DE10047508C1 - Verfahren zum Ermitteln der Drehzahl eines Wechselstrom-Motors sowie Motor-Steuersystem - Google Patents
Verfahren zum Ermitteln der Drehzahl eines Wechselstrom-Motors sowie Motor-SteuersystemInfo
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Abstract
Die Erfindung betrifft einerseits ein Verfahren zum Ermitteln der Ist-Drehzahl eines phasenanschnittgesteuerten Wechselstrom-Motors (1) sowie andererseits ein Steuersystem für den Wechselstrom-Motor (1), der insbesondere als Kondensatormotor mit einer Arbeitswicklung (AW) und einer in Reihe mit einem Betriebskondensator (C) liegenden Hilfswicklung (HW) ausgebildet ist. Über mindestens einen von einer Steuereinheit (6) steuerbaren statischen Schalter (2) ist der Motor (1) zur Änderung seiner Drehzahl periodisch über einen bestimmten Phasenschnittwinkel hinweg von einer Versorgungsspannung (U¶N¶) abschaltbar, wobei eine Einrichtung zum Ermitteln der jeweiligen Ist-Drehzahl des Motors (1) vorgesehen ist. Diese Einrichtung zum Ermitteln der Ist-Drehzahl besteht sensorlos aus Mitteln zur Überwachung eines Wicklungsstromes (i¶AW¶ oder i¶HW¶) des Motors (1) und zum Erfassen der Steigung von im jeweils von der Versorgungsspannung (U¶N¶) abgetrennten Zustand des Motors (1) auftretenden, quasi-linear verlaufenden Abschnitten des Wicklungsstromes (i¶AW¶ oder i¶HW¶) sowie aus Mitteln zum Bestimmen der Ist-Drehzahl anhand der jeweils erfaßten Steigung des Wicklungsstromes. Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass die jeweilige Steigung des Wicklungsstromes ein Maß für die Drehzahl ist.
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft zunächst ein Verfahren zum Ermitteln der jeweiligen
Ist-Drehzahl eines phasenanschnittgesteuerten Wechselstrom-Motors, insbesondere
Kondensatormotors, wobei der Motor zur Änderung seiner Drehzahl jeweils periodisch
über einen bestimmten Phasenanschnittwinkel hinweg von einer
Versorgungsspannung abschaltbar ist.
Ferner betrifft die Erfindung auch ein Steuersystem für einen Wechselstrom-Motor,
insbesondere für einen Kondensatormotor mit einer Arbeitswicklung und einer in Reihe
mit einem Betriebskondensator liegenden Hilfswicklung, wobei über mindestens einen
von einer Steuereinheit steuerbaren statischen Schalter der Motor zur Änderung seiner
Drehzahl periodisch über einen bestimmten Phasenanschnittwinkel hinweg von einer
Versorgungsspannung abschaltbar ist, und wobei eine Einrichtung zum Ermitteln der
jeweiligen Ist-Drehzahl des Motors - insbesondere unter Anwendung des
erfindungsgemäßen Verfahrens - vorgesehen ist.
Die DE 198 43 133 A1 beschreibt ein entsprechendes Verfahren zum Messen der
Drehzahl einer Induktionsmaschine, deren Stator über einen steuerbaren
Wechselstromsteller an ein ein- oder mehrphasiges Wechselspannungsnetz
angeschlossen ist. Dabei wird der Stator für zumindest einen vorgegebenen
Zeitabschnitt durch Öffnen von Ventilen des Wechselstromstellers vom
Wechsspannungsnetz getrennt. In diesem Zeitabschnitt wird zumindest eine im Stator
durch die Drehbewegung des Läufers induzierte Statorspannung gemessen. Aus den
so gewonnenen Meßwerten wird die Frequenz dieser Statorspannung ermittelt und
daraus die Drehzahl der Induktionsmaschine abgeleitet.
Wechselstrom-Motoren, wie Kondensatormotoren, werden häufig von einer
Phasenanschnittsteuerung angesteuert, wobei durch Änderung des
Phasenanschnittwinkels die effektive Motorspannung und dadurch die Drehmoment-
Drehzahl-Kennlinie des Motors verändert werden kann. Ist der Motor belastet, so kann
dadurch die Drehzahl variiert werden.
Bei vielen Anwendung ist es erwünscht, die tatsächliche Drehzahl, d. h. die jeweilige
Ist-Drehzahl des Motors zu erfassen, und zwar z. B. zum Überwachen des Motors
und/oder zum Zwecke einer Drehzahlregelung, wozu einem Regler stets die Ist-
Drehzahl rückgeführt werden muß.
Derzeit erfolgt die Drehzahlmessung in den meisten Fällen und vor allem aus
Kostengründen unter Verwendung separater Sensoren, beispielsweise durch optische
Signalgeber (Encoder), sog. Resolver oder magnetische Sensoren (insbesondere Hall-
Sensoren). Insbesondere bei Anwendungen, bei denen die qualitativen Anforderungen
an die Drehzahlerfassung (absolute Genauigkeit, Dynamik usw.) nicht sehr groß sind,
möglichst geringe Kosten aber eine sehr wichtige Rolle spielen (z. B. bei
Lüfteranwendungen), wird die Drehzahl oft mit einem recht preiswerten Hall-Sensor
gemessen. Dazu muß im Rotor ein kleiner Magnet angebracht werden, dessen
magnetisches Feld bei Rotation vom Sensor erfaßt wird.
Für frequenzumrichtergespeiste, hochdynamische Antriebsanwendungen,
insbesondere für Drehstrom-Motoren, wurden auch sensorlose Methoden zur
Drehzahlerfassung entwickelt, die allerdings recht aufwendig sind. Diese Methoden
beruhen entweder auf einem Flußmodell oder dem "Beobachterprinzip" oder sie
nutzten rotorlageabhängige Sättigungseffekte oder künstliche Intelligenz, z. B. sog.
neuronale Netze. Diese Methoden müßten aber auf die speziellen Eigenschaften
insbesondere von Kondensatormotoren angepaßt werden, könnten aber auch dann für
die meisten Anwendungen, wobei eine Phasenanschnittsteuerung für die
Drehzahlstellung benutzt wird, aus Kostengründen nicht in Frage kommen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine einfache und kosten
günstige Möglichkeit zur sensorlosen Drehzahlermittlung speziell für phasenanschnitt
gesteuerte Wechselstrom-Motoren, insbesondere Kondensatormotoren, zu schaffen.
Erfindungsgemäß wird dies zunächst durch ein Verfahren nach dem Anspruch 1
erreicht, indem jeweils innerhalb einer Zeitphase, in der der Motor von der
Versorgungsspannung getrennt ist, die Steigung eines in dieser Phase quasi-linear
verlaufenden Wicklungsstromes gemessen und daraus die Ist-Drehzahl bestimmt wird.
Das erfindungsgemäße Steuersystem nach dem Anspruch 9 ist demnach dadurch
gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum sensorlosen Ermitteln der Ist-Drehzahl aus
Mitteln zu Überwachung eines Wicklungsstromes des Motors und zum Erfassen der
Steigung von im jeweils von der Versorgungsspannung abgetrennten Zustand des
Motors auftretenden, quasi-linear verlaufenden Abschnitten des Wicklungsstromes
sowie aus Mitteln zum Bestimmen der Ist-Drehzahl anhand der jeweils erfaßten
Steigung des Wicklungsstromes besteht.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass die zeitliche Änderung des
Wicklungsstromes in den Zeiten, in denen der Motor jeweils über den statischen
Schalter der Phasenanschnittsteuerung von der Versorgungsspannung getrennt ist,
wegen des induktiven Wicklungsverhaltens mit guter Annäherung linear, d. h. "quasi-
linear" ist, und dass dabei die Steigung dieses Stromverlaufs in diesen Phasen
hauptsächlich drehzahlabhängig ist. Erfindungsgemäß wird dieser Effekt zur
Drehzahlerfassung eines solchen Motors benutzt.
Speziell bei einem Kondensatormotor, der eine Arbeitswicklung und eine dazu parallel
und in Reihe mit einem Betriebskondensator geschaltete Hilfswicklung aufweist, kann
wahlweise der Strom durch die Arbeitswicklung oder auch der Strom durch die
Hilfswicklung zur Drehzahlerfassung überwacht und ausgewertet werden. Dies liegt
daran, dass in den jeweils durch die Phasenanschnittsteuerung von der
Versorgungsspannung getrennten Zeitphasen von der Versorgungsspannungsquelle
her kein Speisestrom fließt, so dass die Summe der Wicklungsströme gleich Null ist.
Deshalb ändert sich der Strom in der Hilfswicklung genau so quasi-linear wie in der
Arbeitswicklung, nur mit entgegengesetzter Steigung. Erfindungsgemäß kann somit
der Strom in der Arbeitswicklung oder alternativ in der Hilfswicklung für die
Drehzahlerfassung genutzt werden. In den Zeitphasen, in denen der statische Schalter
den Motor von der Versorgungsspannung (insbesondere der Netzspannung) trennt,
wird die Steigung des Wicklungsstroms gemessen und aus diesem Wert die
Motordrehzahl bestimmt.
Bedingung für die erfindungsgemäße Drehzahlerfassung ist somit ein minimaler
Anschnittwinkel. Arbeitet der Motor mit maximaler Aussteuerung (Anschnittwinkel =
0°), so könnte die Drehzahl nicht erfaßt werden. Erfindungsgemäß wird dies jedoch
ermöglicht, indem der Anschnittwinkel periodisch für eine kurze Zeitdauer (z. B. für
eine Netzhalbwelle) auf einen für die Messung ausreichenden Grenzwert erhöht wird.
Dieser minimale Anschnittwinkel ist im Wesentlichen durch die Qualität der
Auswerteelektronik und durch die erwünschte Meßgenauigkeit bestimmt. Ist die
Periode zwischen den auf diese Weise durchgeführten Messungen lang genug, so
beeinflußt diese Methode das Motorverhalten nur unwesentlich, ermöglicht aber im
ganzen Arbeitsbereich vorteilhafterweise die sensorlose Drehzahlerfassung.
Erfindungsgemäß kann die Ist-Drehzahl aus der ermittelten Steigung des
Wicklungsstroms durch bestimmte, motorspezifische Rechenoperationen bestimmt
werden. Es ist aber besonders einfach und somit auch steuerungstechnisch günstig,
wenn der ermittelten Steigung des Wicklungsstromes anhand einer zuvor empirisch für
den jeweiligen Motor ermittelten, also motorspezifischen, in geeigneten Speichermitteln
abgelegten Steigungs-/Drehzahl-Tabelle eine jeweils zugehörige Drehzahl als aktuelle
Ist-Drehzahl zugeordnet wird.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungsmerkmale und Maßnahmen der Erfindung sind in
den jeweils abhängigen Ansprüchen sowie auch in der folgenden Beschreibung
enthalten.
Anhand der Zeichnung und darin veranschaulichter, bevorzugter Ausführungsbeispiele
soll die Erfindung genauer erläutert werden. Dabei zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines erfindungsge
mäßen Steuersystems,
Fig. 2 verschiedene Spannungs- und Stromdiagramme zur Erläuterung der
prinzipiellen Wirkungsweise einer Phasenanschnittssteuerung,
Fig. 3 mehrere Diagramme des Wicklungsstromes - hier speziell des Stromes
iAW durch die Arbeitswicklung eines Kondensatormotors - bei
unterschiedlichen Drehzahlen nn,
Fig. 4 ein weiteres Diagramm des Wicklungsstromes iAW zur Erläuterung der
Bestimmung der Steigung eines quasi-linearen Abschnittes des
Stromverlaufs,
Fig. 5a u. b ein Flußdiagramm zum Ablauf einer bevorzugten Ausführung des
erfindungsgemäßen Verfahrens,
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des erfindungsge
mäßen Steuersystems,
Fig. 7 ein Detail-Schaltbild einer bevorzugten Ausführung eines in der
Ausführung nach Fig. 6 vorgesehenen Nullstromdetektors,
Fig. 8 ein weiteres Blockschaltbild in einer Variante zu Fig. 6,
Fig. 9 ein Detail-Schaltbild einer bevorzugten Ausführung eines in der Aus
führungsform nach Fig. 8 vorgesehenen Schalterspannungsdetektors,
Fig. 10 ein detaillierteres Schaltbild des Steuersystem in einer ersten möglichen
Ausgestaltung und
Fig. 11 ein Schaltbild ähnlich Fig. 10 einer zweiten möglichen Realisierung.
Wie sich zunächst aus Fig. 1 ergibt, wird ein Wechselstrom-Motor 1 über einen stati
schen Schalter 2 mit einer Wechselspannungsquelle 4, im Allgemeinen dem üblichen
Niederspannungsnetz UN, verbunden. Der Motor 1 ist als Kondensatormotor ausge
führt, der eine Arbeitswicklung AW und dazu parallel eine in Reihe mit einem Betriebs
kondensator C liegende Hilfswicklung HW aufweist. Der statische Schalter, hier bei
spielhaft und symbolisch als Triac dargestellt, wird von einer Steuereinheit 6 insbeson
dere zur Änderung der Lastspannung durch Phasenanschnitt gesteuert. Die
Steuereinheit 6 erhält dazu von einem Nullspannungsdetektor 8 Informationen über die
Zeitpunkte der Spannungsnulldurchgänge der Wechselspannung UN. Der Schalter 2
kann von der Steuereinheit 6 zeitverzögert gegenüber dem Spannungsnulldurchgang
gezündet werden, wodurch eine Reduzierung der an die Motorwicklungen AW, HW
geschalteten Spannung gegenüber der Versorgungsspannung UN möglich ist, woraus
bei geeigneter Lastkennlinie eine Veränderung der Drehzahl resultiert. Die Zündverzö
gerungszeit bzw. der Phasenanschnittwinkel wird der Steuereinheit 6 über einen Stell-
Eingang S1 von einer übergeordneten (nicht dargestellten) Steuerung oder Regelung
zur Drehzahlvariation vorgegeben. Zur internen Spannungsversorgung der Kompo
nenten des Steuersystems ist außerdem ein Netzteil 10 vorgesehen.
Wenn nun der vorzugsweise durch einen Triac gebildete statische Schalter 2 bei jedem
Nulldurchgang einen Zündimpuls erhält, ist er ständig eingeschaltet. In diesem Fall ist
die Motorspannung gleich der Versorgungsspannung. Erfolgt die Zündung aber erst
jeweils nach einer gewissen Verzögerung, wird durch Phasenanschnitt die effektive
Motorspannung reduziert. Die Größe dieser Spannungsreduzierung ist von der Zeit
abhängig, in der der Motor 1 von der Versorgungsspannung getrennt ist. In dieser Zeit
bezieht er keine Energie aus der Spannungsquelle 4, deshalb arbeitet er mit einer
abgeschwächten Motorkennlinie. Wenn der Motor 1 von der Spannungsquelle 4
getrennt ist, bedeutet dies jedoch nicht, dass seine Wicklungen AW, HW stromlos sind.
Durch die in den Induktivitäten des Motors 1 gespeicherte Energie wird jeweils ein
Strom im Stromkreis Arbeitswicklung AW - Hilfswicklung HW - Betriebskondensator C
noch eine gewisse Zeit aufrecht erhalten.
In Fig. 2 sind die Versorgungsspannungen UN, der Gesamtstrom iges in der
Motorzuleitung, der Strom iAW durch die Arbeitswicklung sowie der Strom iHW durch die
Hilfswicklung veranschaulicht. Bei Phasenanschnitt geht der Gesamtstrom iges
periodisch auf Null zurück, die einzelnen Wicklungen sind aber in diesen Zeiten nicht
stromlos. Da ein Kondensatormotor in einem breiten Arbeitsbereich mit einem
Leistungsfaktor nahe Eins arbeitet, verläuft der Motorstrom iges ähnlich, wie es bei einer
rein ohmschen Last der Fall wäre. Das bedeutet aber gleichzeitig, dass die Form des
Gesamt-Motorstroms iges von der Drehzahl nicht wesentlich beeinflußt wird. Allerdings
wurde erkannt, dass der Stromverlauf in der Arbeitswicklung sowie auch in der
Hilfswicklung eine starke Drehzahlabhängigkeit aufweist.
in Fig. 3 ist dieser Effekt beispielhaft für den Stromverlauf iAW in Arbeitswicklung AW
des Motors 1 bei unterschiedlichen Drehzahlen n1 bis nn dargestellt. Bei dem
veranschaulichten konkreten Beispiel handelt es sich um einen Kondensatormotor
eines Gebläses bei 230 V/50 Hz Wechselstromnetz und 2 µF Betriebskondensator mit
elektrisch 90° Phasenanschnittwinkel bei unterschiedlichen Drosselungen des
Gebläses, was zu unterschiedlichen Drehzahlen führt, und zwar von oben nach unten:
956 min-1 (freiblasend)
1300 min-1
1600 min-1
1900 min-1
2200 min-1
2500 min-1 und
2780 min-1.
956 min-1 (freiblasend)
1300 min-1
1600 min-1
1900 min-1
2200 min-1
2500 min-1 und
2780 min-1.
Daraus ist deutlich erkennbar, dass jeder Stromverlauf in den Zeitphasen des
Phasenanschnittes quasi-lineare Abschnitte aufweist, deren Steigung sich
drehzahlabhängig ändert. Die Steigung kann demnach erfindungsgemäß zur
Bestimmung der Drehzahl verwendet werden.
Dazu ist gemäß Fig. 1 erfindungsgemäß eine Stromerfassungseinrichtung 12
vorgesehen, die hier beispielhaft in Reihe zu der Arbeitswicklung AW geschaltet ist und
ein dem Wicklungsstromverfauf entsprechendes Signal erzeugt, welches der
Steuereinheit 6 zur Auswertung hinsichtlich der Drehzahlbestimmung zugeführt wird.
Es sei nochmals erwähnt, dass alternativ natürlich auch die Auswertung des Stromes
der Hilfswicklung HW möglich ist.
In der Steuereinheit 6 erfolgt die Auswertung des Wicklungsstromes zum Ermitteln der
jeweiligen Ist-Drehzahl des Motors 1, die als ein Drehzahlsignal S2 an eine
übergeordnete Überwachungseinrichtung, Steuerung, Regelung oder dergleichen in
geeigneter Form, d. h. analog oder digital, übermittelt wird.
Zur Drehzahlerfassung wird die zeitliche Änderung des Wicklungsstromes während der
phasenanschnittbedingten Ausschaltphasen bestimmt. Dies kann z. B. ein in der
Steuereinheit 6 vorgesehener, kostengünstiger Mikrocontroller übernehmen, der
gleichzeitig auch die Phasenanschnittsteuerung zur Drehzahlveränderung des Motors
1 durchführen kann. Prinzipiell kann dies bei Nutzung eines digitalen Rechners durch
Bildung des Differenzenquotienten erfolgen. Hierzu wird der Augenblickswert des
Wicklungsstroms zu zwei diskreten Zeitpunkten gemessen. Aus der Differenz der
Stromwerte und der Zeitdauer zwischen den beiden Messungen kann die zeitliche
Stromänderung, d. h. die Steigung der Stromkennlinie, berechnet werden.
In Fig. 4 ist beispielhaft die Messung des Wicklungsstromes I0 zum Zeitpunkt t0 kurz
nach dem Sperren des statischen Schalters 2 und die zweite Messung des Stromes I1
zum Zeitpunkt t1 kurz vor dem erneuten Zünden des Schalters 2 dargestellt. Liegen die
beiden Meßpunkte möglichst weit auseinander, so erhöht sich die Meßgenauigkeit.
Durch Bildung des Differenzenquotienten
ΔI/Δt = (I1 - I0)/(t1 - t0)
wird die mittlere Stromsteilheit im Intervall [t0, t1] berechnet. Die Zeitpunkte t0 und t1
können zwei beliebige Zeitpunkte zwischen dem Sperren und erneutem Zünden des
Schalters 2 sein, natürlich mit der Bedingung t1 < t0.
Aus der so ermittelten Strom-Steigung kann dann die Drehzahl nach einem
motorspezifischen Zusammenhang bestimmt werden. Da aber das erfindungsgemäße
System vorzugsweise bei kleinen Motoren zur Anwendung kommt, die sich nur mit
großem Aufwand hinreichend durch ein mathematisches Modell beschreiben lassen,
ist es vorteilhafter, die Beziehung Strom-Steigung zur Drehzahl für den jeweiligen
Motortyp empirisch zu erfassen. Dies bedeutet, dass die für verschiedene Motor-
Drehzahlen charakteristischen Strom-Steigungen zuvor gemessen und die so
ermittelten Beziehungen in Form einer Tabelle im Mikrocontroller abgelegt werden.
Damit ist jeder Strom-Steigung eindeutig eine Motor-Drehzahl zugeordnet. Die
Bestimmung der Drehzahl kann auf diese Weise mit einem minimalen Aufwand an
durchzuführenden arithmetischen Operationen geschehen.
Wird der Zusammenhang zwischen Strom-Steigung und Drehzahl tabellarisch
festgelegt, ist es vorteilhafterweise auch nicht erforderlich, die Strom-Steigung - wie
oben erläutert - genau zu berechnen. Vielmehr ist es ausreichend, die
Stromänderung
ΔI = I1 - I0
innerhalb eines konstanten Zeitintervalls zu bestimmen. In der abzulegenden Tabelle ist dann der Zusammenhang zwischen Stromänderung im konstanten Zeitintervall und der Drehzahl gespeichert. Ist die Zeitdauer zwischen t0 und t1 bei jeder Messung konstant, so kann sich vorteilhafterweise die numerische Division erübrigen und die Berechnung auch mit einem einfachen Mikrocontroller mit geringsten Resourcen realisiert werden. Dies trägt zur Lösung der Aufgabe bei, nämlich ein kostengünstiges System zur sensorlosen Erfassung der Drehzahl zur Verfügung zu stellen.
innerhalb eines konstanten Zeitintervalls zu bestimmen. In der abzulegenden Tabelle ist dann der Zusammenhang zwischen Stromänderung im konstanten Zeitintervall und der Drehzahl gespeichert. Ist die Zeitdauer zwischen t0 und t1 bei jeder Messung konstant, so kann sich vorteilhafterweise die numerische Division erübrigen und die Berechnung auch mit einem einfachen Mikrocontroller mit geringsten Resourcen realisiert werden. Dies trägt zur Lösung der Aufgabe bei, nämlich ein kostengünstiges System zur sensorlosen Erfassung der Drehzahl zur Verfügung zu stellen.
Eine weitere Verbesserung hinsichtlich einer größeren Toleranz gegenüber
auftretenden Störungen kann dadurch erreicht werden, dass die Messung und/oder
Berechnung der Stromänderung während der Ausschaltphase wiederholt durchgeführt
wird und eine Mittelwertbildung erfolgt. Diese Mittelwertbildung kann sowohl auf die
Strom-Meßwerte angewandt werden als auch auf die berechnete Strom-Änderung.
Zur Unterdrückung von höherfrequenten Störungen wird bei jeder Strommessung
vorzugsweise mehrmals hintereinander abgetastet und eine Mittelwertbildung
insbesondere über einen digitalen Tiefpaß, beispielsweise gemäß der Gleichung
I'i = (1 - k)I'i-1 - kIi (mit k < 1)
durchgeführt. I ist hierbei das Eingangssignal und I' das zeitlich gemittelte
Ausgangssignal des Filters.
In Fig. 5a und 5b ist der Ablauf des bisher beschriebenen Verfahrens der sensorlosen
Drehzahlerfassung zur weiteren Verdeutlichung in Form eines Flußdiagramms
dargestellt.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist eine Mittelwertbildung
der während einer Netzhalbwelle gemessenen Stromänderung ΔIi über mehrere
Netzperioden vorgesehen. Diese Maßnahme kann vorteilhaft bei einem System mit
geringer Dynamik angewendet werden, was bei Antriebslösungen mit
Kondensatormotoren in den meisten Fällen auch zutrifft. Hierzu werden über N
Netzhalbwellen die Stromänderungen ΔIi gemessen und die mittlere Stromänderung
Δ/* im Meßintervall z. B. gemäß
ΔI* = ΣΔIi/N (mit i = 1, 2 . . . ., N)
berechnet. Die Anzahl der gemittelten Werte N wird dabei bevorzugt so gewählt, dass
sie durch eine Zweierpotenz teilbar ist, um so die erforderliche Division zur
Mittelwertbildung durch einfache binäre Schiebeoperationen realisieren zu können.
Wird der Motor 1 mit Vollaussteuerung, d. h. ohne Phasenanschnitt, oder bei sehr
kleinen Anschnittwinkeln betrieben, so wäre eine sensorlose Erfassung der Drehzahl
nach der Erfindung eigentlich nicht, jedenfalls nicht ohne weiteres möglich, da der
statische Schalter 2 ständig leitet bzw. die Zeit zur Messung der Stromänderung zu
kurz ist. Diese Problematik wird erfindungsgemäß jedoch dadurch gelöst, dass
periodisch angeschnittene Netzhalbwellen jeweils mit einer für die Erfassung der
Stromänderung ausreichenden Zündverzögerungszeit eingefügt und eine Messung der
Stromänderung zur Drehzahlbestimmung durchgeführt wird. Solange die Zeitdauer
zwischen zwei derart "künstlich" eingefügten angeschnittenen Halbwellen groß
gegenüber der Netzperiodendauer ist, wird dadurch die effektive Wicklungsspannung,
d. h. die Motordrehzahl, nur unwesentlich beeinflußt.
Für die erfindungsgemäße Ermittlung der Stromänderung müssen - vgl. dazu
nochmals Fig. 4 - die Zeitpunkte tb des Beginns und te des Endes der Zeitphase
bekannt sein, während der der Motor 1 vom Netz getrennt ist, d. h. der statische
Schalter 2 sperrt. Der Zeitpunkt te entspricht dem Zündzeitpunkt des statischen
Schalters 2, der von der Steuereinheit 6 selbst für den Phasenanschnitt generiert wird
und ihr daher ohnehin bekannt ist. Zum Zeitpunkt tb geht der statische Schalter 2 vom
leitenden in den sperrenden Zustand über. Dieser Zeitpunkt ändert sich in
Abhängigkeit vom Betriebszustand des Motors und muß deshalb jeweils bestimmt
werden. Dazu seien im folgenden bevorzugte Methoden erläutert.
Eine erste Möglichkeit ist in den Fig. 6 und 7 veranschaulicht. Dabei wird der Zeitpunkt
tb des Sperrens, d. h. des Beginns einer Messung der Stromänderung, durch einen in
Reihe zu dem statischen Schalter 2 geschalteten Nullstromdetektor 14 festgestellt.
Dieser überwacht den Stromfluß und gibt ein Signal an die Steuereinheit 6 weiter,
wenn der Strom unter eine vordefinierte Grenze nahe Null gefallen ist.
Eine mögliche schaltungstechnische Realisierung des Nullstromdetektors 14 ist in Fig.
7 dargestellt. Bei dieser Schaltung wird die Flußspannung zwei antiparallel
geschalteter Dioden D6, D7 überwacht. Fließt kein Strom durch diese Dioden, so ist
die Spannung über den Dioden gleich Null, wodurch zwei Transistoren T9, T10 sperren
und der Nullstromdetektor 14 dadurch ein logisches 0-Signal am Ausgang liefert (I = 0).
In Fig. 8 ist eine weitere vorteilhafte Alternative zur Bestimmung des Zeitpunktes tb
dargestellt. Hierbei wird die Spannung über dem statischen Schalter 2 mittels eines
dazu parallel liegenden Schalterspannungsdetektors 16 und bevorzugt durch einen
Fensterkomparator überwacht, der ein logisches 0-Signal am Ausgang liefert, sobald
die Spannung über dem Schalter 2 größer als seine im leitenden Zustand
betriebsmäßig auftretende Durchlaßspannung ist.
Eine mögliche Schaltungsrealisierung dieses Schalterspannungsdetektors 16 ist in Fig.
9 dargestellt. Ist die Spannung über dem Schalter 2 kleiner als die durch Z-Dioden Z6,
Z7 vorgegebene positive und negative Spannungsgrenze, so leitet keiner von zwei
Transistoren T7, T12; am Ausgang steht dann ein logisches 1-Signal an. Ist die
Schalterspannung dagegen größer als das durch die Z-Dioden festgelegte Fenster, so
leitet je nach Spannungspolarität entweder der eine oder der andere der beiden
Transistoren T7/T12, wodurch ein logisches 0-Signal am Ausgang des Detektors 16
entsteht. Das Spannungsfenster ist hierbei so festgelegt, dass bei der betriebsmäßig
über dem Schalter 2 auftretenden Flußspannung ein 1-Signal am Ausgang entsteht,
welches den leitenden Zustand des Schalters 2 signalisiert, und bei gesperrtem
Schalter, wobei die Spannung größer ist als die betriebsmäßig auftretende
Flußspannung, ein 0-Signal am Ausgang erzeugt wird.
In einer weiteren Variante kann der Zeitpunkt tb vorteilhafterweise sogar auch ohne
zusätzliche Mittel bestimmt werden, d. h. auch mit einer Schaltungsanordnung gemäß
Fig. 1. Dazu wird von der Steuereinheit 6 fortlaufend, auch im leitenden Zustand des
Schalters 2, die Änderung des Wicklungsstromes mittels der
Stromerfassungseinrichtung 12 mit einer konstanten Abtastrate festgestellt. Wie die in
Fig. 3 veranschaulichten Wicklungsstromverläufe zeigen, tritt (gemäß Fig. 4) zum
Zeitpunkt tb des Sperrens des Schalters 2 jeweils ein Knick im Stromverlauf auf. Dies
äußert sich in einer sprungförmigen Änderung der jeweils berechneten Strom-
Steigung. Ändert sich die Steigung innerhalb eines konstanten Meßintervalls zwischen
aufeinander folgenden Berechnungen um einen Wert, der größer als ein vordefinierter
maximaler Grenzwert σ ist, dann liegt der Zeitpunkt tb vor.
Im einfachsten Fall kann beispielsweise das Kriterium
|ΔIi+1 - ΔIi| < σ
zur Erkennung des Abschaltzeitpunktes tb des statischen Schalters 2 herangezogen
werden.
Die Messung des Wicklungsstromes kann nach einem bekannten Prinzip erfolgen.
Dieses kann beispielsweise die Erfassung der Spannung über einem in Reihe zur
Arbeits- oder Hilfswicklung des Motors geschalteten Widerstand (Shunt) sein oder die
Auswertung der vom Strom hervorgerufenen magnetischen Wirkung in Form der
Messung des magnetischen Flusses durch einen Hall-Sensor oder magnetoresistiven
Sensor.
Der Schaltungsteil zur Strommessung der Motorwicklung und die Ansteuerschaltung
für den statischen Schalter 2 liegen je nach Schaltzustand auf unterschiedlichem
elektrischem Potential. Daher kann eine Pegelumsetzung entweder des Strom-
Meßsignals oder des Ansteuersignals für den Schalter 2 erforderlich sein. Dies kann
auf verschiedene Arten realisiert werden.
In Fig. 10 ist beispielhaft eine detailliertere Ausführung der elektronischen Schaltung
zur sensorlosen Drehzahlerfassung dargestellt, wobei die Strommessung über einen in
Reihe zur Motorwicklung liegenden Shunt-Widerstand R3 erfolgt. Die Steuereinheit 6,
hier in Form eines Mikrocontrollers IC1, liegt auf dem gleichen elektrischen Potential
wie die Strom-Meßschaltung. Die Ansteuerung des Wechselstroms-Schalters 2, im
vorliegenden Beispiel durch einen Triac realisiert, erfolgt bevorzugt galvanisch getrennt
insbesondere über einen geeigneten Optokoppler OK2. Die Niederspannung wird über
einen Transformator TR1 aus der Netzspannung UN zur Verfügung gestellt. Die
Vorgabe des Phasenanschnittwinkels erfolgt hier im Beispiel digital in Form des
Aussteuergrades eines externen pulsweitenmodulierten Signals S1, welches
vorzugsweise ebenfalls über einen Optokoppler OK1 galvanisch getrennt übertragen
wird. Die Rückmeldung der vom Mikrocontroller bzw. von der Steuereinheit 6
sensorlos erfaßten Drehzahl an die nicht dargestellte übergeordnete Einrichtung erfolgt
im Beispiel als digitale Information, vorzugsweise in Form der Frequenz eines
Rechtecksingnals S2 (festgelegte Anzahl von Impulsen pro Umdrehung), und ebenfalls
bevorzugt galvanisch getrennt über einen Optokoppler OK3.
In Fig. 11 ist schließlich eine weitere Ausführungsvariante gezeigt. Hier hat der
Mikrocontroller IC1 der Steuereinheit 6 das gleiche elektrische Potential wie der
Schalter 2. Die Strommessung erfolgt wiederum über einen Shunt-Widerstand R3 in
Reihe zu einer der Motorwicklungen, hier der Arbeitswicklung AW. Das
Strommeßsignal wird galvanisch getrennt über einen Linear-Optokoppler OK2
übertragen.
Eine weitere Möglichkeit der galvanisch getrennten Strommessung wäre die Nutzung
eines Hall-Sensors oder eines magnetoresistiven Sensors. Diese Sensoren erfassen
das vom Wicklungsstrom um eine Leiterbahn oder in einer speziellen Meßspule
erzeugte magnetische Feld und liefern ein zur Flußdichte weitestgehend proportionales
Ausgangssignal. Diese Variante ist in den Zeichnungen nicht veranschaulicht.
Claims (16)
1. Verfahren zum Ermitteln der Ist-Drehzahl eines phasenanschnittgesteuerten
Wechselstrom-Motors (1), insbesondere Kondensatormotors, wobei der Motor
zur Änderung seiner Drehzahl jeweils periodisch über einen bestimmten
Phasenanschnittwinkel hinweg von einer Versorgungsspannung (UN)
abschaltbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass jeweils
innerhalb einer Zeitphase, in der der Motor (1) von der Versorgungsspannung
(UN) getrennt ist, die Steigung eines in dieser Phase quasi-linear verlaufenden
Wicklungsstromes (iAW/iHW) gemessen und daraus die Ist-Drehzahl bestimmt
wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass im
Falle einer maximalen Drehzahl-Aussteuerung des Motors, wobei der Drehzahl-
Phasenanschnittwinkel im Wesentlichen Null ist, für die Bestimmung der Ist-
Drehzahl jeweils periodisch eine Meßphase eingefügt wird, in der der Motor mit
einem bestimmten, minimalen Mess-Anschnittwinkel von der
Versorgungsspannung getrennt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
dass das Messen der Steigung des Wicklungsstromes durch Bildung des
Differenzenquotienten erfolgt, indem in mindestens zwei diskreten Zeitpunkten
die Augenblickswerte des Wicklungsstromes gemessen werden und aus der
Differenz dieser Augenblickswerte und der Zeitdauer zwischen den Messungen
die Steigung des Wicklungsstrom-Verlaufes bestimmt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
dass die Steigung des Wicklungsstromes als Stromänderung (ΔI = I1 - I0)
innerhalb eines jeweils konstanten Zeitintervalls ermittelt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeich
net, dass aus der ermittelten Steigung des Wicklungsstromes nach einem
motorspezifischen Zusammenhang die jeweilige Ist-Drehzahl bestimmt wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeich
net, dass der ermittelten Steigung des Wicklungsstromes anhand einer zuvor
empirisch ermittelten, motorspezifischen Steigungs-/Drehzähl-Tabelle eine
jeweils zugehörige Drehzahl als aktuelle Ist-Drehzahl zugeordnet wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeich
net, dass während der Zeit- bzw. Meßphase, in der der Motor von der
Versorgungsspannung getrennt ist, die Bestimmung der Ist-Drehzahl wiederholt
mit anschließender Mittelwertbildung durchgeführt wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeich
net, dass mehrmals über mehrere Halbwellen der Versorgungsspannung
und die jeweiligen Zeit- bzw. Meßphasen hinweg die Steigung des
Wicklungsstromes bzw. die Ist-Drehzahl bestimmt wird, wobei aus den
ermittelten Werten ein Mittelwert berechnet wird.
9. Steuersystem für einen Wechselstrom-Motor (1), insbesondere ein Kondensa
tormotor mit einer Arbeitswicklung (AW) und einer in Reihe mit einem Betriebs
kondensator (C) liegenden Hilfswicklung (HW), wobei über mindestens einen von
einer Steuereinheit (6) steuerbaren statischen Schalter (2) der Motor (1) zur Än
derung seiner Drehzahl periodisch über einen bestimmten Phasenanschnittwin
kel hinweg von einer Versorgungsspannung (UN) abschaltbar ist, und wobei eine
Einrichtung zum sensorlosen Ermitteln der jeweiligen Ist-Drehzahl des Motors
(1), insbesondere unter Anwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche
1 bis 8, vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass
die Einrichtung zum sensorlosen Ermitteln der Ist-Drehzahl aus Mitteln zur
Überwachung eines Wicklungsstromes (iAW oder iHW) des Motors (1) und zum
Erfassen der Steigung von im jeweils von der Versorgungsspannung (UN)
abgetrennten Zustand des Motors (1) auftretenden, quasi-linear verlaufenden
Abschnitten des Wicklungsstromes (iAW oder iHW) sowie aus Mitteln zum
Bestimmen der Ist-Drehzahl anhand der jeweils erfaßten Steigung des
Wicklungsstromes besteht.
10. Steuersystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass als
Mittel zur Überwachung des Wicklungsstromes eine in Reihe zu einer
Motorwicklung (AW oder HW) geschaltete Stromerfassungseinrichtung (12)
vorgesehen ist, die ein dem zeitlichen Verlauf des Wicklungsstromes
entsprechendes Signal erzeugt, welches zur Auswertung der Steuereinheit (6)
zugeführt wird.
11. Steuersystem nach Anspruch 9 oder 10, gekennzeichnet durch Mittei
zum Feststellen des Zeitpunktes (tb) des Beginns und eventuell des Zeitpunktes
(te) des Endes der Zeitphasen, in denen der Motor (1) über den statischen
Schalter (2) von der Versorgungsspannung (UN) getrennt ist.
12. Steuersystem nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen in
Reihe zu dem statischen Schalter (2) geschalteten Nullstromdetektor (14).
13. Steuersystem nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen parallel
zu dem statischen Schalter (2) liegenden Schalterspannungsdetektor (16).
14. Steuersystem nach einem der Ansprüche 9 bis 13, gekennzeichnet
durch einen die Versorgungsspannung (UN) zur Feststellung ihrer
Nulldurchgänge überwachenden Spannungsdetektor (8).
15. Steuersystem nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekenn
zeichnet, dass die Steuereinheit (6) Speichermittel zum Ablegen einer
insbesondere empirisch ermittelten, motorspezifischen Steigungs-/Drehzahl-
Tabelle aufweist.
16. Steuersystem nach einem der Ansprüche 9 bis 15, dadurch gekenn
zeichnet, dass die Steuereinheit (6) eine Auswerteeinheit zum Bestimmen
der Ist-Drehzahl als einen für die jeweils erfaßte Strom-Steigung gespeicherten
Drehzahl-Wert aufweist.
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