DE10035673C1

DE10035673C1 - Dynamic sound optimization in the interior of a motor vehicle or similar noisy environment, a monitoring signal is split into desired-signal and noise-signal components which are used for signal adjustment

Info

Publication number: DE10035673C1
Application number: DE2000135673
Authority: DE
Inventors: Markus Christoph
Original assignee: Harman Audio Electronic Systems GmbH
Current assignee: Harman Audio Electronic Systems GmbH
Priority date: 2000-07-21
Filing date: 2000-07-21
Publication date: 2002-03-07
Anticipated expiration: 2020-07-22

Abstract

A monitoring signal occurring at a monitoring point, is picked up and split into desired-signal and noise-signal components. The noise component and at least one additional signal derived from the monitoring signal are input into a controller (412) which generates a control signal based on the signal-to-noise ratio that is input to a sound regulator. The regulator varies the processed desired signal in response to the control signal. An Independent claim is included for an audio system with dynamic sound optimization

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum adaptiven digitalen Filtern, ein adaptives digitales Filter und eine Verwendung eines solchen adaptiven digitalen Filters.The invention relates to a method for adaptive digital Filtering, an adaptive digital filter and use of such an adaptive digital filter.

Adaptive Netzwerke wie etwa adaptive digitale Filter sind von großer Bedeutung in vielen Bereichen der zeitdiskreten Sig nalverarbeitung wie insbesondere auf den Gebieten der System analyse, der Echounterdrückung bei Übertragungssystemen, der Sprachverarbeitung und der Elektroakustik. Das charakteristi sche derartiger adaptiver Netzwerke im Vergleich zu festen Netzwerken ist, dass die die Übertragungseigenschaften fest legenden Netzwerkparameter optimal eingestellt werden in Be zug auf eine vorgegebene Qualitätsfunktion. Eine derartige Qualitätsfunktion wird z. B. durch Minimieren der mittleren quadratischen Fehler des Ausgangssignals des adaptiven Netz werks in Bezug auf ein Referenzsignal realisiert.Adaptive networks such as adaptive digital filters are from of great importance in many areas of discrete-time Sig nal processing, especially in the fields of systems analysis, echo cancellation in transmission systems, the Speech processing and electroacoustics. The characteristic such adaptive networks compared to fixed ones Networking is that the transmission characteristics are fixed network parameters are optimally set in Be train to a given quality function. Such Quality function is e.g. B. by minimizing the mean quadratic error of the output signal of the adaptive network realized in relation to a reference signal.

Ein dementsprechend aufgebautes adaptives digitales Filter besteht beispielsweise aus einer Verzögerungsleitung mit ei ner bestimmten Anzahl gewichteter Abgriffe über seine Länge. Die gewichteten Ausgangssignale aller Abgriffe werden aufsum miert zu einem Ausgangssignal. Die Gewichtungen der Signale der einzelnen Abgriffe werden dabei fortlaufend angepaßt, um ein Fehlersignal zu minimieren. Das Fehlersignal kann bei spielsweise dadurch erzeugt werden, dass das Ausgangssignal des Filters von einem Referenzsignal abgezogen wird. Neben dieser Methode der kleinsten mittleren Fehlerquadrate (LMS = Least Mean Squares) gibt es jedoch auch zahlreiche weitere Verfahren, das Ausgangssignal gegenüber einem Referenzsignal zu optimieren. Weitere Verfahren könnten beispielsweise die folgenden Verfahren sein: Recursive Least Squares, QR Decom position Least Squares, Least Squares Lattice, QR Decomposi tion Lattice oder Gradient Adaptive Lattice, Zero-Forcing, Stochastic Gradient und so weiter. Diese und weitere Verfah ren sind beispielsweise aus Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall, 2. Ausgabe 1991, oder aus J. G. Proakis, Digi tal Communication, McGraw Hill, 1995, Seiten 634 bis 676, oder aus D. A. Pierre, Optimization Theory with Applications, New York: Dover Publications, 1986, bekannt.A correspondingly designed adaptive digital filter consists for example of a delay line with egg a certain number of weighted taps along its length. The weighted output signals of all taps are added up miert to an output signal. The weights of the signals the individual taps are continuously adjusted to to minimize an error signal. The error signal can be at can be generated for example by the fact that the output signal the filter is subtracted from a reference signal. Next this method of least mean squares (LMS = Least Mean Squares) there are also numerous others Method, the output signal against a reference signal to optimize. Other procedures could be, for example following procedures: Recursive Least Squares, QR Decom position Least Squares, Least Squares Lattice, QR Decomposi tion lattice or gradient adaptive lattice, zero forcing, Stochastic gradient and so on. This and other procedures for example from Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall, 2nd edition 1991, or from J.G. Proakis, Digi tal Communication, McGraw Hill, 1995, pages 634 to 676, or from D.A. Pierre, Optimization Theory with Applications, New York: Dover Publications, 1986.

Ein wichtiges Anwendungsgebiet für adaptive Filter ist bei spielsweise das Gebiet der dynamischen Klangoptimierung von in akustisch ungünstigen Räumen installierten Beschallungsan lagen. Ein besonders ungünstiger Raum stellt hierbei der In nenraum eines Kraftfahrzeuges dar, da zu den ungünstigen Ei genschaften des Raumes zahlreiche in der Zeit variierende Störgeräusche hinzukommen. Aus den amerikanischen Patent schriften US 5,434,922 und US 5,615,270 sind Verfahren und Anordnungen bekannt, um mit Hilfe adaptiver Filter den Klang im Innenraum von Kraftfahrzeugen zu verbessern. Je komplexer die Akustik und je höher der Störanteil in dem Raum ist, um so komplexer und aufwendiger ist das zur Optimierung notwen dige adaptive Filter bzw. sind die notwendigen Filter. Ande rerseits ist bei zahlreichen Anwendungen, insbesondere im Kraftfahrzeug, der mögliche Aufwand insbesondere für die adaptiven Filter sehr begrenzt. Es muß daher entweder zusätz licher Aufwand getrieben oder eine Qualitätseinbuße hingenom men werden.An important area of application for adaptive filters is in for example the area of dynamic sound optimization from Public address systems installed in acoustically unfavorable rooms lay. A particularly unfavorable space is the In nenraum of a motor vehicle because of the unfavorable egg properties of space numerous in time Add noise. From the American patent US 5,434,922 and US 5,615,270 are methods and Arrangements are known to adapt the sound using adaptive filters to improve the interior of motor vehicles. The more complex the acoustics and the higher the amount of interference in the room to this is how complex and complex it is to optimize adaptive filters or are the necessary filters. Ande on the other hand, in numerous applications, especially in Motor vehicle, the possible effort especially for the adaptive filter very limited. It must therefore either additional effort or a loss of quality men.

Aus W. Schüssler, W. Winkelkemper, "Variable Digital Fil ters", Arch. Elektr. Übertr., Band 24, 1970, Heft 11, Seiten 524-525, ist es bekannt, ein variables, digitales Filter zu realisieren, indem bei einem gewöhnlichen digitalen Prototyp- Filter bestehend aus Verzögerungselementen und Koeffizienten netzwerk die Verzögerungselemente durch digitale Allpässe er setzt werden. Damit ist es möglich, die Grenzfrequenz inner halb des Basisbandes durch gleichzeitiges Ändern der Koeffi zienten zu verschieben, wobei jedoch die generelle Frequenz antwort fest bleibt, da diese vom Prototyp-Filter vorgegeben ist.From W. Schüssler, W. Winkelkemper, "Variable Digital Fil ters ", Arch. Elektr. Übertr., Volume 24, 1970, Issue 11, pages 524-525, it is known to use a variable digital filter realize by using an ordinary digital prototype Filters consisting of delay elements and coefficients network the delay elements through digital all-passers be set. This makes it possible to internal the cutoff frequency half of the baseband by simultaneously changing the coefficient shift, but the general frequency answer remains fixed, as this is specified by the prototype filter is.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein adaptives digitales Filter anzugeben, das ohne Qualitätseinbußen einen geringeren Auf wand erfordert oder bei gleichem Aufwand eine bessere Quali tät bietet. The object of the invention is an adaptive digital filter to indicate a lower up without loss of quality wall requires or better quality with the same effort activity offers.

Die Aufgabe wird gelöst durch ein adaptives digitales Filter nach Anspruch 1 bzw. ein Verfahren zum adaptiven digitalen Filtern nach Anspruch 5 bzw. durch eine Verwendung eines a daptiven Filters gemäß Patentanspruch 9. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von Unteransprüchen.The task is solved by an adaptive digital filter according to claim 1 or a method for adaptive digital Filtering according to claim 5 or by using an a daptive filter according to claim 9. Refinements and Developments of the inventive concept are the subject of Dependent claims.

Vorteilhafterweise wird bei dem erfindungsgemäßen adaptiven digitalen Filter die Frequenzauflösung verzerrt, wobei die Verzerrung über die Phasenwinkel der verwendeten entsprechen den Verzögerungselemente eingestellt wird. Auf diese Weise können Frequenzbereiche mit hoher Bedeutung auch mit hoher Auflösung und Frequenzbereiche mit niedriger Bedeutung mit niedriger Auflösung bearbeitet werden. Demzufolge kann ein zur Verfügung stehendes, mit begrenztem Aufwand realisiertes Filter optimal eingesetzt werden.Advantageously, in the adaptive according to the invention digital filter distorted the frequency resolution, the Distortion to match the phase angle used the delay elements is set. In this way can frequency ranges with high importance also with high Resolution and frequency ranges with low importance low resolution can be edited. As a result, a available, realized with limited effort Filters are used optimally.

Erreicht wird dies im einzelnen durch ein adaptives digitales Filter mit einer Filtereinheit, die Verzögerungselemente und ein mit dem Verzögerungselementen gekoppeltes Koeffizienten netzwerk aufweist und die aus einem ihr zugeführten Eingangs signal durch Filterung ein Ausgangssignal erzeugt, sowie ei ner Steuereinheit zur Steuerung des Koeffizientennetzwerkes derart, dass das Ausgangssignal gegenüber einem Referenzsig nal optimiert wird. Erfindungsgemäß werden dazu als Verzöge rungselemente Filterelemente mit einstellbaren Phasenwinkeln vorgesehen, wobei die Phasenwinkel so eingestellt sind, dass eine verzerrte Frequenzauflösung des adaptiven digitalen Fil ters erreicht wird. Als Filtereinheit können dabei alle be kannten Filterarten wie beispielsweise Finite-Impulse-Res ponse-Filter (FIR), Infinite-Impulse-Response-Filter (IIR) oder Wellendigitalfilter mit beliebiger Filterstruktur und beliebigem Übertragungsverhalten angewendet werden. Die Steu ereinheit zur Steuerung der Koeffizienten des Koeffizienten netzwerkes kann dabei ein beliebiges Optimierungsverfahren verwenden wie beispielsweise die eingangs bereits genannten Methoden Recursive Least Squares, QR Decomposition Least Squares, Least Squares Lattice, QR Decomposition Lattice oder Gradient Adaptive Lattice, Zero-Forcing, Stochastic Gradient und so weiter. Im Weiteren wird hierzu auch auf die ebenfalls eingangs genannten Referenzen Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall, 2. Ausgabe 1991, oder aus J. G. Proakis, Digi tal Communication, McGraw Hill, 1995, Seiten 634 bis 676, oder aus D. A. Pierre, Optimization Theory with Applications, John Wiley and Sons, New York 1969, verwiesen.This is achieved in detail through an adaptive digital Filters with a filter unit, the delay elements and a coefficient coupled to the delay elements network and from an input fed to it signal generated by filtering an output signal, and egg ner control unit for controlling the coefficient network such that the output signal compared to a reference sig nal is optimized. According to the invention, there are delays filter elements with adjustable phase angles provided, the phase angles being set such that a distorted frequency resolution of the adaptive digital fil ters is reached. As a filter unit, all can be knew filter types such as finite impulse res ponse filter (FIR), infinite impulse response filter (IIR) or wave digital filter with any filter structure and any transmission behavior can be applied. The tax Unit for controlling the coefficients of the coefficient network can use any optimization method use such as those already mentioned at the beginning Methods Recursive Least Squares, QR Decomposition Least Squares, Least Squares Lattice, QR Decomposition Lattice or Gradient Adaptive Lattice, Zero-Forcing, Stochastic Gradient and so on. In the following, this also applies to the initially mentioned references Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall, 2nd edition 1991, or from J.G. Proakis, Digi tal Communication, McGraw Hill, 1995, pages 634 to 676, or from D.A. Pierre, Optimization Theory with Applications, John Wiley and Sons, New York 1969.

Bevorzugt wird aber die Filtereinheit derart ausgeführt, dass die Verzögerungselemente hintereinandergeschaltet sind, den Abgriffen an und/oder zwischen den Verzögerungselementen je weils ein Koeffizientenglied zur Bewertung mit jeweils einem Koeffizienten nachgeschaltet ist und den Koeffizientenglie dern ein Summierer nachgeschaltet ist, an dessen Ausgang das Ausgangssignal abgreifbar ist. Dieses Finite-Impulse-Res ponse-Filter mit globalem Summierer am Ausgang zeichnet sich durch eine umfassende Stabilität und eine gute Implementier barkeit aus. Die einzelnen Koeffizienten werden dabei von der Steuereinheit entsprechend verändert.However, the filter unit is preferably designed such that the delay elements are connected in series, the Taps on and / or between the delay elements each because a coefficient element for evaluation with one Coefficient is connected downstream and the coefficient coefficient which is followed by a totalizer, at the output of which Output signal can be tapped. This finite impulse res ponse filter with global totalizer at the output stands out through comprehensive stability and good implementation availability. The individual coefficients are from Control unit changed accordingly.

Als bevorzugte Qualitätsfunktion findet die Methode der kleinsten mittleren Fehlerquadrate bzw. der Methode der ver zögerten kleinsten mittleren Fehlerquadrate Anwendung. Diese beiden Verfahren zeichnen sich durch einen relativ geringen erforderlichen Aufwand einer hohen Genauigkeit aus.The method of smallest mean squares or the method of ver hesitated applying least mean squares. This both methods are characterized by a relatively low level required effort of high accuracy.

Als Filterelemente mit einstellbaren Phasenwinkeln werden vorzugsweise Allpässe und insbesondere Allpässe erster Ord nung vorgesehen. Dabei können beliebige Ausgestaltungen der vier möglichen Allpassgrundformen verwendet werden. As filter elements with adjustable phase angles preferably all-passports and in particular all-passports of the first order provided. Any configurations of the four possible all-pass basic forms can be used.

Das erfindungsgemäße Verfahren zum adaptiven digitalen Fil tern eines Eingangssignals eignet sich insbesondere für rein softwarebezogene Anwendungen wie beispielsweise die Implemen tierung in einen Signalprozessor. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird das Eingangssignal entsprechend einer steuer baren Filtercharakteristik ein Ausgangssignal ergebend gefil tert, wobei die Filterung mittels Verzögerungsoperationen und Rechenoperationen realisiert wird. Die Filtercharakteristik wird dabei derart gesteuert, dass das Ausgangssignal gegen über einem Referenzsignal optimiert wird. Dabei werden die Verzögerungsoperationen durch Phasenschiebeoperationen mit einstellbaren Phasenwinkeln erzeugt, wobei die Phasenwinkel eine verzerrte Frequenzauflösung ergebend eingestellt sind. Die Filterung kann wiederum mittels beliebiger Filterarten, Filterstrukturen und Übertragungsverhalten erfolgen, ebenso wie die Steuerung der Filtercharakteristik durch beliebige Qualitätsfunkionen (wie bereits beschrieben) gesteuert werden kann. Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens sehen insbesondere den Einsatz von Finite-Impulse-Response-Filte rung, des Verfahrens der kleinsten mittleren Fehlerquadrate bzw. des Verfahrens der verzögerten kleinsten mittleren Feh lerquadrate als Qualitätsfunktion und/oder einer Allpassfil terung zur Erzeugung der Verzögerungen.The inventive method for adaptive digital fil tern of an input signal is particularly suitable for pure software-related applications such as the implemen into a signal processor. In the inventive The input signal is moved according to a tax Filtering characteristic resulting in an output signal tert, the filtering using delay operations and Arithmetic operations is realized. The filter characteristic is controlled so that the output signal against is optimized via a reference signal. The Delay operations through phase shift operations with adjustable phase angles generated, the phase angle resulting in a distorted frequency resolution are set. The filtering can in turn be carried out using any type of filter, Filter structures and transmission behavior take place as well like controlling the filter characteristics by any Quality functions (as already described) can be controlled can. See further developments of the method according to the invention especially the use of finite impulse response filters tion, the method of least mean squares or the procedure of the delayed smallest mean mistake Square squares as a quality function and / or an all-pass file to generate the delays.

Das erfindungsgemäße adaptive digitale Filter eignet sich in besonderem Maße für die Verwendung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines an einem Abhörort abge strahlten akustischen Nutzsignals, wobei als Abhörort insbe sondere der Innenraum eines Kraftfahrzeuges geeignet ist. Bei einer derartigen Verwendung wird die Frequenzauflösung bevor zugt derart verzerrt, dass entsprechend den psychoakustischen Eigenschaften des menschlichen Gehörs bei tiefen Frequenzen eine höhere Auflösung gegeben ist als bei hohen Frequenzen. Damit wird eine bessere Anpassung an die Eigenschaften des menschlichen Gehörs erzielt. The adaptive digital filter according to the invention is suitable in particularly for use in a device for noise-dependent adaptation of one at a listening location radiated acoustic useful signal, being in particular as a listening location the interior of a motor vehicle is particularly suitable. at such a use is before the frequency resolution moves so distorted that according to the psychoacoustic Characteristics of human hearing at low frequencies a higher resolution is given than at high frequencies. This will better adapt to the properties of the human hearing.

Das erfindungsgemäße adaptive digitale Filter wird bevorzugt bei einer Vorrichtung angewendet, die eine Signalquelle zum Erzeugen eines elektrischen Nutzsignals sowie eine der Sig nalquelle nachgeschaltete, durch ein Steuersignal einstellba re Signalbearbeitungseinrichtung zum Erzeugen eines bearbei teten elektrischen Nutzsignals aufweist. Weiterhin ist eine der Signalbearbeitungseinrichtung nachgeschaltete Schallwan deleinrichtung zum Erzeugen des akustischen Nutzsignals aus dem bearbeiteten elektrischen Nutzsignal und ein Schallauf nehmer zur Erzeugung eines elektrischen Abhörsignals aus dem akustischen Nutzsignal sowie einem diesem überlagerten akus tischen Geräuschsignal am Abhörort vorgesehen. Schließlich ist dem Schallaufnehmer ein Extrahierer zum Extrahieren des im Abhörsignal enthaltenen Geräuschsignalanteils und diesem wiederum eine Steuereinrichtung nachgeschaltet, welche den Geräuschanteil des Abhörsignals und mindestens ein aus dem Abhörsignal abgeleitetes Signal erhält und die aus beiden das Steuersignal für die Signalbearbeitungseinrichtung erzeugt.The adaptive digital filter according to the invention is preferred applied to a device that a signal source for Generating an electrical useful signal and one of the Sig downstream source, adjustable by a control signal re signal processing device for generating a process teten electrical useful signal. Furthermore, one downstream of the signal processing device deleinrichtung for generating the acoustic useful signal the processed electrical useful signal and a sound subscriber for generating an electrical monitoring signal from the acoustic useful signal and a superimposed on it table noise signal provided at the listening location. Finally is the sound pickup an extractor for extracting the contained in the monitoring signal noise component and this again a control device downstream, which the Noise component of the monitoring signal and at least one from the Listening signal derived signal and the two from that Control signal generated for the signal processing device.

Bevorzugt entspricht mindestens ein aus dem Abhörsignal abge leitetes Signal der Summe aus Nutzsignalanteil und Störsig nalanteil und/oder dem Nutzsignalanteil des Abhörsignals. Da bei können die aus dem Abhörsignal abgeleiteten Signale auch durch den Extrahierer bereitgestellt werden. Des Weiteren kann der Steuereinrichtung für die Signalbearbeitungseinrich tung ein Zustandssignal zugeführt werden. Damit kann durch zusätzliche Informationen wie insbesondere der Lautstärkeein stellung (beispielsweise am Lautstärkeregler), aber auch wie beispielsweise der Fahrzeuggeschwindigkeit und der Motordreh zahl bei Einsatz in Kraftfahrzeugen, die Lautstärke und/oder andere Größen des dargebotenen Nutzsignals beeinflußt werden. Preferably, at least one corresponds to the listening signal guided signal the sum of the useful signal component and interference channel component and / or the useful signal component of the monitoring signal. because at can also the signals derived from the monitoring signal be provided by the extractor. Furthermore can the control device for the signal processing device device a status signal are supplied. So that can additional information such as volume in particular position (for example on the volume control), but also how for example, vehicle speed and engine speed number when used in motor vehicles, the volume and / or other sizes of the presented useful signal are influenced.

Bei den vorstehenden Verwendungen wird das erfindungsgemäße adaptive digitale Filter bevorzugt zum Extrahieren des Nutz signals und/oder des Störsignals aus dem Mikrophonsignal ver wendet.In the above uses, the present invention adaptive digital filter preferred for extracting the benefit signals and / or the interference signal from the microphone signal ver applies.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt:The invention is based on the in the figures of the Drawing illustrated embodiments explained in more detail. It shows:

Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines adaptiven Filters, Fig. 1 shows the basic structure of an adaptive filter,

Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform einer Filterein heit bei einem erfindungsgemäßen adaptiven digi talen Filter, Fig. 2 shows a preferred embodiment of a filter inlet integrated in an inventive adaptive digi tal filter,

Fig. 3 den Phasengang bzw. die Frequenzverzerrungsfunk tion eines Filterelements bei einem erfindungsge mäßen adaptiven digitalen Filter, Fig. 3 shows the phase response or frequency distortion radio tion of a filter element in a erfindungsge MAESSEN adaptive digital filter,

Fig. 4 die Frequenzauflösung eines erfindungsgemäßen a daptiven digitalen Filters für verschiedene Pha senwinkel, Fig. 4 shows the frequency resolution of a digital filter according to the invention a daptiven for various Pha senwinkel,

Fig. 5 eine erste Ausführungsform einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines akustischen Nutzsignals, Fig. 5 shows a first embodiment of a device for the noise-dependent adjusting an acoustic useful signal,

Fig. 6 eine zweite Ausführungsform einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals, Fig. 6 shows a second embodiment of a device for the noise-dependent adjusting a useful signal,

Fig. 7 eine Ausführungsform eines Extrahierers mit er findungsgemäßen adaptiven digitalen Filtern bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals, Fig. 7 shows an embodiment of an extractor with he inventive adaptive digital filters in a device for the noise-dependent adjusting a useful signal

Fig. 8 eine erste Ausführungsform eines Allpasses zur Verwendung bei einem erfindungsgemäßen adaptiven digitalen Filter, Fig. 8 shows a first embodiment of an all-pass filter for use in an inventive adaptive digital filter,

Fig. 9 eine zweite bevorzugte Ausführungsform eines Allpasses zur Verwendung bei einem erfindungsgemäßen adaptiven digitalen Filter, Fig. 9 shows a second preferred embodiment of an all-pass filter for use in an inventive adaptive digital filter,

Fig. 10 eine erste Ausführungsform einer Steuereinrich tung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals, Fig. 10 shows a first embodiment of a Steuereinrich processing in a device for the noise-dependent adjusting a useful signal,

Fig. 11 eine zweite Ausführungsform einer Steuereinrich tung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals und Fig. 11 shows a second embodiment of a Steuereinrich device in a device for noise-dependent adaptation of a useful signal and

Fig. 12 eine dritte Ausführungsform einer Steuereinrich tung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals. Fig. 12 shows a third embodiment of a Steuereinrich device in a device for noise-dependent adaptation of a useful signal.

Wie in Fig. 1 gezeigt umfasst ein adaptives Filter eine Fil tereinheit 1, der ein Eingangssignal 2 zugeführt wird und die daraus durch Filterung ein Ausgangssignal 3 erzeugt. Das Übertragungsverhalten der Filtereinheit 1 ist dabei durch ein Steuersignal 4 einstellbar. Zur Erzeugung des Steuersignals 4 ist eine Steuereinheit 5 vorgesehen, die das Steuersignal 4 aus dem Ausgangssignal 3 der Filtereinheit 1 sowie aus einem Referenzsignal 6 erzeugt. Die Steuereinheit 5 arbeitet dabei nach der Methode der kleinsten mittleren Fehlerquadrate und umfasst einen Subtrahierer 7, der das Ausgangssignal 3 von dem Referenzsignal 6 subtrahiert, sowie einen dem Subtrahie rer nachgeschalteten Verstärker 8, der eine bestimmte vorge gebene Verstärkung aufweist. Bei Anwendung der Methode der verzögerten kleinsten mittleren Fehlerquadrate kann zudem dem Verstärker eine Verzögerungseinheit 9 nachgeschaltet werden. As shown in FIG. 1, an adaptive filter comprises a filter unit 1 , to which an input signal 2 is supplied and which generates an output signal 3 therefrom by filtering. The transmission behavior of the filter unit 1 can be adjusted by a control signal 4 . To generate the control signal 4 , a control unit 5 is provided, which generates the control signal 4 from the output signal 3 of the filter unit 1 and from a reference signal 6 . The control unit 5 works according to the method of the smallest mean error squares and comprises a subtractor 7 , which subtracts the output signal 3 from the reference signal 6 , and an amplifier 8 connected downstream of the subtractor, which has a certain predetermined gain. When using the method of the delayed smallest mean error squares, a delay unit 9 can also be connected downstream of the amplifier.

Als Filtereinheit 1 kann jedes Filter verwendet werden, bei dem die Koeffizienten veränderbar und damit das Übertragungs verhalten der Filtereinheit 1 steuerbar ist.Any filter can be used as the filter unit 1 in which the coefficients can be changed and thus the transmission behavior of the filter unit 1 can be controlled.

Gemäß Fig. 2 wird jedoch bevorzugt ein Finite-Impulse-Res ponse-Filter mit globalem Summierer 10 am Ausgang verwendet. Die Eingänge des Summierers 10 sind dabei unter Zwischen schaltung steuerbarer Koeffizientenglieder 12 an die Abgriffe einer aus Verzögerungselementen 11 gebildeten Verzögerungs leitung angeschlossen. Die Steuerung der Koeffizientenglieder 12 erfolgt dabei mittels des Steuersignals 4. Als Verzöge rungselemente 11 werden dabei erfindungsgemäß Filterelemente mit einstellbaren Phasenwinkeln (bevorzugt Allpässe erster Ordnung) mit einer Übertragungsfunktion D(z) verwendet, wobei
According to FIG. 2, but is preferably a finite-impulse-res ponse filter with a global summer 10 is used at the output. The inputs of the summer 10 are connected with the interposition of controllable coefficient elements 12 to the taps of a delay line formed from delay elements 11 . The coefficient elements 12 are controlled by means of the control signal 4 . As delay elements 11 , filter elements with adjustable phase angles (preferably first-order all-passes) with a transfer function D (z) are used according to the invention, wherein

D(z) = (Z^-1 - λ)/(1 - λZ^-1)
D (z) = (Z ^-1 - λ) / (1 - λZ ^-1 )

ist. Mittels des Filterkoeffizienten λ des Allpasses läßt sich der Phasenwinkel ϕ des Filterelements (Allpasses) ein stellen. Über den Filterkoeffizienten des Allpasses läßt sich bei der Filtereinheit 1 nach Fig. 2 jedoch auch die Fre quenzverzerrungsfunktion der Filtereinheit 1 einstellen (War ping-Parameter). Im übertragenen Sinne wird die lineare Fre quenzachse mit Hilfe des Phasengangs der Allpässe, der be kanntlich ausschließlich von dessen Koeffizienten λ abhängt, auf eine neue, verzerrte (= warped) Frequenzachse umgesetzt. Aus Fig. 3 ist zu ersehen, wie sich die Frequenzauflösung in Abhängigkeit von der Frequenz und des Koeffizienten λ (War ping-Parameter) verhält. Zur Verdeutlichung wird dieses Ver halten in Fig. 4 separat dargestellt, aus der einfacher die Abhängigkeit der Frequenzauflösung vom Koeffizienten λ (War ping-Parameter) zu erkennen ist. is. The phase angle ϕ of the filter element (all-pass) can be set by means of the filter coefficient λ of the all-pass. The filter coefficient of the all-pass filter filter 1 according to FIG. 2 can also be used to set the frequency distortion function of the filter unit 1 (war ping parameter). In the figurative sense, the linear frequency axis is converted to a new, distorted (= warped) frequency axis with the help of the phase response of the all-passes, which is known to depend exclusively on its coefficient λ. From Fig. 3 it can be seen how the frequency resolution as a function of the frequency and the coefficient λ (war ping parameter) behaves. For clarification, this behavior is shown separately in FIG. 4, from which the dependence of the frequency resolution on the coefficient λ (war ping parameter) can be recognized more easily.

In Fig. 4 ist über der Frequenz f die Frequenzauflösung Δf in Abhängigkeit von verschiedenen Werten des Filterkoeffi zienten λ (Warping-Parameter) dargestellt. Als Turningpoint- Frequenz wird die Frequenz bezeichnet, bei der die Frequenz auflösung gleich 1 ist (λ = 0). Dabei berechnet sich die Fre quenzauflösung wie folgt:
In Fig. 4 the frequency resolution .DELTA.f is above the frequency f coefficients as a function of different values of the Filterkoeffi λ (warping parameter) shown. The turning point frequency is the frequency at which the frequency resolution is 1 (λ = 0). The frequency resolution is calculated as follows:

Δf_w(f, λ) = f_warp(f, λ).(1 - λ²)/(1 + λ² + 2λ.cos(2πf_warp(f, λ)/f_s) mit
Δf _w (f, λ) = f _warp (f, λ). (1 - λ ² ) / (1 + λ ² + 2λ.cos (2πf _warp (f, λ) / f _s ) with

f_warp(f, λ) = f + (f_s/π).arctan(λ.sin(2πf/f_s)/(1 - λ.cos(2πf/f_s)).f _warp (f, λ) = f + (f _s /π).arctan(λ.sin(2πf/f _s ) / (1 - λ.cos (2πf / f _s )).

Dabei bezeichnet f_s die Abtastfrequenz, Δf_w(f, λ) die fre quenzabhängige Frequenzauflösung des adaptiven Filters und f_warp(f, λ) die neue entsprechend dem Allpass-Phasengang umge setzte Frequenz.Here, f _s denotes the sampling frequency, Δf _w (f, λ) the frequency-dependent frequency resolution of the adaptive filter and f _warp (f, λ) the new frequency converted in accordance with the all-pass phase response.

Die Turningpoint-Frequenz f_TP ist dabei diejenige Frequenz, bei der das adaptive Filter (adaptives Warped-Filter) die gleiche Frequenzauflösung besitzt wie ein konventionelles Filter. Sie läßt sich folgendermaßen berechnen:
The turning point frequency f _TP is the frequency at which the adaptive filter (adaptive warped filter) has the same frequency resolution as a conventional filter. It can be calculated as follows:

f_TP = (f_s/2π).arccos(λ).f _TP = (f _s /2π).arccos(λ).

Auffallend ist hierbei, dass bei positivem Filterkoeffizien ten λ eine Erhöhung der Frequenzauflösung im unteren Fre quenzbereich stattfindet. Gleichzeitig tritt im Vergleich zu konventionellen Filtern im Frequenzbereich oberhalb der Tur ningpoint-Frequenz f_TP eine Verschlechterung auf.It is striking here that with positive filter coefficients λ an increase in frequency resolution in the lower frequency range takes place. At the same time, a deterioration occurs in comparison to conventional filters in the frequency range above the turning point frequency f _TP .

Dieser Umstand wird vorteilhafterweise gemäß der Erfindung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines an einem Abhörort abgestrahlten akustischen Nutzsignals ange wendet. Die in Fig. 5 gezeigte Ausführungsform einer Vor richtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines abgestrahlten akustischen Nutzsignals umfaßt eine Signalquelle 13 wie bei spielsweise ein CD-Abspielgerät, einen MP3-Player, ein Radio empfangsgerät, ein Audiokassettenabspielgerät oder eine ande re Tonträgerwiedergabeeinrichtung, welche ein Nutzsignal S abgibt. Das Nutzsignal S wird einer der Tonquelle 13 nachge schalteten Stelleinrichtung 14 zugeführt, welche in Abhängig keit von einem Steuersignal C das Nutzsignal S - ein bearbei tetes Nutzsignal S_L ergebend - in der Lautstärke und/oder an deren Signaleigenschaften, wie beispielsweise Kompressions grad, Klang etc. verändert. Das bearbeitete Nutzsignal S_L wird anschließend einer Schallabstrahleinrichtung 15 zuge führt, die aus dem bearbeiteten, elektrischen Nutzsignal S_L ein akustisches Nutzsignal S_A erzeugt. Die Schallabstrahlein richtung 15 kann dabei neben einem oder mehreren Lautspre chern auch die zugehörigen Endstufen sowie im Falle einer di gitalen Ansteuerung entsprechende Digital-Analog-Umsetzer aufweisen.This fact is advantageously used according to the invention in a device for noise-dependent adaptation of an acoustic useful signal emitted at a listening location. The embodiment shown in FIG. 5 for a device for noise-dependent adaptation of a radiated acoustic useful signal comprises a signal source 13 such as a CD player, an MP3 player, a radio receiving device, an audio cassette player or another sound carrier playback device, which a useful signal S emits. The useful signal S is one of the sound source 13 connected downstream control device 14 which, depending on the speed of a control signal C, the useful signal S - resulting in a processed useful signal S _L - in volume and / or its signal properties, such as degree of compression, sound etc. changed. The processed useful signal S _L is then supplied to a sound radiation device 15 , which generates an acoustic useful signal S _A from the processed electrical useful signal S _L. In addition to one or more loudspeakers, the sound radiation device 15 can also have the associated output stages and, in the case of digital control, corresponding digital-to-analog converters.

Das akustische Nutzsignal S_A wird von einem als Schallaufneh mer dienenden Mikrophon 16 empfangen, wobei dem elektrischen Nutzsignal S_A ein akustisches Geräuschsignal N_A überlagert ist, welches sich beispielsweise bei einem Kraftfahrzeugin nenraum aus Fahrzeuggeräuschen, Motorengeräuschen und sonsti gem Lärm im Innenraum zusammensetzt. Das Mikrophon 16 erzeugt dementsprechend aus dem akustischen Nutzsignal S_A und dem a kustischen Geräuschsignal N_A ein elektrisches Abhörsignal M, welches gleich der Summe aus dem Störsignal N_M und dem Nutz signal S_M nach Umsetzung durch das Mikrophon 16 aus dem akus tischen Nutzsignal S_A und dem akustischen Geräuschsignal N_A ist. Das Abhörsignal M sowie das bearbeitete Nutzsignal S_L werden an einen Extrahierer 17 angelegt, der aus dem Abhör signal M und damit aus der Summe des Nutzsignals S_M am Mikro phon und dem Geräuschsignal N_M am Mikrophon 16 ein extrahier tes Nutzsignal S'_M und ein extrahiertes Geräuschsignal N'_M erzeugt. Aus extrahiertem Nutzsignal S'_M und extrahiertem Geräuschsignal N'_M wird schließlich mittels einer Steuerein richtung 18 das Steuersignal C gebildet.The acoustic useful signal S _A is received by a microphone serving as Schallaufneh mer 16 , the electrical useful signal S _A is superimposed on an acoustic noise signal N _A , which is composed, for example, in a motor vehicle interior from vehicle noise, engine noise and other noise in the interior. Accordingly, the microphone 16 generates an electrical monitoring signal M from the acoustic useful signal S _A and the acoustic noise signal N _A , which is equal to the sum of the interference signal N _M and the useful signal S _M after conversion by the microphone 16 from the acoustic useful signal S _A and the acoustic noise signal N _A. The interception signal M and the processed useful signal S _L are applied to an extractor 17 which, from the interception signal M and thus from the sum of the useful signal S _M on the microphone and the noise signal N _M on the microphone 16, an extracted useful signal S ' _M and generates an extracted noise signal N ' _M. Finally, the control signal C is formed from the extracted useful signal S ' _M and the extracted noise signal N' _M by means of a control device 18 .

Der Wiedergabesignalpfad erstreckt sich von der Signalquelle 13 zur Schallabstrahleinrichtung 15, wobei die Schallwieder gabe, also beispielsweise Lautstärke, Klang, Kompression etc. durch die Stelleinrichtung 14 beeinflußt werden kann. Die Steuerung der Stelleinrichtung 14 erfolgt durch das Steuer signal C, das aus dem bearbeiteten Nutzsignal S_L und dem Mik rophonsignal M hervorgeht. Dem akustischen Nutzsignal S_A bzw. dem akustischen Geräuschsignal N_A vor dem Mikrophon 16 ent spricht ein elektrisches Nutzsignal S_M bzw. ein Geräuschsig nal N_M nach dem Mikrophon 16, wobei aus dem Mikrophonsignal M durch den nachfolgenden Extrahierer 17 mit Hilfe des bearbei teten Nutzsignals S_L das Nutzsignal S'_M ausgefiltert wird. Zur Erzeugung des extrahierten Geräuschsignals N'_M wird das ext rahierte Nutzsignal S'_M mittels eines Subtrahierers 19 von dem Mikrophonsignal M abgezogen. Anstelle des Subtrahierers 19 kann vorgesehen werden, dass das Ausgangssignal des Sub trahierers im adaptiven Filter AE (z. B. Subtrahierer aus Fig. 1) als extrahiertes Geräuschsignal in die Steuereinrich tung 18 eingespeist wird. Zudem kann auch das Mikrofonsignal M in die Steuereinrichtung 18 angelegt werden. Der Übersicht lichkeit halber sind dabei eventuell benötigte zusätzliche Filter und/oder Abtastratenreduziereinrichtungen weggelassen. Das extrahierte Geräuschsignal S'_M entspricht bis auf einen Restfehler im wesentlichen dem akustischen Nutzsignal S_A, welches mit der Impulsantwort des den Abhörraum umschließen den Raumes gefaltet ist. Das extrahierte Geräuschsignal N'_M entspricht schließlich bis auf einen Restfehler den dabei herrschenden Umgebungsgeräuschen.The playback signal path extends from the signal source 13 to the sound radiation device 15 , the sound reproduction, for example volume, sound, compression, etc., can be influenced by the control device 14 . The control of the control device 14 is carried out by the control signal C, which arises from the processed useful signal S _L and the microphone signal M. The acoustic useful signal S _A or the acoustic noise signal N _{A in} front of the microphone 16 speaks an electrical useful signal S _M or a noise signal N _M after the microphone 16 , whereby from the microphone signal M by the following extractor 17 with the help of the processed Useful signal S _L, the useful signal S ' _{M is} filtered out. To generate the extracted noise signal N ' _M , the extracted useful signal S' _{M is} subtracted from the microphone signal _M by means of a subtractor 19 . Instead of the subtractor 19, it can be provided that the output signal of the subtractor in the adaptive filter AE (e.g. subtractor from FIG. 1) is fed into the control device 18 as an extracted noise signal. In addition, the microphone signal M can also be applied to the control device 18 . For the sake of clarity, any additional filters and / or sampling rate reduction devices that may be required are omitted. Except for a residual error, the extracted noise signal S ' _M essentially corresponds to the acoustic useful signal S _A , which is folded with the impulse response of the room enclosing the listening room. The extracted noise signal N ' _M finally corresponds to the ambient noise prevailing except for a residual error.

Zur Minimierung des in dem extrahierten Geräuschsignal N'_M enthaltenen Fehlers wird zusätzlich noch das extrahierte Nutzsignal S'_M in die Steuereinrichtung 18 eingespeist. Das extrahierte Nutzsignal S'_M ist ein Signal, das den in dem Ab hörsignal M enthaltenen Nutzsignalanteil S_M nachbildet. Dabei wird das extrahierte Nutzsignal S'_M durch den Extrahierer 17 aus dem bearbeiteten Nutzsignal S_L derart erzeugt, dass das bearbeitete Nutzsignal S_L mit der im Extrahierer 17 nachge bildeten Raumimpulsantwort gefaltet wird und somit in guter Näherung dem akustischen Nutzsignal S_A entspricht.In order to minimize the error contained in the extracted noise signal N ' _M , the extracted useful signal S' _M is additionally fed into the control device 18 . The extracted useful signal S ' _M is a signal that simulates the useful signal component S _M contained in the listening signal _M. The extracted useful signal S ' _{M is} generated by the extractor 17 from the processed useful signal S _{L in} such a way that the processed useful signal S _{L is} folded with the spatial impulse response simulated in the extractor 17 and thus corresponds in good approximation to the acoustic useful signal S _A.

Die Ausführungsform nach Fig. 6 ist gegenüber der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform dahingehend abgeändert, dass der Subtrahierer 19 entfällt, wobei das extrahierte Geräuschsig nal N'_M direkt vom Extrahierer 17 erzeugt wird, sowie dass anstelle des Extrahierers 17 ein Extrahierer 20 vorgesehen ist, der nicht das bearbeitete Nutzsignal S_L, sondern das Nutzsignal S direkt vom Ausgang der Signalquelle 13 erhält. Des Weiteren ist anstelle der Steuereinrichtung 18 eine Steu ereinrichtung 21 vorgesehen, die außer mit dem extrahierten Nutzsignal S'_M und dem extrahierten Geräuschsignal N'_M auch mit dem Abhörsignal M sowie mit Zustandssignalen R, V und P angesteuert wird. Das Zustandssignal R bezieht sich dabei auf die aktuelle Motordrehzahl, das Zustandssignal V auf die Ge schwindigkeit des Fahrzeuges und das Zustandssignal P auf die Einstellung des Lautstärkestellers.The embodiment according to FIG. 6 is modified compared to the embodiment shown in FIG. 5 in that the subtractor 19 is omitted, the extracted noise signal N ' _{M being} generated directly by the extractor 17 , and in that an extractor 20 is provided instead of the extractor 17 , which does not receive the processed useful signal S _L , but the useful signal S directly from the output of the signal source 13 . Furthermore, instead of the control device 18, a control device 21 is provided which, in addition to the extracted useful signal S ' _M and the extracted noise signal N' _{M, is} also controlled with the monitoring signal M and with status signals R, V and P. The status signal R relates to the current engine speed, the status signal V to the Ge speed of the vehicle and the status signal P to the setting of the volume control.

Bei den beispielhaft in den Fig. 5 und 6 gezeigten Ausfüh rungsformen wird also neben dem extrahierten Geräuschsignal N'_M auch das extrahierte Nutzsignal S'_M für einen Vergleich innerhalb der Steuereinrichtung 6 zur Bildung des Steuersig nals C herangezogen. Der besondere Vorteil bei der Verwendung des extrahierten Nutzsignals S'_M im Vergleich zu dem von der Signalquelle 13 bereitgestellten Nutzsignal S oder dem bear beiteten Nutzsignal S_L liegt darin, dass das über das Mikro phon 16 aufgenommene durch den Extrahierer 17 bzw. 20 extra hierte Nutzsignal S'_M dem im Abhörraum herrschenden Quellen signal (wie es vom Aufnahmemedium aufgenommen wird) entspricht und somit am Besten die wahren Gegebenheiten des Ab hörraumes wiederspiegelt, wobei die Verwendung des bearbeite ten Nutzsignals S_L in der Regel gegenüber dem Nutzsignal S der Tonquelle 13 bereits den Vorteil hat, dass die in der Stelleinrichtung 14 vorgenommenen Änderungen des Nutzsignals S nicht durch den Extrahierer 17 bzw. 20 nachvollzogen werden müssen.In the exemplary embodiments shown in FIGS . 5 and 6, in addition to the extracted noise signal N ' _M , the extracted useful signal S' _{M is also used} for a comparison within the control device 6 to form the control signal C. The particular advantage of using the extracted useful signal S ' _M compared to the useful signal S provided by the signal source 13 or the processed user signal S _L is that the microphone 16 recorded by the extractor 17 or 20 extracted Useful signal S ' _M corresponds to the source signal prevailing in the listening room (as it is recorded by the recording medium) and thus best reflects the true conditions of the listening room, the use of the processed useful signal S _L generally compared to the useful signal S of the sound source 13 already has the advantage that the changes made to the useful signal S in the adjusting device 14 do not have to be reproduced by the extractor 17 or 20 .

Bei dem Extrahierer 17 bzw. dem Extrahierer 20 handelt sich im wesentlichen um ein erfindungsgemäßes adaptives Warped- Filter, das nach einer Vielzahl bekannter Realisierungsmög lichkeiten für die Steuerung, wie beispielsweise nach den eingangs genannten Qualitätsfunktionen realisiert werden kann. Bevorzugt werden aber adaptive Filter eingesetzt, die nach dem Verfahren der kleinsten Fehlerquadrate (LMS = Least Mean Square) oder dem Verfahren der verzögerten kleinsten Fehlerquadrate (DLMS = Delayed Least Mean Square) arbeiten, so dass sich diese sehr effektiv und effizient mit Hilfe ei nes digitalen Signalprozessors realisieren lassen. Somit wird bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 5 und Fig. 6 dem adaptiven Warped-Filter gemäß Fig. 1 bzw. 2 als Eingangssig nal 2 das Nutzsignal S von der Quelle 13 bzw. das bearbeitete Nutzsignal S_L am Ausgang der Stelleinrichtung 14 zugeführt. Als Referenzsignal 6 dient dabei das Mikrophonsignal M.The extractor 17 or the extractor 20 is essentially an adaptive warped filter according to the invention, which can be implemented according to a variety of known implementation options for the control, for example according to the quality functions mentioned at the beginning. However, adaptive filters are preferably used, which work according to the least mean square method (LMS) or the delayed least mean square method (DLMS), so that they work very effectively and efficiently with the aid of an digital signal processor. Thus, 5 and 6 the adaptive warped filter according to Fig. 1 and 2 in the embodiments of FIG.. Fed as Eingangssig nal 2, the desired signal S from the source 13 or the processed desired signal S _L at the output of the actuating means 14. The microphone signal M serves as the reference signal 6 .

Der Einsatz eines adaptiven Warped-Filters ist vor allem dann vorteilhaft, wenn mit hoher Abtastfrequenz gearbeitet werden muß und innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches eine ho he Frequenzauflösung mit Hilfe eines kurzen Filters erreicht werden soll. Vergleicht man ein übliches adaptives Filter mit einem adaptiven Warped-Filter bei beispielsweise einer Ab tastfrequenz von 44,1 kHz im unteren Frequenzbereich bis etwa 1 kHz, wobei eine Filterlänge von 40 Abgriffen (Taps) voraus gesetzt wird, dann beträgt bei 1 kHz die Frequenzauflösung 170 Hz beim adaptiven Warped-Filter im Vergleich zu 1100 Hz beim konventionellen Filter. Ein eben beschriebenes adaptives Warped-Filter hätte bei den angegebenen Randbedingungen (Ab tastfrequenz = 44,1 kHz, Grenzfrequenz = 1 kHz) einen Filter koeffizienten (Warping Parameter) von λ = 0,9. In der Praxis, insbesondere bei Anwendung in einer Vorrichtung zum geräusch abhängigen Anpassen eines akustischen Nutzsignals kann es auch sinnvoll sein, wenn man mit zwei adaptiven Warped- Filtern arbeitet, wobei ein Filter die obengenannten Eigen schaften aufweist und das andere den unteren Frequenzbereich bis etwa 150 Hz noch genauer auflösen würde. Auf diese Weise wäre eine umfassende Frequenzbereichsaufspaltung bei der üb lichen Abtastfrequenz möglich. Ein derartiges Filter hätte bei einer Grenzfrequenz von 150 Hz einen Filterkoeffizienten (Warping-Parameter) von λ = 0,99 bei ebenfalls einer Länge von 40 Abgriffen (Taps) und einer Abtastfrequenz von 44,1 kHz.The use of an adaptive warped filter is especially then advantageous when working with a high sampling frequency must and a ho within a certain frequency range he frequency resolution is achieved using a short filter shall be. If you compare a common adaptive filter with an adaptive warped filter in, for example, an Ab keying frequency of 44.1 kHz in the lower frequency range up to about 1 kHz, with a filter length of 40 taps in advance is set, the frequency resolution is at 1 kHz 170 Hz for the adaptive warped filter compared to 1100 Hz with the conventional filter. An adaptive just described Warped filter would have given the specified boundary conditions (Ab sampling frequency = 44.1 kHz, cut-off frequency = 1 kHz) a filter coefficients (warping parameters) of λ = 0.9. In practice, especially when used in a device for noise dependent adaptation of an acoustic useful signal can also make sense if you are using two adaptive warped Filtering works, with a filter the above Eigen and the other has the lower frequency range up to about 150 Hz would resolve even more precisely. In this way would be a comprehensive frequency domain splitting in the ex sampling frequency possible. Such a filter would have a filter coefficient at a cutoff frequency of 150 Hz (Warping parameters) of λ = 0.99 with a length as well of 40 taps and a sampling frequency of 44.1 kHz.

Der Aufbau eines derartigen zweigeteilten adaptiven Warped- Filters ist in Fig. 7 gezeigt. Dabei werden zwei adaptive Warped-Filter AF1 und AF2 des in den Fig. 1 und 2 gezeig ten Typs verwendet, wobei beim adaptiven Warped-Filter AF1 der Warping-Parameter λ = 0,9 und bei adaptiven Warped-Filter AF2 ein Warping-Parameter λ = 0,99 verwendet wird. Bezugneh mend auf die Anwendung gemäß Fig. 5 werden beide Filter ein gangsseitig durch das Mikrophonsignal M angesteuert. Als Re ferenzsignal dient das an der Stelleinheit abgenommene bear beitete Nutzsignal S_L. Als Ausgangssignal 3 werden jeweils extrahierte Geräuschsignale mit hoher Auflösung im tiefstfre quenten Bereich N'_M (low) und im tieffrequenten Bereich N'_M (high) abgegeben. Bei entsprechender Auslegung der adaptiven Warped-Filter AF1 und AF2 kann zudem ein weiteres Ausgangs signal 3' abgegeben werden, das dann dem extrahierten Nutz signal S'_M (low) mit einer hohen Auflösung bei tiefsten Fre quenzen bzw. ein extrahiertes Nutzsignal S'_M (high) mit einer hohen Auflösung für tiefe Frequenzen vorgesehen werden. Die einzelnen Arbeitsbereiche werden vorteilhafterweise durch den adaptiven Warped-Filtern AF1 und AF2 nachgeschaltete Tiefpäs se 22 und 23 definiert, wobei der Tiefpaß 21 eine höhere Grenzfrequenz f_g1 (z. B. 1 kHz) aufweist als der Tiefpaß 22 mit einer Grenzfrequenz f_g2 (z. B. 150 Hz). Die einzelnen Signale N'_M (low), S'_M (low), N'_N (high) und S'_N (high) können anschließend in der Steuereinheit 18 bzw. 21 jeweils für sich weiterbearbeitet und dann zusammengefasst oder aber zunächst zusammengefasst und dann zusammen weiter bearbeitet werden.The structure of such a two-part adaptive warped filter is shown in FIG. 7. Two adaptive warped filters AF1 and AF2 of the type shown in FIGS . 1 and 2 are used, with the adaptive warped filter AF1 the warping parameter λ = 0.9 and with adaptive warped filter AF2 a warping parameter λ = 0.99 is used. Bezugneh mend the application according to Fig. 5, both filters are input side is driven by a microphone signal M. The processed processed useful signal S _L used on the control unit serves as the reference signal. Extracted noise signals with high resolution in the lowest frequency range N ' _M (low) and in the low frequency range N' _M (high) are output as output signal 3 . With an appropriate design of the adaptive warped filters AF1 and AF2, a further output signal 3 'can also be emitted, which then frequencies the extracted useful signal S' _M (low) with a high resolution at the lowest frequency or an extracted useful signal S ' _M (high) with a high resolution for low frequencies. The individual working areas are advantageously defined by the adaptive warped filters AF1 and AF2 downstream low-pass filters 22 and 23 , the low-pass filter 21 having a higher cut-off frequency f _g1 (e.g. 1 kHz) than the low-pass filter 22 with a cut-off frequency f _g2 ( e.g. 150 Hz). The individual signals N ' _M (low), S' _M (low), N ' _N (high) and S' _N (high) can then each be processed further in the control unit 18 or 21 and then combined or initially combined and then continue to work together.

Bei der in Fig. 7 gezeigten zweiteiligen Ausführung des adaptiven Warped-Filters wird mit einer Länge von 40 Abgrif fen (Taps) und einer Abtastrate von 170 Hz eine Frequenzauf lösung von 1 kHz im unteren Frequenzbereich erreicht, während bei konventionellen Filtern bei einer Abtastrate von 170 Hz eine Filterlänge von 200 Abgriffen (Taps) dazu notwendig wä re. Bei der erfindungsgemäßen Anwendung liefert der Extrahie rer 17 bzw. 20 neben dem Geräuschanteil N'_M auch noch den Signalanteil S'_M. Dies kann auch dann erfolgen, wenn inner halb des Extrahierers 17 bzw. 20 eine Frequenzaufspaltung im Sinne von Fig. 7 realisiert ist, da auch hier nicht mit Si cherheit ein Fehler im Geräuschsignal N'_M auszuschließen ist. Ein Fehler kann sich insbesondere dadurch ergeben, dass nor malerweise so viele adaptive Filter zu verwenden sind, wie sich Wiedergabemedien im Abhörraum finden.In the two-part embodiment of the adaptive warped filter shown in FIG. 7, a frequency resolution of 1 kHz in the lower frequency range is achieved with a length of 40 taps and a sampling rate of 170 Hz, while in conventional filters at a sampling rate of 170 Hz a filter length of 200 taps would be necessary. In the application according to the invention, the Extrahie rer 17 and 20 provides the signal component S ' _{M in} addition to the noise component N' _M. This can also take place if a frequency split in the sense of FIG. 7 is realized within the extractor 17 or 20 , since an error in the noise signal N ' _M cannot be ruled out here either. An error can result in particular from the fact that normally as many adaptive filters are to be used as there are playback media in the listening room.

Obwohl jede beliebige Form von Allpass verwendet werden kann, wird in den Fig. 8 und 9 beispielshafte Ausgestaltungen eines Allpasses erster Ordnung gezeigt, die sich durch einen sehr geringen Realisierungsaufwand auszeichnen. Bei dem in Fig. 8 gezeigten Allpass wird ein Eingangssignal i(n) zum einen einem Koeffizientenglied 24 mit einem Koeffizienten λ₁ und zum anderen einem Verzögerungselement 25 mit einer Über tragungsfunktion z^-1 zugeführt. Die Ausgänge beider sind mit zwei Eingängen eines Summierers 26 verbunden. Am Ausgang des Summierers 26 ist das jeweilige Ausgangssignal o(n) abnehm bar. Das Ausgangssignal o(n) wird zudem über ein Verzöge rungselement 37 mit der Übertragungsfunktion z^-1 und einem dazu in Reihe liegenden Koeffizientenglied 28 mit ebenfalls dem Koeffizienten λ₁ an einen Eingang des Summierers 26 ange legt.Although any form of all-pass can be used, exemplary embodiments of a first-order all-pass are shown in FIGS. 8 and 9, which are characterized by very little implementation effort. In the all-pass shown in FIG. 8, an input signal i (n) is supplied on the one hand to a coefficient element 24 with a coefficient λ ₁ and on the other hand to a delay element 25 with a transfer function z ^-1 . The outputs of both are connected to two inputs of a summer 26 . At the output of the summer 26 , the respective output signal o (n) is removable bar. The output signal o (n) is also via a delay element 37 with the transfer function z ^-1 and a series-lying coefficient element 28 with the coefficient λ ₁ at an input of the summer 26 .

Bei dem in Fig. 9 gezeigten Allpass wird das Eingangssignal i(n) sowohl einem Addierer 29 als auch einem Addierer 30 zu geführt, wobei mit dem Addierer 30 zudem der Ausgang des Ad dierers 29 unter Zwischenschaltung eines Koeffizientenglieds 31 mit einem Koeffizienten λ₂ verbunden ist. Der Ausgang des Addierers 30 ist über einen Inverter 32 zur Vorzeichenumkehr an den Eingang eines Verzögerungselements 33 angeschlossen, dessen Ausgang zum einen an den Addierer 29 und zum anderen an einen Addierer 34 angeschlossen ist, wobei mit dem Addie rer 34 zudem der Ausgang des Koeffizientenglieds 31 verbunden ist. Am Ausgang des Addierers 34 ist schließlich das Aus gangssignal o(n) abgreifbar.In the allpass shown in FIG. 9, the input signal i (n) is fed to both an adder 29 and an adder 30 , the adder 30 also connecting the output of the adder 29 to a coefficient λ ₂ with the interposition of a coefficient element 31 is. The output of adder 30 is connected through an inverter 32 to the sign inversion to the input of a delay element 33, whose output is connected firstly to the adder 29 and on the other hand to an adder 34 wherein rer with the Addie 34 also the output of the coefficient circuit 31 connected is. At the output of the adder 34 , the output signal o (n) can finally be tapped.

Der in Fig. 9 gezeigte Allpass kann auf einfache Weise zu Allpässen höherer Ordnung kaskadiert werden, indem statt den Inverter 32 eine weitere, identische Stufe eingefügt wird. Anstelle der gezeigten Allpässe kann jedoch jede beliebige andere Form von Allpass sowie auch andere Filterelemente wie beispielsweise Laguere-Filter verwendet werden.The all-pass shown in FIG. 9 can be cascaded to higher-order all-passes in a simple manner by inserting a further, identical stage instead of the inverter 32 . Instead of the all-passes shown, however, any other form of all-pass as well as other filter elements such as Laguere filters can be used.

In Fig. 10 ist eine bevorzugte Ausführungsform der Steuer einrichtung 21 aus Fig. 6 gezeigt. Die Steuereinrichtung 21 umfaßt gemäß Fig. 10 zwei Korrekturschaltungen 35 und 36, denen die Geräuschsignalanteile N'_N (high) bzw. N'_M (low) so wie die Nutzsignalanteile S'_N (high) bzw. S'_M (low) zugeführt werden. Optional kann beiden auch die Summe von Geräuschsig nal N_M und Nutzsignal S_M zugeführt werden. Das Ausgangssignal der Korrekturstufe 36 wird dabei als korrigiertes Nutzsignal KS (low) für tieffrequente direkt und das Ausgangssignal der Korrekturstufe 35 unter Zwischenschaltung einer Sprach aktivitätserkennung 37 - ein korrigiertes Geräuschsignal KN (low) für tieffrequente Anteile ergebend - einem Steuersig nalgenerator 38 zugeführt, der daraus das Steuersignal C ge neriert. Die Korrekturstufen dienen dazu, den im Geräuschsig nalanteil N'_M enthaltenen Restfehler weiter zu verringern. Darüber hinaus dient die Sprachaktivitätserkennung 37 dazu, das Ausgangssignal der Korrekturstufe 35 so zu bearbeiten, dass darin enthaltene Sprachenergie keine Auswirkung auf das Steuersignal C hat. Die Korrekturschaltung kann zusätzlich noch Informationen zur Lautstärkeeinstellung P erhalten, wäh rend der Steuersignalgenerator 18 optional Informationen V zur Geschwindigkeit, Informationen P zur Lautstärkeeinstel lung Informationen R zur Drehzahl usw. erhalten kann.In Fig. 10, a preferred embodiment of the control device 21 from Fig. 6 is shown. The control device 21 comprises according to FIG. 10, two correction circuits 35 and 36, where the noise signal components N _'N (high) or N' _M (low) as well as the wanted signal S _'N (high) and S' _M (low) supplied become. Optionally, both can also be supplied with the sum of the noise signal N _M and the useful signal S _M. The output signal of the correction stage 36 is here as a corrected useful signal KS (low) for low-frequency direct and the output signal of the correction stage 35 with the interposition of a voice activity detection 37 - resulting in a corrected noise signal KN (low) for low-frequency components - is fed to a control signal generator 38 , which results therefrom the control signal C generated. The correction levels serve to further reduce the residual error contained in the noise component N ' _M. In addition, the voice activity detection 37 serves to process the output signal of the correction stage 35 in such a way that the speech energy contained therein has no effect on the control signal C. The correction circuit can additionally receive information on the volume setting P, while the control signal generator 18 can optionally receive information V on the speed, information P on the volume setting, information R on the speed, etc.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Steuereinrichtung 18 aus Fig. 5 umfaßt einen Multiplizierer 39, dem der extrahierte Nutzsignalanteil S'_N sowie der extrahierte Geräuschsignalan teil N'_M zugeführt werden. Darüber hinaus wird der extrahier te Nutzsignalanteil S'_M einem Quadrierer 40 und der extra hierte Geräuschsignalanteil N'_N einem Quadrierer 41 zuge führt. Dem Multiplizierer 39 sowie den beiden Quadrierern 40 und 41 sind jeweils Mittelwertbildner 42, 43, 44 (beispiels weise Tiefpässe) nachgeschaltet. Die Ausgänge der Mittelwert bildner 42 und 44 sind dabei auf einem Multiplizierer 45 ge führt, dem seinerseits eine Einrichtung 46 zum Ziehen der Quadratwurzel nachgeschaltet ist. Der Ausgang der Einheit 46 ist ebenso wie der Ausgang einer Einheit 47 zur Betragbil dung, die dem Mittelwertbildner 43 nachfolgt, auf einen Divi dierer 48 geführt. Dem Dividierer 48 ist ein steuerbares Ko effizientenglied 49 nachgeschaltet, das durch den extrahier ten Geräuschsignalanteil N'_M gesteuert wird. Am Ausgang des Koeffizientenglieds 49 steht das korrigierte Geräuschsignal KN bereit.A preferred embodiment of the control device 18 from FIG. 5 comprises a multiplier 39 , to which the extracted useful signal component S ' _N and the extracted noise signal component N' _{M are} supplied. In addition, the extracted useful signal component S ' _{M is} a squarer 40 and the extracted noise signal component N' _{N leads to} a squarer 41 . The multiplier 39 and the two squarers 40 and 41 are each followed by mean formers 42 , 43 , 44 (low pass filters, for example). The outputs of the mean formers 42 and 44 are on a multiplier 45 leads, which in turn is followed by a device 46 for drawing the square root. The output of the unit 46 , like the output of a unit 47 for amount formation, which follows the averager 43 , is passed to a divider 48 . The divider 48 is followed by a controllable Ko efficient member 49 which is controlled by the extracted noise signal component N ' _M. The corrected noise signal KN is available at the output of the coefficient element 49 .

Ein zugehöriger Kreuzkorrelationskoeffizient CCC zweier Sig nale X, Y berechnet sich dabei wie folgt:
An associated cross correlation coefficient CCC of two signals X, Y is calculated as follows:

Eine zu der in Fig. 11 gezeigten Ausführungsform alternative Ausführungsform ist in Fig. 12 dargestellt. Dabei werden das Mikrophonsignal N, das extrahierte Geräuschsignal N'_N sowie das extrahierte Nutzsignal S'_M jeweils einen Mittelwertbild ner 50, 51, 52 zugeführt. Die Ausgangssignale der beiden Mit telwertbildner 50 und 51 werden mittels eines Subtrahierers 53 voneinander subtrahiert, wobei am Ausgang des Subtrahie rers 53 ein Signal σ² ₁ bereitgestellt wird. Das Ausgangssig nal des Mittelwertbildners 52 wird einem Subtrahierer 54 zu geführt, der davon einen Schwellenwert TH - ein Signal σ² ₂ bildend - abzieht. In einer nachfolgenden Vergleichsstufe 55 werden die Signale σ² ₁ und σ² ₂ miteinander verglichen. Ist das Signal σ² ₁ ≦ σ² ₂, dann wird das Signal am Ausgang des Mittel wertbildners 51, nämlich das Signal σ² _N, um einen Wert verzö gert. Dies erfolgt mittels einer Verzögerungsstufe 56. Das verzögerte Signal σ² _N wird anschließend mittels einer Dekre mentierstufe 57 dekrementiert und als Signal σ² _D an einer Entscheiderstufe 58 zugeführt, die das Signal σ² _D mit dem die Lautstärkeeinstellung wiedergebenden Signal P verglichen wird. Ist das Signal σ² _D größer oder gleich dem Signal P, dann wird das Signal σ² _D ausgegeben. Trifft dies nicht zu, so wird u² _D gleich P gesetzt. An alternative embodiment to the embodiment shown in FIG. 11 is shown in FIG. 12. The microphone signal N, the extracted noise signal N ' _N and the extracted useful signal S' _{M are} each supplied with an averager 50 , 51 , 52 . The output signals of the two mean value formers 50 and 51 are subtracted from one another by means of a subtractor 53 , a signal σ ² _{1 being} provided at the output of the subtractor 53 . The output signal of the mean value generator 52 is fed to a subtractor 54 , which subtracts therefrom a threshold value TH - forming a signal σ ² ₂ . In a subsequent comparison stage 55 , the signals σ ² ₁ and σ ² ₂ are compared with one another. If the signal is σ ² ₁ ≦ σ ² ₂ , then the signal at the output of the averager 51 , namely the signal σ ² _N , is delayed by a value. This is done by means of a delay stage 56 . The delayed signal σ ² _N is then decremented by means of a decrement stage 57 and supplied as signal σ ² _D to a decision stage 58 , which compares the signal σ ² _D with the signal P representing the volume setting. If the signal σ ² _{D is} greater than or equal to the signal P, then the signal σ ² _{D is} output. If this is not the case, u ² _D is set to P.

Solange das Signal σ² _N hauptsächlich von Umgebungsgeräuschen bestimmt wird, geht der Entscheider 55 nicht in den Ja-Zweig (j). Daraus folgt, dass der Fehler im extrahierten Geräusch signal N'_M gering ist. Demzufolge kann das extrahierte Ge räuschsignal N'_M für die Erzeugung des Steuersignals C ver wendet werden. Probleme treten nur dann auf, wenn das Signal σ² _N hauptsächlich durch von dem adaptiven Filter nicht heraus rechenbare Anteile des bearbeiteten Nutzsignals S_L bestimmt wird. In diesem Fall liefert der Entscheider 55 eine positive Antwort und es wird der Ja-Zweig (j) durchlaufen.As long as the signal σ ² _{N is} mainly determined by ambient noise, the decision maker 55 does not go to the yes branch (j). It follows that the error in the extracted noise signal N ' _{M is} small. Accordingly, the extracted Ge noise signal N ' _{M can be used} for the generation of the control signal C. Problems only arise if the signal σ ² _{N is} mainly determined by portions of the processed useful signal S _L that cannot be calculated by the adaptive filter. In this case, the decision maker 55 provides a positive answer and the yes branch (j) is run through.

Beim Ja-Zweig (j) wird zuerst der zuletzt detektierte Rausch pegel in den Zustand eines Mittelwertbildners eingetragen. Der Mittelwertbildner wird durch die, mit Hilfe des Koeffi zientendekrements eingestellte Zeitkonstante (τ) langsam her untergeregelt bis der vom Bediener minimal eingestellte Laut stärkewert (P) erreicht wird oder aber der Rauschpegel im Signal σ² _N wieder so groß wird, dass der Entscheider 55 in den Nein-Zweig (n) läuft. With the yes branch (j), the last detected noise level is first entered into the state of an averager. The mean value generator is slowly regulated down by the time constant (τ) set with the aid of the coefficient decrement until the minimum volume value (P) set by the operator is reached or until the noise level in the signal σ ² _N becomes so great that the decision maker 55 runs into the no branch (s).

LIST OF REFERENCE NUMBERS

11

Filtereinheit
filter unit

22

Eingangssignal
input

33

Ausgangssignal
output

44

Steuersignal
control signal

55

Steuereinheit
control unit

66

Referenzsignal
reference signal

77

Verstärker
amplifier

88th

Verzögerungseinheit
delay unit

99

Summierer
summing

1010

Verzögerungselemente
delay elements

1111

Abgriffe (Taps)
Taps

1212

Koeffizientenglieder
coefficient members

1313

Signalquelle
source

1414

Stelleinrichtung
setting device

1515

Schallabstrahleinrichtung
sound emitter

1616

Mikrofon
microphone

1717

Extrahierer
extractor

1818

Steuereinrichtung
control device

1919

Subtrahierer
subtractor

2020

Extrahierer
extractor

2121

Steuereinrichtung
control device

2222

Tiefpass
lowpass

2323

Tiefpass
lowpass

2424

Koeffizientenglied
coefficient member

2525

Verzögerungselement
delay element

2626

Summierer
summing

2727

Verzögerungselement
delay element

2828

Koeffizientenglied
coefficient member

2929

Addierer
adder

3030

Addierer
adder

3131

Koeffizientenglied
coefficient member

3232

Inverter
inverter

3333

Verzögerungselement
delay element

3434

Addierer
adder

3535

Korrekturstufe
correction level

3636

Korrekturstufe
correction level

3737

Sprachaktivitätserkennung
Voice Activity Detection

3838

Steuersignalgenerator
Control signal generator

3939

Multiplizierer
multipliers

4040

Quadrierer
squarer

4141

Quadrierer
squarer

4242

Mittelwertbildner
averager

4343

Mittelwertbildner
averager

4444

Mittelwertbildner
averager

4545

Multiplizierer
multipliers

4646

Einheit zum Wurzelziehen
Root extraction unit

4747

Einheit zum Betragbilden
Form unit for amount

4848

Dividierer
divider

4949

Koeffizientenglied
coefficient member

5050

Mittelwertbildner
averager

5151

Mittelwertbildner
averager

5252

Mittelwertbildner
averager

5353

Subtrahierer
subtractor

5454

Subtrahierer
subtractor

5555

Entscheider
decision-makers

5656

Verzögerungsstufe
delay stage

5757

Dekrementierstufe
decrementer

5858

Entscheidestufe
AF adaptives warped Filter
S Nutzsignal
N Geräuschsignal
S_M decide stage
AF adaptive warped filter
S useful signal
N noise signal
S _M

Nutzsignal am Mikrofon
S'_M Useful signal on the microphone
S ' _M

extrahiertes Nutzsignal
N'_M extracted useful signal
N ' _M

extrahiertes Störsignal
S_L extracted interference signal
S _L

bearbeitetes Nutzsignal
N_M processed useful signal
N _M

Störsignal am Mikrofon
C Steuersignal
R Drehzahlinformation (Zustandssignal)
V Geschwindigkeitsinformation (Zustandssignal)
P Grundlautstärkeinformation (Zustandssignal)
N_A Interference signal on the microphone
C control signal
R speed information (status signal)
V speed information (status signal)
P Basic volume information (status signal)
N _A

akustisches Geräuschsignal
S_A acoustic noise signal
S _A

akustisches Nutzsignal
M Abhörsignal
i(u) Eingangssignal
o(n) Ausgangssignal
σ₁ acoustic useful signal
M monitoring signal
i (u) input signal
o (n) output signal
σ ₁

, σ₂ , σ ₂

, σ_N , σ _N

, σ_D , σ _D

Signal
τ Zeitkonstante
n Nein-Zweig
j Ja-Zweig
λ₁ signal
τ time constant
n No branch
j yes branch
λ ₁

, λ₂ , λ ₂

Koeffizient
TH Schwellenwert
CCC Kreuzkorrelationskoeffizient
KN korrigiertes Geräuschsignal
KS korrigiertes Nutzsignal
coefficient
TH threshold
CCC cross correlation coefficient
KN corrected noise signal
KS corrected useful signal

Claims

1. Adaptive digital filter with
a filter unit ( 1 ) which has delay elements ( 11 ) and a coefficient network ( 12 ) coupled to the delay elements ( 11 ) and which generates an output signal ( 3 ) from an input signal ( 2 ) fed to it by filtering, and
a control unit ( 5 ) for controlling the coefficient network ( 12 ) such that the output signal ( 3 ) is optimized compared to a reference signal ( 6 ),
characterized in that
(11) filter elements (11) with an adjustable phase angles are provided as delay elements and
the phase angles are set so that there is a distorted frequency characteristic for the filter unit ( 1 ).

2. Adaptive digital filter according to claim 1, wherein
the delay elements ( 11 ) are connected in series,
the taps at and / or between the delay elements ( 11 ) is followed in each case by a coefficient element ( 12 ) for evaluation, each with a coefficient (b ₀ to b _i ) and
the coefficient elements ( 12 ) is connected to a totalizer ( 10 ), at whose output the output signal can be tapped.

3. Adaptive digital filter according to one of the preceding claims, in which the optimization of the output signal ( 3 ) is carried out by means of the method of least mean squares or the method of delayed least mean squares.

4. Adaptive digital filter according to one of the preceding claims, in which passports ( 11 ) are provided as filter elements ( 11 ) with adjustable phase angles.

5. Method for adaptive digital filtering of an input signal, in which
the input signal ( 2 ) is filtered to give an output signal ( 3 ) in accordance with a controllable filter characteristic, the filtering being carried out by means of delay operations and arithmetic operations and
the filter characteristic is controlled in such a way that the output signal ( 3 ) is optimized compared to a reference signal ( 6 ),
characterized in that
the delay operations are generated by phase shifting operations with adjustable phase angles and
the phase angles are set so that there is a distorted frequency characteristic for the filter unit ( 1 ).

6. The method according to claim 5, characterized in that
the input signal ( 2 ) is delayed several times, with differently delayed input signals being formed,
the differently delayed input signals are each evaluated with a coefficient (b ₀ to b _i ) and then summed up to form an output signal ( 3 ).

7. The method according to claim 5 or 6, characterized in that the optimization of the output signal ( 3 ) by means of the method of the smallest mean error squares or the method of the delayed smallest mean error squares.

8. The method according to claim 5, 6 or 7, characterized records that the phase shift operation is carried out by means of all-pass filtering.

9. Using an adaptive digital filter with
a filter unit ( 1 ) which has delay elements ( 11 ) and a coefficient network ( 12 ) coupled to the delay elements ( 11 ) and which generates an output signal ( 3 ) from an input signal ( 2 ) fed to it by filtering, and
a control unit ( 5 ) for controlling the coefficient network ( 12 ) such that the output signal ( 3 ) is optimized compared to a reference signal ( 6 ), wherein
(11) filter elements (11) with an adjustable phase angles are provided as delay elements and
the phase angles are set such that there is a distorted frequency characteristic for the filter unit ( 1 ),
in a device for noise-dependent adaptation of an acoustic useful signal emitted at a listening location.

10. Use according to claim 9, in which the frequency resolution is so distorted that at low Frequencies have a higher resolution than at high ones Frequencies.

11. Use according to claim 9 or 10, in which the device for the noise-dependent adaptation of an acoustic useful signal emitted at a listening location comprises:
a signal source ( 13 ) for generating an electrical useful signal (S),
a signal processing device ( 14 ) connected downstream of the signal source ( 13 ) and adjustable by a control signal (C) for generating a processed electrical useful signal (S _L ),
a sound conversion device ( 15 ) connected downstream of the signal processing device ( 14 ) for generating the acoustic useful signal (S _A ) from the processed electrical useful signal (S _L ),
a sound pickup ( 16 ) for generating an electrical monitoring signal (M) from the acoustic useful signal (S _A ) and an acoustic noise signal (N _A ) superimposed on it at the listening location,
an extractor ( 17 , 19 ) connected downstream of the sound pickup ( 16 ) for extracting the noise signal component (N _M ) contained in the monitoring signal ( _M ), and
one of the extractors ( 17 , 19 ) downstream of the control device ( 18 ) which receives the noise component (N ' _M ) of the interception signal (M) and at least one signal derived from the interception signal (M) (S' _M , M) and which from which the control signal (C) for the signal processing device ( 14 ) is generated.

12. Use according to claim 11, in which a signal derived from the interception signal (M) corresponds to the useful signal component (S _M ) of the interception signal (M) or the interception signal (M) itself.

13. Use according to one of claims 11 or 12, in which a signal derived from the monitoring signal (M) is provided by the extractor ( 17 , 19 ).

14. Use according to one of claims 11 to 13, in which the control device ( 18 ) is also supplied with at least one status signal (R, V, P), with at least one status signal each of the volume setting (P) and / or the vehicle speed ( V) and / or the engine speed corresponds to (R).

15. Use according to one of claims 11 to 14, in which the adaptive digital filter is used for extracting the useful signal (S ' _M ) and / or interference signal (N' _M ).