messverfahren und den verwendeten Ersatzschaltbildern ab.

Bei mehreren Sternpunkten S liegt eine Parallelschaltung i dentischer Schwingkreise vor. Die Kapazität pro Schwingkreis bestimmt sich dabei nach:

Die Induktivität hängt von der Anzahl der in Reihe geschalte ten Spulen ab, wobei vor allem in der Polspultechnik mehrere Sternpunkte S vorkommen. Da die einzelnen Spulen als magne tisch voneinander entkoppelt angesehen werden können, gilt ferner:

mit n_1S als Anzahl der Spulenbaugruppen bei einem Sternpunkt S und Anz_S der Anzahl der Sternpunkte S.

Damit gilt für Motoren gleicher Baugröße, aber unterschied licher Verschaltung identischer Spulengruppen:

Der Einfluss der Motorgröße auf die Resonanzfrequenz f_res kann folgendermaßen abgeschätzt werden:

mit

A ∞ Nutfläche ∞ D.LG,

wobei D den Durchmesser und LG die Länge des Motors darstel len.

Damit gilt für den Einfluss der Motorgröße bei ansonsten kon stanten Eigenschaften:

Ohne Berücksichtigung der mit steigender Frequenz f zunehmen den Eigendämpfung aufgrund von Wirbelstromverlusten, Ummagne tisierungen etc. und insbesondere, wenn der Motor M als Ket tenleiter K verstanden wird, was vor allem bei Motoren in Polspultechnologie aufgrund der in Reihe geschalteten Spulen gruppen makroskopisch plausibel erscheint, ergibt sich der in Fig. 15 gezeigte Amplituden-Frequenzgang A(f). Dieser weist mehrere lokale Maxima auf, welche mehrere Resonanzfrequenzen f_res1 bis f_resn beschreiben, wobei die erste Resonanzüberhö hung f_res1, die bei der niedrigsten Frequenz liegt, dominant ist und damit die bestimmende bzw. ausgeprägte Resonanzfre quenz f_res darstellt.

Es existieren somit Frequenzen, insbesondere die niedrigste Resonanzfrequenz f_res, bei denen am Motorsternpunkt S wesentlich höhere Spannungen auftreten als an den Eingangsklemmen des Motors M, die beispielsweise um den Faktor 3 bis 4 höher liegen. Dabei ist festzustellen, dass die Resonanzüberhöhung umso höher ist, je niedriger f_res liegt. Besonders gefährdet sind somit geometrisch große Torquemotoren, bei denen sich über die Nutfläche und mehrere Sternpunkte S besonders leicht Resonanzstellen f_res bilden lassen, die in der Nähe oder genau auf der Frequenz f_sys der Systemeigenschwingungen liegen.

Diese Erkenntnisse sind bedeutsam, wenn man sich die Ketten leiterstruktur K vor Augen hält, wie sie in Fig. 3 gezeigt ist. Eine solche kann nämlich nicht nur makroskopisch bei Mo toren in Polspultechnologie angenommen werden, sondern im Prinzip auch bei anderen Bauformen. Dazu kann man den Motor M mit seiner Motorwicklung auch ganz allgemein als einen aus gleichen Vierpolen V1 bis Vn zusammengesetzten mikroskopi schen Kettenleiter K betrachten, wie er in der Darstellung nach Fig. 16 gezeigt ist. Jeder Vierpol V1 bis Vn umfasst da bei eine Induktivität L, die mit einem ohmschen Widerstand R in Reihe geschaltet ist. Die Ausgangsspannung fällt dabei pa rallel zu einer Kapazität C ab, die mit L und R als Span nungsteiler geschaltet ist.

Zur Verdeutlichung dieses Aufbaus soll zunächst noch einmal näher auf die Kettenleiterstruktur K eingegangen werden. Dazu ist in den Fig. 17 bis 19 der Aufbau einer Motorwicklung in Polspultechnologie deren asymmetrischem elektrischen Ersatz schaltbild gegenübergestellt. In der Darstellung nach Fig. 17 ist beispielhaft eine Spulengruppe in der Phase U gezeigt. Eine jede Spulengruppe der Motorwicklung MW, bestehend aus mehreren hintereinandergeschalteten Polspulen PS1 bis PS3, sofern es sich um einen Aufbau in Polspultechnik handelt, bildet bezüglich Erde einen makroskopischen LC-Kettenleiter mit einer Induktivität L und einer Kapazität C. Anfang und Ende dieses Kettenleiters K sind Eingangsklemme und Stern punkt S des Motors M. Dieser Kettenleiter K hat, wie vorange hend dargestellt, mehrere Resonanzfrequenzen f_res.

Wird ein solcher Kettenleiter am Anfang (Phase gegen Erde) z. B. sinusförmig mit seiner niedrigsten Eigenfrequenz f_res er regt, welche in der Regel am ausgeprägtesten ist, so kann er am Ende (Sternpunkt S gegen Erde) eine wesentlich höhere Spannung liefern als am Anfang. Diese Spannung kann im un günstigsten Fall bis zum Durchschlag der Hauptisolation in der Nähe des Sternpunkts S führen.

Eine solche sinusförmige Erregung kann vor allem durch eine im vorangehenden beschriebene ungewollte Systemschwingung f_sys des gesamten Umrichtersystems erfolgen, welche den gewollten Schaltvorgängen in den Leistungsteilen überlagert ist.

Der beschriebene Mechanismus ist am deutlichsten im Still stand ausgeprägt, da hier alle Phasen U, V, W bzw. L1, L2, L3 gleichzeitig geschaltet werden. Die Eigenfrequenzen und Dämp fungen des Kettenleiters K hängen von Aufbau der Motorwick lung ab, z. B. von:

- der Anzahl der Spulen pro Zweig
- der Windungszahl (Induktivität)
- der Gestalt der Spulen (Kapazität)
- dem Verguss (Kapazität)

Die Darstellung nach Fig. 18 verdeutlicht, wie aus einem bei spielhaften Wicklungsschema nach Fig. 17 und der Einbaulage der Polspulen im Blechpaket B das asymmetrische Ersatzschalt bild einer solchen Anordnung nach Fig. 19 hervorgeht.

Durch die geordnete Wicklung hat die erste Lage (gekennzeich net durch ausgefüllte Kreise) einer Polspule PS1 bis PS3 stets eine größere Kapazität C gegenüber dem Blechpaket B (Erdpotential) als die übrigen Lagen (gekennzeichnet durch nicht ausgefüllt Kreise).

Die jeweilige Induktivität L wird durch die jeweilige Pol spule PS1, PS2, PS3 selbst gebildet, wobei angenommen wird, dass die Gegeninduktivität zwischen den Spulen zunächst vernachlässigt werden kann, da bei den betrachteten Frequenzen (z. B. 20 kHz) das Eisen den magnetischen Fluss nur noch wenig verstärkt und lenkt. Dies wird dadurch bestätigt, dass das Weglassen des Sekundärteils die Messwerte (Frequenz, Amplitu de) kaum verändert.

Die gezeigte Struktur besitzt so viele Kettenleiterglieder (n = 3) wie Polspulen PS1 bis PS3. Besteht ein Strang aus m pa rallelgeschalteten Zweigen (Kettenstrukturen), so sind für den Betrieb mit Nullzeiger NZ (gleichzeitiges Schalten aller Eingangsklemmen) für die Phasen U, V, W somit m = 3 Zweige parallel geschaltet.

In Fig. 19 nicht eingezeichnet ist die im System vorhandene Dämpfung. Sie soll zunächst als ohmscher Widerstand R einer jeden Induktivität L angesehen werden.

Im folgenden Beispiel wird für einen Motor M mit Hilfe der Größen L_Z, C_M, m und n die Übertragungsfunktion der in Fig. 16 gezeigten Kettenleiterstruktur aus Vierpolen V1 bis Vn von den Phasenklemmen zum Sternpunkt S berechnet.

Dabei wird mit C_M die Wicklungs-Erd-Kapazität sowie mit L_Z, R_Z die Impedanz eines Wicklungszweigs beschrieben. Unter einem Wicklungszweig werden in diesem Fall die hintereinan dergeschalteten Spulen von einer Phasenklemme U, V oder W bis zu einem Sternpunkt S verstanden, wobei eventuell vorhandene Parallelschaltungen innerhalb eines Strangs abgetrennt sind.

Daraus lassen sich die Parameter eines Kettenleiterglieds bzw. Vierpols folgendermaßen bestimmen:

m: Anzahl der parallelen Zweige
n: Anzahl der Spulen in Reihe

Für den Verlustwiderstand R der Induktivität L wird zunächst

gesetzt, wobei der Wert für R_Z im Reihenmodell bei spielsweise bei 10 kHz ermittelt wird.

Dieser Wert kann nur ein erster Anhaltspunkt sein, da R stark frequenzabhängig ist, und bei einer tieferen Frequenz als den tatsächlich auftretenden Frequenzen ermittelt wird.

Die Z-Matrix eines einzelnen Vierpol-Glieds Z _V lautet:

Daraus lässt sich die Kettenmatrix A _V bilden:

Die A-Matrix des gesamten Kettenleiters K ist dann:

A_ges = A_V ⁿ

mit dem Element

Damit ist der Amplituden-Frequenzgang A(s) als komplexe Ver allgemeinerung von A(f):

Nimmt man an, dass der Dämpfungswiderstand R mit der Frequenz zunimmt, so würden die höheren Resonanzfrequenzen noch stär ker gedämpft.

Bildet man aus der A-Matrix des gesamten Kettenleiters K die Z-Matrix so ist das Element Z_in gleich der Eingangsimpedanz des Kettenleiters.

Daraus ergibt sich die Eingangsimpedanz:

Die Darstellung nach Fig. 20 zeigt nun eine Prinzipskizze ei ner in einem Motor M gebildeten Kettenleiterstruktur K, wie sie anlässlich von Fig. 3 erläutert wurde, nunmehr jedoch mit einer erfindungsgemäßen transformatorisch in alle drei Phasen U, V, W des Motors M eingekoppelten Impedanz Z.

Dies geschieht z. B. dadurch, dass jede Phase U, V, W des Mo tors M, deren Wicklungsstrang einen Kettenleiters K dar stellt, durch ein und denselben Magnetkern MK geführt wird, der entweder aufgrund seiner Materialeigenschaften ausreihend verlustbehaftet ist oder aber über eine Wicklung verfügt, die mit einer Impedanz Z elektrisch kurzgeschlossen ist (so in Fig. 20). Indem alle Phasen durch einen Magnetkern MK geführt werden, werden nur die störenden Gleichtaktvorgänge im Hin blick auf die Systemeigenschwingungen des Umrichtersystems bedämpft.

Die Fig. 21 zeigt nun das transformatorische Ersatzschaltbild zu der Anordnung nach Fig. 20. Der Magnetkern MK wird dabei durch das Vierpol-Ersatzschaltbild eines Transformators mit der Hauptinduktivität des Transformators bzw. der Gesamtinduktivität des Koppelkerns L_H1 sowie den Streuinduktivitä ten L_σ1 und L_σ2 beschrieben. Die Impedanz Z besteht dabei aus einer Reihenschaltung aus einem ohmschen Dämpfungswiderstand R_a und einer parasitären Induktivität L_R, die in der Regel schon durch die Zuleitungen des Widerstands gebildet wird. Selbstverständlich kann die Impedanz Z auch weitere Elemente wie z. B. Kapazitäten umfassen, die dazu dienen, L_σ2 und L_R zu kompensieren.

Anhand dieses Ersatzschaltbildes für den Koppelkern MK und die Impedanz Z lassen sich nun R_a und L_H1 so bemessen, dass eine befriedigende Dämpfungswirkung bei minimierten Verlusten in der Impedanz Z erreicht wird. Dies ist der Fall, wenn eine genügend große Zeitkonstante erzielt wird, die etwa der Hälf te der niedrigsten Motor-Resonanzfrequenz f_res entspricht.

Die Auslegung des ohmschen Anteils R_a hat dazu vorteilhafter weise nach

zu erfolgen. Dabei beschreibt L die Induktivität und C die Ableitkapazität eines Vierpoles V1. .Vn bzw. eines Kettenlei ter-LC-Gieds wie in Fig. 16 oder Fig. 19 gezeigt.

Die Auslegung der Hauptinduktivität des Transformators bzw. Gesamtinduktivität des Koppelkerns MK erfolgt vorteilhafter weise nach

mit

mit f_res als ausgeprägter Resonanzfrequenzfrequenz des Motors M.

Daran wird ersichtlich, dass die Induktivität L_H1 nicht durch Sättigungseffekte reduziert werden sollte. Aus diesem Grund sollte der Koppelkern MK so bemessen werden, dass er in allen Betriebspunkten nicht in Sättigung gehen kann.

Aus der Darstellung nach Fig. 22 ist der Amplituden-Frequenz gang A(f) gegen Erdpotential mit und ohne erfindungsgemäßer transformatorisch in alle drei Phasen U, V, W des Motors M eingekoppelter Impedanz Z gezeigt. Der ungedämpfte Verlauf entspricht dem in Fig. 15 gezeigten mit der ersten Resonanz frequenz als ausgeprägtester Resonanzfrequenz f_res. Mit trans formatorischer Bedämpfung der unerwünschten Gleichtaktvorgän ge, wie vorangehend beschrieben bemessen, ergibt sich der punktierte Verlauf, wo die Resonanzüberhöhung bei f_res wesent lich geringer ist. Sollte diese also in der Nähe der System eigenfrequenz f_sys des Umrichtersystems liegen, so sind keine Resonanzüberhöhungen mit den geschilderten negativen Folgen zu erwarten.

Vorteile der Erfindung sind zum einen eine Entlastung des Isoliersystems gegen Erde, was die Zuverlässigkeit und Ro bustheit des Motors steigert. Zum anderen können teure und die Auslastung des Motors verringernde Zusatzisolierungen im Motor entfallen, weil die Spannungsbelastung in Bereichen bleibt, die nach heutigem Stand der Technik bei Niederspan nungsmotoren als mit Standardwerkstoffen beherrschbar gelten.

Das gleiche Prinzip kann auch bei mehreren Motorsternpunkten S angewandt werden, wie es z. B. in Linearmotoren oder Torque motoren der Fall ist. Dazu wird jeweils für jeden Motorstern punkt S eine geeignete Impedanz Z in alle zu einem einzelnen Motorsternpunkt S führenden Motorphasen U, V, W transforma torisch eingekoppelt. Im Prinzip sind Resonanzüberhöhungen auch bei Motoren in sog. wilder Wicklung (Standard bei Nie derspannungsmotoren) vorhanden, so dass die Erfindung sinnge mäß auch für diese und andere Motoren als die zur Veranschaulichung gewählten Motoren in Polspultechnologie einsetzbar ist.

Claims

1. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischen kreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, ins besondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), betriebenen elekt rischen Motor (M), der aufgrund von Eigenschaften seiner Wicklungsstränge einen Frequenzgang mit mindestens einer Re sonanzfrequenz (f_res) gegen Erdpotential aufweist, indem in alle zu einem Motorsternpunkt (S) führenden Motorphasen (U, V, W) eine Impedanz (Z) zur Bedämpfung von durch an den Mo torphasen (U, V, W) asymmetrisch gegen Erde anregende System schwingungen (f_sys) des Umrichtersystems (L_K, UR, L, M) in den Wicklungssträngen hervorgerufenen kapazitiven Ableitströmen gegen Erdpotential eintransformiert wird.

2. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischen kreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, ins besondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), betriebenen elekt rischen Motor (M), der aufgrund von Eigenschaften seiner Wicklungsstränge einen Frequenzgang mit mindestens einer Re sonanzfrequenz (f_res) gegen Erdpotential aufweist, insbesonde re nach Anspruch 1, indem alle zu einem Motorsternpunkt (S) führenden Motorphasen (U, V, W) durch einen verlustbehafteten magnetisierbaren Koppelkern (MK) geführt werden.

3. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischen kreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, ins besondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), betriebenen elekt rischen Motor (M) nach Anspruch 2, wobei der Koppelkern (MK) eine Wicklung aufweist, die über eine Impedanz (Z) kurzge schlossen ist.

4. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischenkreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, ins besondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), betriebenen elekt rischen Motor (M) nach Anspruch 2 oder 3, wobei alle zu einem Motorsternpunkt (S) führenden Motorphasen (U, V, W) am Ein gang des Motors (M) durch den verlustbehafteten Koppelkern (MK) geführt werden.

5. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischen kreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, ins besondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), betriebenen elekt rischen Motor (M) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wo bei die Impedanz (Z) einen ohmschen Widerstand (R_a) umfasst.

6. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischen kreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, ins besondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), betriebenen elekt rischen Motor (M) nach Anspruch 5, wobei jeder Wicklungs strang des Motors (M) einen LC-Kettenleiter (K) bildet und der ohmsche Widerstand (R_a) nach
bemessen wird, wobei L die Induktivität und C die Ableit kapazität eines Kettenleiterglieds der LC-Kettenleiter struktur (K) darstellen.

7. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischen kreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, ins besondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), betriebenen elekt rischen Motor (M) nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Gesamt- Induktivität (L_H1) des mit dem Magnetkern (MK) gebildeten Koppelkreises nach
bemessen wird, wobei vorzugsweise mit f_res als ausgeprägter Resonanzfrequenz ist.

8. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischen kreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, ins besondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), betriebenen elekt rischen Motor (M) mit mehreren Motorsternpunkten (S), insbe sondere einem Linearmotor oder einem Torquemotor, wobei das Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche für jeden Motorsternpunkt (S) durchgeführt wird, indem jeweils eine ge eignete Impedanz (Z) in alle zu einem Motorsternpunkt (S) führenden Motorphasen (U, V, W) eingekoppelt wird.

9. Verfahren zur Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen an einem Motorsternpunkt (S) bei einem an einem Spannungszwischen kreis-Umrichter (UR) mit einer Netzeingangsdrossel (L_K) be triebenen elektrischen Motor nach einem der vorangehenden An sprüche, wobei der Umrichter (UR) mit der Netzeingangsdrossel (L_K) zur Einspeisung (E) nach dem Hochsetzstellerprinzip be trieben wird.

10. Elektrischer Motor zum Betrieb an einem Spannungszwi schenkreis-Umrichter (UR) mit eingangsseitiger Induktivität, insbesondere einer Netzeingangsdrossel (L_K), mit einem durch Wicklungsinduktivitäten (L) und Ableitkapazitäten (C) beding ten Frequenzgang mit ausgeprägter Resonanz (f_res) gegen Erdpo tential, bei dem alle zu einem Motorsternpunkt (S) führenden Motorphasen (U, V, W) durch einen verlustbehafteten magneti sierbaren Koppelkern (MK) geführt sind.

11. Elektrischer Motor nach Anspruch 10, wobei der Koppelkern (MK) eine Wicklung aufweist, die über eine Impedanz (Z) kurzgeschlossen ist.

12. Elektrischer Motor nach Anspruch 10 oder 11, wobei der Koppelkern (MK) am Eingang des Motors (M) angeordnet ist.

13. Elektrischer Motor nach Anspruch 11 oder 12, wobei die Impedanz (Z) so ausgeprägt ist, dass diese durch an den Mo torphasen (U, V, W) asymmetrisch gegen Erde anregende System schwingungen (f_sys) des Umrichtersystems (L_K, UR, L, M) in den Wicklungssträngen hervorgerufene kapazitive Ableitströme ge gen Erdpotential bedämpft.

14. Elektrischer Motor nach einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei die Impedanz (z) einen ohmschen Widerstand (R_a) um fasst.

15. Elektrischer Motor nach Anspruch 14, wobei jeder Wick lungsstrang des Motors (M) einen LC-Kettenleiter (K) bildet und der ohmsche Widerstand (R_a) nach
bemessen ist, wobei L die Induktivität und C die Ableitkapa zität eines Kettenleiterglieds der LC-Kettenleiterstruktur (K) darstellen.

16. Elektrischer Motor nach Anspruch 14 oder 15, wobei die Gesamt-Induktivität (L_H1) des mit dem Magnetkern (MK) gebil deten Koppelkreises nach
bemessen ist, wobei vorzugsweise
mit f_res als ausgeprägter Resonanzfrequenz ist.

17. Elektrischer Motor einem der Ansprüche 10 bis 16, wobei der Koppelkern (MK) derart bemessen ist, dass dieser in kei nem Betriebspunkt des Motors (M) in Sättigung geht.

18. Elektrischer Motor nach einem der Ansprüche 10 bis 17 mit Wicklungssträngen in Polspultechnik, die jeweils eine Ketten leiterstruktur (K) aus Induktivitäten (L) und Ableitkapazitä ten (C) bilden, wobei die Impedanz (Z) zur transformatori schen Bedämpfung dieser Kettenleiterstrukturen (K) dient.

19. Elektrischer Motor einem der Ansprüche 14 bis 18, wobei die Impedanz (Z) so ausgeprägt ist, dass diese an den Motor phasen (U, V, W) asymmetrisch gegen Erde anregende Gleich taktströme des Umrichtersystems (L_K, UR, L, M) in der Ketten leiterstruktur (K) bedämpft.

20. Elektrischer Antrieb nach einem der Ansprüche 10 bis 17 in sogenannter wilder Wicklungstechnik, insbesondere Nieder spannungsmotor, der aufgrund seines geometrischen und/oder elektrischen Aufbaus niedrige Resonanzfrequenzen aufweist.