DD298577A5 - DEVICE FOR RECEIVING A TV CHANNEL - Google Patents
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Abstract
Die Erfindung betrifft ein Geraet zum Empfang eines Fernsehsignals fuer ein Groszbildschirmbild mit Randteilbildinforamtionen und dominaten Hauptbildinformationen, wobei das Fernsehbild ein groeszeres Bild-Seiten-Verhaeltnis aufweist. Erfindungsgemaesz sind Mittel vorgesehen, die zunaechst die Randteilbildinformation und die dominaten Hauptbildinformationen trennen; aus den getrennten Rand- und Hauptbildinformationen jeweils ein Ausgangssignal erzeugen und schlieszlich die Ausgangssignale zur Herstellung eines Bilddarstellungsignals kombinieren.{Farbfernsehsignal; Groszbildschirmbild; Bild-Seiten-Verhaeltnis; Randteilbildinformation; dominate Hauptbildinformation; Fernsehsignalempfaenger; kombiniertes Bildsignal}The invention relates to a device for receiving a television signal for a large screen with Randteilbildinforamtionen and dominant main picture information, wherein the television picture has a greater picture-to-page ratio. According to the invention, means are provided which initially separate the edge subframe information and the dominant main image information; each of which generates an output signal from the separated edge and main picture information, and finally combines the output signals to form an image display signal {color television signal; Grosz screen; Picture-aspect ratio; Edge field information; dominant main picture information; Fernsehsignalempfaenger; combined image signal}
Description
Videosignalverarbeitungsmittel (1344), ansprechend auf die erste und zweite Komponente, zur Erzeugung eines Bilddarstellungssignals.Video signal processing means (1344) responsive to the first and second components for generating an image display signal.
3. Gerät nach Anspruch 2 zum Empfang des Fernsehsignals, das ferner eine während des Bildwechsels verarbeitete dritte Komponente mit Bildhilfsinformation enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsträger durch die zweite und dritte Komponente phasengesteuert und -moduliert wird; das Demodulationsmittel (1326) den getrennten Hilfsträger demoduliert, um die zweite und dritte Komponente zu schaffen; und3. Apparatus according to claim 2 for receiving the television signal, further comprising a processed during the image change third component with auxiliary image information, characterized in that the subcarrier is phase-controlled and modulated by the second and third components; the demodulating means (1326) demodulates the separate subcarrier to provide the second and third components; and
daß das Videosignalverarbeitungsmittel (1344) auf die erste, zweite und dritte Komponente ansprechend ist, um das Bijddarstellungssignal zu erzeugen.in that the video signal processing means (1344) is responsive to the first, second and third components for generating the bijdication signal.
Hierzu 27 Seiten ZeichnungenFor this 27 pages drawings
Die Erfindung betrifft ein Gerät zum Empfang eines Fernsehsignais, das ein Großbildschirmbild mit Seitenbereichsbildinformation und dominanter Nichtseitenbereichsbildinformation verkörpert und ein größeres Bildseitenverhältnis als ein herkömmliches Fernsehbild besitzt.The present invention relates to a television signal reception apparatus which embodies a large screen image having side area image information and dominant non-area area image information and has a larger aspect ratio than a conventional television image.
Ein herkömmlicher Farnsehempfänger, wie beispielsweise ein Empfänger, der auf die in den USA und anderswo gebräuchliche NTSC-Rundfunknorm abgestimmt ist, weist ein Bildseitenverhältnis (das Verhältnis der Breite zur Höhe des wiedergegebenen Bildes) von 4:3 auf. In jüngster Zeit besteht jedoch Interesse an höheren Bildseitenverhältnissen für Fernsehempfängersysteme, beispielsweise den Verhältnissen 2:1,16:Soder 5:3, da sich solche höheren Bildseitenverhältnisse dem Gesichtsfeld des menschlichen Auges stärker nähern oder diesem gleich sind, als dies bei dem 4:3-Seitenverhältnis eines herkömmlichen Fernsehempfängers der Fall ist. Die Videoinformationssignale mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 haben eine besondere Beachtung erfahren, da sich dieses Verhältnis dem eines Kinofilmes nähert, und solche Signale können dann ohne Beschneidung der Bildinformation gesendet und empfangen werden. Breitbild-Fernsehsysteme, die einfach Signale mit einem höheren Bildseitenverhältnis im Vergleich zu herkömmlichen Systemen senden, sind jedoch mit Empfängern inkompatibel, die das herkömmliche Bildseitenverhältnis haben. Dies macht eine weitverbreitete Einführung von Breitbildsystemen schwierig. Es ist deshalb wünschenswert, ein Breitbildsystem zur Verfügung zu haben, dds mit herkömmlichen Fernsehempfängern kompatibel ist. Ein solches System ist in dem US-Patent 4 782 383 von M. A. Isnardi mit dem Titel „Apparatus for processing high frequency edge information in a widescreen television system" offenbart, welches am 1. November 1988 veröffentlicht wurde. Es besteht sogar ein noch größerer Wunsch danach, daß bei einem solchen kompatiblen Breitbildsystem Maßnahmon zur Verbesserung oder Erweiterung der Auflösung des wiedergegebenen Bildes getroffen werden, um zusätzliche Bildeinzelheiten zu erreichen. So kann beispielsweise ein Breitbild-EDTV (extended definition television)-System mit erweiterter Auflösung eine Vorrichtung zur Erzeugung eines progressiv (fortlaufend) abgetasteten Bildes enthalten. Ein System dieser Art ist η einer Abhandlung von M. A. Isnardi et al. mit dem Titel .Encoding für compatibility and recovery in the ACTV syst' η" offenbart und in IEEE Transactions on Broadcasting, Vol. BC-33, Nr.4, Dezember 1987, Seiten 116 bis 123 veröffentlicht. Das System verwendet eine Signalzeitkomprimierung und Intraframa-Verarbeitung der Bildinformation der Mittel· und Randteilbereiche. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein verbossm ies Gerät zum Empfang eines Farbfernsehsignal für ein Breitschirmbild mit Randteilbildinformationen und Hauptteilbildinformationen zu entwickeln.A conventional color television receiver, such as a receiver tuned to the NTSC standard broadcast in the US and elsewhere, has an aspect ratio (the ratio of the width to the height of the displayed picture) of 4: 3. Recently, however, there has been an interest in higher aspect ratios for television receiver systems, such as the 2: 1.16: S or 5: 3 ratios, as such higher aspect ratios are closer to or equal to the visual field of the human eye than the 4: 3 aspect ratio Aspect ratio of a conventional television receiver. The video information signals with an aspect ratio of 5: 3 have received special attention because this ratio approaches that of a motion picture film, and such signals can then be transmitted and received without clipping the picture information. However, widescreen television systems that simply send signals with a higher aspect ratio compared to conventional systems are incompatible with receivers that have the conventional aspect ratio. This makes a widespread introduction of widescreen systems difficult. It is therefore desirable to have a widescreen system that is compatible with conventional television receivers. Such a system is disclosed in U.S. Patent 4,782,383 to MA Isnardi entitled "Apparatus for processing high frequency edge information in a widescreen television system" published November 1, 1988. There is an even greater desire After that, in such a compatible widescreen system, measures are taken to improve or enhance the resolution of the reproduced image to provide additional image detail. For example, an extended definition widescreen EDTV system may include a progressive-wave device A system of this kind is disclosed in a paper by MA Isnardi et al., entitled "Encodeing for compatibility and recovery in the ACTV syst 'η", and in IEEE Transactions on Broadcasting, Vol , No. 4, December 1987, pages 116 to 123. The system uses signal time compression and intraframe processing of the image information of the center and edge portions. The invention is therefore based on the object of developing a verbossm ies device for receiving a color television signal for a wide-screen image with edge sub-picture information and body image information.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daßAccording to the invention the object is achieved in that
Mittel zur Trennung der zeitgerafften Seitenberelchsbildinformation und der dominanten Nichtseitenbereichsbildinformation; erste Signalverarbeitungsmittel zur Erzeugung eines zweiten Ausgangssignals als Reaktion auf die getrennte Nichtseitenbereichsbildinformation; undMeans for separating the time-averaged side-view image information and the dominant non-side-area image information; first signal processing means for generating a second output signal in response to the separated non-side area image information; and
Mittel zur Kombinierung des ersten und zweiten Ausgangssignals zur Erzeugung eines Bilddarstellungssignals, vorgesehen sind.Means are provided for combining the first and second output signals to produce an image display signal.
Weitere vorteilhafte Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.Further advantageous features of the invention will become apparent from the dependent claims.
Die erfindungsgemäße Lösung ermöglicht eine erhöhte Gleichmäßigkeit der räumlichen Auflösung zwischen den wiedergegebenen Mittel- und Randteilinformationen durch eine wesentliche Verringerung oder Eliminierung unerwünschter diagonaler Bildartefakte in der wiedergegebenen Randteilinformation.The inventive solution allows for increased uniformity of spatial resolution between the reproduced center and margin information by substantially reducing or eliminating unwanted diagonal image artifacts in the rendered margin information.
Die Erfindung wird im Zusammenhang mit einem kompatiblen Breitbild-EDTV-Fernsehsystem offenbart, das eine Zeitkomprimierung und Intraframe-Signalverarbeitung, beispielsweise die Technik der Mittelwertbildung, anwendet. Das Breitbild-EDTV-Slgnal enthält mehrere Komponenten, einschließlich einer ersten Hauptkomponente, welche die Mittelteil- u.id die zeitkomprimierte Randteilinformation enthält, und einer zusätzlichen zweiten Komponente, welche die Randteilinformation enthält. In der Hauptkomponente wird nur die Mittelteilinformation einer Intraframe-Verarbeitung unterworfen. Der Anteil der zeitkomprimierten Randteilinformation der Hauptkomponente wird nicht einer Intraframe-Verarbeitung unterworfen. Bei einer offenbarten bevorzugten Ausführungsform eines kompatiblen Breitbild-EDTV-Fernsehsystems in Übereinstimmung mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung wird ein originales progressiv abgetastetes Breitbildsignal hoher Auflösung so kodiert, daß vier Komponenten einbezogen sind. Die vier Komponenten werden getrennt verarbeitet, bevor sie in einem einzigen Signalübertragungskanal wiedervereinigt werden.The invention is disclosed in the context of a compatible widescreen EDTV television system employing time compression and intraframe signal processing, for example the averaging technique. The wide-screen EDTV signal includes a plurality of components, including a first main component that includes the middle portion and the time-compressed edge portion information, and an additional second component that contains the edge portion information. In the main component, only the sub-part information is subjected to intra-frame processing. The portion of the time compressed edge portion information of the main component is not subjected to intraframe processing. In a disclosed preferred embodiment of a compatible widescreen EDTV television system in accordance with the principles of the present invention, an original high resolution, progressively scanned widescreen signal is encoded to include four components. The four components are processed separately before being reunited in a single signal transmission channel.
Eine erste Komponente ist ein im 2:1-Zeilensprungformat vorliegendes Hauptsignal mit einem Standard-Bildseitenverhältnis von 4:3. Diese Komponente besteht aus einem mittleren Teil des Breitbildsignals, der zeitlich so gedehnt ist, daß er nahezu die gesamte aktive Zeilendauer des 4:3-Bildseitenverhältnlsses einnimmt, und aus horizontaler niedrigfrequenter Randteilinformation, die in dem linken und rechten Horizontalbild-Überabtastungsbereich zeitlich komprimiert ist, wobei eine solche Information bei einem Standard-Fernsehempfänger-Display dem Block verborgen bleibt. Nur der mittlere Teil dieser Komponente wird oberhalb einer gegebenen Frequenz einer Intraframe-Mitteilung unterworfen.A first component is a 2: 1 interlaced main signal with a standard aspect ratio of 4: 3. This component consists of a middle portion of the wide-screen signal, which is time stretched to occupy nearly the entire active line duration of the 4: 3 aspect ratio, and of horizontal low-frequency edge portion information, which is temporally compressed in the left and right horizontal frame oversampling areas, such information being hidden from the block in a standard television receiver display. Only the middle part of this component is subjected to an intraframe message above a given frequency.
Eine zweite Komponente ist ein im 2:1-Zeilensprungformat vorliegendes Zusatzsignal, welches die hochfrequente Information der linken und rechten Randteile umfaßt, die jeweils bis zur Hälfte der aktiven Zeilendauer zeitlich gedehnt sind. Auf diese Weise nimmt die gedehnte Randteilinformation im wesentlichen die gesamte aktive Zeilendauer ein. Diese Komponente wird so „abgebildet", daß sie dieselbe Zeitperiode wie der mittlere Teil der ersten Komponente einnimmt, und sie wird einer Intraframe-Mitteilung unterzogen.A second component is an additional signal in the 2: 1 interlaced format, which comprises the high-frequency information of the left and right edge portions, which are each temporally stretched up to half of the active line duration. In this way, the stretched edge part information occupies substantially the entire active line duration. This component is "mapped" to occupy the same time period as the middle portion of the first component, and is subjected to an intraframe message.
Eine dritte Komponente ist ein im 2:1-Zeilensprungformat vorliegendes Zusatzsignal, das aus der Breitbild-Signalquelle abgeleitet ist, umfassend die hochfrequente Horizontal-Luminanzdetailinformation zwischen annähernd 5,0MHz und 6,0Mhz. Diese Komponente wird auch so abgebildet, daß sie dieselbe Zeitperiode wie der mittlere Teil der ersten Komponente einnimmt, und sie wird einer Intraframe-Mitteilung unterzogen. Die intraframe-gemittelten zweiten und dritten Komponenten unterziehen einen phasengesteuerten alternierenden Hilfsträger einer Quadraturmodulation, welcher mit der intraframe-gemittelten ersten Komponente kombiniert wird.A third component is a 2: 1 interlaced additional signal derived from the wide-screen signal source, comprising the high-frequency horizontal luminance detail information between approximately 5.0MHz and 6.0MHz. This component is also mapped to occupy the same time period as the middle part of the first component, and it is subjected to an intraframe message. The intraframe-averaged second and third components undergo a quadrature modulation phase-controlled alternating subcarrier which is combined with the intraframe-averaged first component.
Eine frei wählbare vierte Komponente ist ein im 2:1-Zeilensprungformat vorliegendes zusätzliches „Helfer-Signal, das eine zeitliche Halbbild-Differenz der Luminanz-Detailinformation umfaßt, um zur Wiederherstellung der fehlenden Bildinformation in einem Breitbild-EDTV-Empfänger beizutragen.An arbitrary fourth component is a 2: 1 interlaced additional helper signal that includes a temporal field difference of luminance detail information to help recover the missing image information in a widescreen EDTV receiver.
In einem Breitbild-EDTV-Empfänger wird ein zusammengesetztes Signal, das aus den beschriebenen vier Komponenten besteht, in die vier Teilkomponenten dekodiert. Die dekodierten Komponenten werden getrennt verarbeitet und dazu verwendet, ein Breitbildsignal zu entwickeln, das ein Bild mit erhöhter Auflösung repräsentiert.In a widescreen EDTV receiver, a composite signal consisting of the described four components is decoded into the four subcomponents. The decoded components are separately processed and used to develop a widescreen signal representing an image with increased resolution.
Ausführungsbeispieleembodiments
Die Figur 1 vermittelt einen allgemeinen Überblick über ein kompatibles Breitbild-EDTV-Kodiersystem einschließlich eines Gerätes nach der vorliegenden Erfindung;Figure 1 provides a general overview of a compatible widescreen EDTV coding system including a device according to the present invention;
die Figur 1 a zeigt ein ausführliches Blockdiagramm des Kodierers für das offenbarte System; die Figuren 1 b bis 1 e enthalten nützliche Diagramme zum Verstehen der Wirkungsweise des offenbarten Systems; die Figuren 2 bis 5 zeigen Signalwellenformen und Diagramme, die zum Verstehen der Wirkungsweise des offenbarten Systems nützlich sind;Figure 1 a shows a detailed block diagram of the coder for the disclosed system; Figures 1 b through 1 e contain useful diagrams for understanding the operation of the disclosed system; Figures 2 to 5 show signal waveforms and diagrams useful in understanding the operation of the disclosed system;
die Figur 13 zeigt ein Blockdiagramm einesTeils der Dekodiervorrichtung des Breitbild-EDTV-Empfängers, und die Figuren 6 bis 12 und 14 bis 24 veranschaulichen Aspekte des offenbarten Systems in ausführlicher Darstellung.Figure 13 is a block diagram of a portion of the decoding apparatus of the widescreen EDTV receiver, and Figures 6 through 12 and 14 through 24 illustrate aspects of the disclosed system in detail.
Ein System, das dazu bestimmt ist. Bilder mit einem großen Bildseitenverhältnis von beispielsweise 5:3 über einen Standard-, z. B. NTSC-Rundfunkkanal zu übertragen, sollte einerseits eine Bildwiedergabe hoher Qualität auf einem Breitbildempfänger erreichen und andererseits sichtbare Störungen stark vermindern oder völlig eliminieren, wenn das Bild mit einem Standard-Bildseitenverhältnis von 4:3 wiedergegeben wird. Die Anwendung der Signalkomprimierungstechnik auf die Randzonen eines Bildes hat den Vorteil des horizontalen Überabtastungsbereiches eines Standard-NTSC-Furnsehempfängers; das kann jedoch auf Kosten der Bildauflösung in den Randteilbereichen eines rekonstruierten Breitschirmbildes gehen. Da eine Komprimierung in der Zeit zu einer Dehnung in der Frequenzebene führt, wurden bei einer Verarbeitung in einem Standard-Fernsehkanal nur niedrigtrequente Komponenten übrigbleiben, welcher eine kleinere Bandbreite aufweist im Vergleich mit derjenigen, die für ein Breitbildsignal erforderlich ist. Wenn daher die komprimierten Randteile eines kompatiblen Breitbildsignals in einem Breitbildempfänger gedehnt werden, ergibt sich ein merklicher Unterschied zwischen der Auflösung oder dem hochfrequenten Anteil des Mittelteils eines wiedergegebenen Breitschirmbildes und den Randteilen, es sei denn, es werden Schritte zur Vermeidung dieses Effektes unternommen. Dieser merkliche Unterschied rührt daher, daß niedrigfrequente Randteilinformation wiedergewonnen wird, während hochfrequente Information infolge der bandbegrenzenden Wirkungen des Videokanals verlorengeht.A system designed for that. Images with a large aspect ratio of, for example, 5: 3 over a standard, e.g. B. NTSC broadcast channel, on the one hand should achieve high quality image reproduction on a widescreen receiver and on the other hand greatly reduce visible noise or eliminate completely when the image is played back with a standard aspect ratio of 4: 3. The application of the signal compression technique to the fringes of an image has the advantage of the horizontal oversampling range of a standard NTSC furnace receiver; however, this can be at the expense of image resolution in the edge portions of a reconstructed wide-screen image. Since compression in time results in a frequency-domain stretch, when processed in a standard television channel, only low-frequency components will be left which have a smaller bandwidth compared to that required for a wide-screen signal. Therefore, when the compressed edge portions of a compatible wide-screen signal are stretched in a wide-screen receiver, there is a noticeable difference between the resolution or high-frequency portion of the center portion of a reproduced wide-screen image and the edge portions, unless steps are taken to avoid this effect. This significant difference stems from the fact that low-frequency edge information is recovered while high-frequency information is lost due to the band-limiting effects of the video channel.
In der Anordnung der Figur 1 sind die Elemente, die mit denen der ausführlichen Anordnung der Figur 1 a übereinstimmen, mit dem gleichen Bezugszeichen angegeben. Wie in Figur 1 dargestellt, wird ein originales, progressives Breitbild-Abtastsignal mit linker, rechter und Mittelteilinformation so verarbeitet, daß vier getrennte Kodierungskomponenten entwickelt werden. Diese vier Komponenten wurden oben beschrieben und sind in Figur 1 bildlich wiedergegeben. Die Verarbeitung der ersten Komponente (sie enthält die zeitlich gedehnte Mittelteilinformation und die zeitlich komprimierte Randteilinformation niederer Frequenz) erfolgt derart, daß in diesem Beispiel die resultierende Luminanz-Bandbreite die NTSC-Luminanz-Bandbreite von 4,2MHz nicht überschreitet. Dieses Signal ist im Standard-NTSC-Format farbkodiert, und die Luminanz- und Chrominanz-Komponenten dieses Signals sind geeignet vorgefiltert (z.B. unter Verwendung von Halbbild-Kammfiltern), um eine verbesserte Luminanz/Chrominanz-Trennung sowohl in den Standard-NTSC- als auch in den Breitbildempfängern zu gewährleisten. Die zeitliche Dehnung der zweiten Komponente (hochfrequente Information der Randteile) verringert deren horizontale Bandbreite auf etwa 1,16MHz. Diese Komponente ist mit dem Hauptsignal (der ersten Komponente) räumlich nicht korreliert, und es werden folglich spezielle Sicherheitsmaßnahmen vorgenommen, um deren Sichtbarkeit auf den Standard-NTSC-Empfängern zu verhindern, wie es noch besprochen wird.In the arrangement of Figure 1, the elements which correspond to those of the detailed arrangement of Figure 1 a, indicated by the same reference numerals. As shown in Fig. 1, an original wide-screen progressive scan signal having left, right and center part information is processed to develop four separate encoding components. These four components have been described above and are shown pictorially in FIG. The processing of the first component (including the time-expanded center portion information and the time-compressed low-frequency edge portion information) is performed such that in this example the resulting luminance bandwidth does not exceed the NTSC luminance bandwidth of 4.2 MHz. This signal is color coded in standard NTSC format, and the luminance and chrominance components of this signal are appropriately prefiltered (eg, using field comb filters) to provide improved luminance / chrominance separation in both the standard NTSC format and NTSC format also in the widescreen receivers to ensure. The temporal extension of the second component (high-frequency information of the edge portions) reduces its horizontal bandwidth to about 1.16 MHz. This component is spatially uncorrelated with the main signal (the first component), and thus special security measures are taken to prevent its visibility on the standard NTSC receivers, as will be discussed.
Der erweiterte, von 5,0 bis 6,0MHz reichende hochfrequente Anteil der Luminanzinformation der dritten Komponente wird zuerst froquenzmäßig nach unten in einen Frequenzbereich von 0 bis 1,0MHz verschoben, bevor die weitere Verarbeitung erfolgt. Dio vierte Komponente (zeitliches Halbbild-Dilferenz-Helfersignal) wird in das 4 ^-Standardformat abgebildet, damit sie mit der Hauptsignalkomponente korreliert, um dadurch ihre Sichtbarkeit auf Standard-NTSCC-Empfängern zu verdecken, und sie ist in der Bandbreite horizontal auf 750kHz begrenzt.The extended high-frequency portion of the luminance information of the third component ranging from 5.0 to 6.0 MHz is first shifted downwardly in a frequency range of 0 to 1.0 MHz, before further processing takes place. The fourth component (temporal field-delay helper signal) is mapped into 4 ^ standard format to correlate with the main signal component, thereby obscuring its visibility on standard NTSCC receivers, and is horizontally limited in bandwidth to 750kHz ,
Wie nachfolgend im einzelnen noch näher erläutert wird, werden die ersten, zweiten und dritten Komponenten durch jeweilige Infraframe-Mittelungseinrich'.ungen 38,64 und 76 verarbeitet (eine Art vertikal-zeitliches (V-t)-Filter), um das vertikal-zeitliche Übersprechen zwischen den Haupt- und Zusatzsignalkomponenten auf einem Breitbild-Empfänger zu eliminieren. Die Mittelteilinformation der ersten Komponente wird oberhalb von annähernd 1,5 MHz einer Intraframe-Mitteilung unterzogen. Die zweiten und dritten intraframe-gemittelten Komponenten, bezeichnet mit X und Z, erfahren vor der Quadraturmodulation eines alternierenden 3,108-MHz-Hilfsträgers ASC mit einer periodisch wechselnden (invertierenden) Halbbild-Phase in einem Block 80 eine nichtlineare Amplitudenkomprimierung. In einer Additionsstufe 40 wird der intraframe-gemittelten ersten Komponente (N) ein moduliertes Signal (M) aus dem Block 80 hinzugefügt. Ein Mch dabei ergebendes Ausgangssignal ist ein Basisbandsignal (NTSCF) mit 4,2 MHz Bandbreite, das zusammen mit einer .iefpaßgefiiterten vierten Komponente (YTN) von 750 kHz aus einem Filter 79 einen HF-Bildträger in einem Block 57 quadraturmod iliert, um ein NTSC-kompatibles HF-Signal zu erzeugen, das an einen Standard-NTSC-Empfänger oder einen Breitbildempf ängor mit progressiver Abtastun& über einen einzigen Rundfunkkanal mit Standard-Bandbreite übertragen werden kann.As will be explained in more detail below, the first, second, and third components are processed by respective infra-frame averaging devices 38, 64 and 76 (a type of vertical-temporal (Vt) filter) to provide vertical-temporal crosstalk between the main and auxiliary signal components on a widescreen receiver. The sub-part information of the first component is subjected to an intra-frame message above approximately 1.5 MHz. The second and third intraframe-averaged components, labeled X and Z, undergo non-linear amplitude compression in a block 80 prior to quadrature modulation of an alternate 3.108 MHz subcarrier ASC with a periodically alternating (inverting) field phase. In an adder stage 40, a modulated signal (M) from block 80 is added to the intraframe-averaged first component (N). An output resulting therefrom is a 4.2 MHz bandwidth baseband signal (NTSCF) which, together with a 750kHz fourth pass component (YTN) from a filter 79, quadrature modulates an RF picture carrier in block 57 to form an NTSC to produce a compatible RF signal that can be transmitted to a standard NTSC or progressive scan widescreen receiver over a single standard bandwidth broadcast channel.
Die Anwendung der zeitlichen Komprimierung auf die erste Komponente ermöglicht es, die niedrigfrequente Randteilinformation vollständigt in den horizontalen Überabtastungsbereich eines Standard-NTSC-Signals einzupressen. Die hochfrequente Randteilinformation der zweiten Komponente und die hochfrequente Luminanz-Dotailinformation der dritten Komponente sind mit dem Standard-NTSC-Signal durch den Video-Übertragungskanal in einer zu einem Standard-Empfänger transparenten Weise spektral aufgeteilt, und zwar durch die Anwendung eines Quadraturmodulationsverfahrens auf einen alternierenden Hilfsträger im Block 80, wie es noch erläutert wird. Bei Empfang mit einem Standard-NTSC-Empfänger ist nur der Mittelteilbereich des Hauptsignals (die erste Komponente) sichtbar. Die zweiten und dritten Komponenten können ein Interferenzmuster geringer Amplitude hervorrufen, das jedoch bei normalen Betrachtungsabständen und bei normalen Einstellungen der Bildregler nicht wahrzunehmen ist.The application of temporal compression to the first component allows the low-frequency edge information to be completely injected into the horizontal oversampling area of a standard NTSC signal. The high-frequency edge part information of the second component and the high-frequency luminance dot information of the third component are spectrally divided with the standard NTSC signal through the video transmission channel in a manner transparent to a standard receiver, by applying a quadrature modulation method to an alternating one Subcarrier in block 80, as will be explained. When received with a standard NTSC receiver, only the middle portion of the main signal (the first component) is visible. The second and third components may cause a low amplitude interference pattern, but this is not noticeable at normal viewing distances and in normal settings of the image controls.
Die vierte Komponente wird in Empfängern mit Synchronvideodetektoren vollständig unterdrückt. In Empfängern mit Hüllkurvengleichrichtern wird die vierte Komponente zwar verarbeitet, aber nicht wahrgenommen, weil sie mit dem Hauptsignal korreliert ist.The fourth component is completely suppressed in receivers with synchronous video detectors. In receivers with envelope rectifiers, the fourth component is processed but not perceived because it is correlated to the main signal.
Das Hauptsignal (Komponente 1) weist ein aktives Standard-NTSC-Horizontal-Zeilenintervall von annähernd 52 Mikrosekunden (\is) auf. Nur die hochfrequente Information dieser Komponente wird oberhalb von etwa 1,5MHz einer Intraframe-Mittelung unterzogen. Die zeitlich komprimierte niedrigfrequente Randteilinformation dieser Komponente wird nicht dem Vorgang der Intraframe-Mittelung unterzogen. Es wurde festgestellt, daß eine solche selektive Intraframe-Verarbeitung der Hauptkomponente die Auflösung der diagonalen Randteil-Bildinformation durch Eliminieren unerwünschter gezackter diagonaler Artefakte verbessert, die zuweilen auf .Zacken" zurückgeführt werden, welche andererseits in einem rekonstruierten Bild erzeugt würden, wenn die komprimierte Randteilinformation des Hauptsignals einer Intraframe-Mittelung unterzogen wurde.The main signal (component 1) has an active standard NTSC horizontal line interval of approximately 52 microseconds (\ is) . Only the high frequency information of this component is subjected to intraframe averaging above about 1.5 MHz. The temporally compressed low-frequency edge part information of this component is not subjected to the process of intra-frame averaging. It has been found that such selective intraframe processing of the main component improves the resolution of the diagonal edge portion image information by eliminating unwanted jagged diagonal artifacts which are sometimes attributed to "bursts" which would otherwise be produced in a reconstructed image if the compressed edge portion information of the main signal has undergone intraframe averaging.
In dieser Hinsicht ist zu bemerken, daß die Randteilinformation niedriger Frequenz der Hauptsignalkomponente mit einem Randkomprimierungsfaktor (SCF) von annähernd sechs zeitlich komprimiert wurde. Wenn eine solche zeitlich komprimierte Information einer Intraframe-Mittelung unterzogen wird, bevor sie in dem Empfänger zur Wiedergewinnung des Bildes zeitlich gedehnt wird, würde die wiedergewonnene Randteil-Bildinformation gezackte Diagonalen aufweisen, weil die bei Horizontalfrequenz, bei welcher die Intraframe-Mittelung begonnen wurde, dann annähernd SCF-mal niedriger als für das Mittelteil wäre. Die diagonale Bildinformation wird zunehmend gestört «„gezackt"), da die Frequenzen, bei welchen die Intraframe-Mittelung durchgeführt wird, absinken. Wenn beispielsweise das Hauptsignal bei Frequenzen oberhalb 1,5MHz einer Intraframe-Mittelung unterzogen wird und die niedrigfrequente Randteilinformation der Komponente 1 mit einem SCF-Faktor von sechs zeitlich komprimiert wird, beginnt die Intraframe-Mittelung der Randteilinformation effektiv bei einer viel niedrigeren Frequenz von 250KHz (1,5MHz/SCF), wodurch sich gezackte Diagonalen ergeben. Daher würden gezackte Diagonalen in den wiedergewonnenen Randteilbereichen stärker bemerkbar sein. Da die Komponente 1 in den zeitlich komprimierten Randteilbereichen keine Intraframe-Mittelung erfährt, behält der gesamte Bereich der ursprünglichen Frequenz in diesen Bereichen (0 bis 700KHz) die vollständige vertikale Auflösung ohne Störung infolge gezackter diagonaler Artefakte bei. Die Komponente 2, die die linke und rechte hochfrequente Randteilinformation enthält, wird so abgebildet, daß sie dieselbe Zeitperiode wie der Mittelteilbereich der Komponente 1 einnimmt. Auf diese Weise werden die linken und rechten Randteilhöhen zeitlich gedehnt, um den ganzen Mittelteilbereich auszuführen, wodurch die Komponente 2 ein aktives Horizontal-Abtastintervall von annähernd 50ps aufweist, welches dem Horizontal-Abtastintervall des Mittelteilbereiches der Komponente 1 entspricht. Zu diesem Zweck beträgt der Randdehnungsfaktor (SEF) ungefähr 4,32, verglichen mit einem Randdehnungsfaktor von ungefährIn this regard, it should be noted that the low frequency edge portion information of the main signal component has been temporally compressed with an edge compression factor (SCF) of approximately six. If such time-compressed information is subjected to intra-frame averaging before being time-stretched in the image-retrieving receiver, the retrieved edge-portion image information would have jagged diagonals because that at horizontal frequency at which intra-frame averaging was started. then approximately SCF times lower than for the middle part. The diagonal image information is increasingly "jagged" as the frequencies at which intraframe averaging is performed, for example, when the main signal is subjected to intraframe averaging at frequencies above 1.5 MHz and the low-frequency edge component information from component 1 With a SCF factor of six, the intraframe averaging of edge information effectively begins at a much lower frequency of 250KHz (1.5MHz / SCF), resulting in jagged diagonals, so jagged diagonals in the recovered edge portions would become more noticeable Since the component 1 does not undergo intraframe averaging in the temporally compressed edge portions, the entire range of the original frequency in these ranges (0 to 700KHz) retains the full vertical resolution without jamming due to jagged diagonal artifacts left and right high fre is shown to occupy the same time period as the center portion of component 1. In this way, the left and right edge sub-levels are time-stretched to execute the entire center sub-area, whereby the component 2 has an active horizontal scanning interval of approximately 50ps, which corresponds to the horizontal scanning interval of the center portion of the component 1. For this purpose, the edge strain factor (SEF) is about 4.32, compared to an edge strain factor of about
4,49, welcher erforderlich wäre, um die linken und rechten Randteilinformationen der Komponente 2 bis zur vollen aktiven Zeilendauer von 52 \is zu dehnen.4.49, which would be required to stretch the left and right edge part information of component 2 to the full active line duration of 52 \ is .
Beide Komponenten 2 und 3 werden in den Mittelteilbereich abgebildet, und zwar wegen der Intraframe-Verarbeitung, die an der Komponente 1 und den ZusaUkomponenten 2 und 3 ausgeführt wird. Wie nachfolgend erläutert wird, ist die Intraframe-Mittelung ein Prozeß, welcher die Trennung der beiden zuvor kombinierten Signalkomponenten erleichtert, in diesem Fall beispielsweise das Hauptsignal N und das modulierte Zusatzsignal M. Da der Bereich der Intraframe-Verarbeitung bei der Komponente 1 reduziert wurde, um nur den Mittelteilbereich von 50με einzuschließen, wird die Abbildung der Modulationskomponenten 2 und 3 in ähnlicher Weise modifiziert, so daß nur der Mittelteilbereich umfaßt wird. Wie oben erwähnt, wird die Komponente 3 so abgebildet, daß sie mit dem Mittelteilintervall durch lineare zeitliche Komprimierung der erweiterten Horizontal-Luminanzinformation auf 50 \is übereinstimmt. Die Zeitkomprimierung der Komponente 3 von 52 ps auf 50|is verzichtet auf einen Teil der räumlichen Korrelation mit der Hauptkomponente 1, aber es läßt sich mit Sicherheit feststellen, daß die Mittel- und Randteilbereiche des rekonstruierten Bildes eine ähnliche Horizontal-Auflösung aufweisen. Obwohl die räumliche Korrelation zwischen den Komponenten 1 und 3 wünschenswert ist, um die Wirkungen des Übercprechens zwischen dem alternierenden Hilfsträger und dem Hauptsignal zu überdecken, wird die Bedeutung der Aufrechterhaltung einer vollkommenen räumlichen Korrelation der Komponente 3 reduziert, weil der alternierende Hilfsträger bereits nichtkorrelierte Information in Form der Komponente 2 enthält. Das Maß der räumlichen Korrelation, aufgegeben in der Komponente 3, ist unbedeutend und wird durch die sich ergebende gleichartige Horizontalauflösung der Mittel- und Randteile aufgewertet. Die Komponente 4 ist nicht intraframe-gemittelt und bleibt unverändert, indem sie die volle aktive Zeilendauer von 52 ms, übereinstimmend mit dem Hauptsignal, aufweist. In dem Dekodierer, der in Verbindung mit Figur 13 beschriebe" wird, wird die Intraframe-Verarbeitung nur mit Bezug auf den Mittelteilbereich zur Trennung der Signale M und N durchgeführt. Nach der Demodulation der Komponente M in die Teilkomponenten 2 und 3 werden die Komponenten 2 und 3 in ihre originalen Zeitschlitze abgebildet, d. h.,um somit ein vollständiges aktives Zeilenintervall von 52μβ einzunehmen.Both components 2 and 3 are mapped into the middle portion because of the intraframe processing performed on component 1 and on components 2 and 3. As will be explained below, the intraframe averaging is a process which facilitates the separation of the two previously combined signal components, in this case for example the main signal N and the modulated additional signal M. Since the range of intraframe processing in component 1 has been reduced, to include only the mid-portion of 50με, the mapping of the modulation components 2 and 3 is similarly modified to include only the mid-portion. As mentioned above, the component 3 is mapped to coincide with the mid-portion interval by linear temporal compression of the extended horizontal luminance information to 50 \ is . The time compression of component 3 from 52 ps to 50 I is dispensed with part of the spatial correlation with the main component 1, but it can be determined with certainty that the middle and edge portions of the reconstructed image have a similar horizontal resolution. Although the spatial correlation between components 1 and 3 is desirable to mask the effects of cross talk between the alternate subcarrier and the main signal, the importance of maintaining perfect spatial correlation of component 3 is reduced because the alternating subcarrier already contains uncorrelated information in Form of component 2 contains. The measure of the spatial correlation given in component 3 is insignificant and is enhanced by the resulting similar horizontal resolution of the center and edge portions. Component 4 is not intraframe averaged and remains unchanged, having the full active line duration of 52 ms, consistent with the main signal. In the decoder described in conjunction with Fig. 13, the intraframe processing is performed only with respect to the center portion for separating the signals M and N. After demodulating the component M into the subcomponents 2 and 3, the components become 2 and 3 are mapped into their original time slots, ie, to assume a complete active line interval of 52μβ.
Die Figur 1 b veranschaulicht das HF-Spektrum des offenbarten EDTV-Breitbildsystems einschließlich der Zusatzinformation im Vergleich zu dem HF-Spektrum eines Standard-NTSC-Systems. In dem Spektrum des offenbarten Systems erstrecken sich die Randteilhöhen und die zusätzliche hochfrequente Horizontal-Luminanz-Detailinformation annähernd bis zu 1,16 MHz auf jeder Seite der alternierenden Hilfsträgerfrequenz (ASC) von 3,108MHz. Die V-T-Helfersignalinformation (Komponente 4) erstreckt sich 75OkHz auf jeder Seite der Bildträgerfrequenz des Hauptsignals.Figure 1 b illustrates the RF spectrum of the disclosed EDTV wide-screen system including the additional information compared to the RF spectrum of a standard NTSC system. In the spectrum of the disclosed system, the edge sub-levels and the additional high-frequency horizontal luminance detail information extend approximately 1.16 MHz on each side of the alternate subcarrier frequency (ASC) of 3.108 MHz. The V-T helper signal information (component 4) extends 75 okHz on each side of the picture carrier frequency of the main signal.
Ein Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung enthält eine Vorrichtung zur Wiederherstellung des ursprünglichen progressiven Breitbild-Abtattsignals. Verglichen mit einem Standard-NTSC-Signal weist das wiederhergestellte Breitbildsignal linke und rechte Randteile mit einer Standard-NTSC-Auflösung und ein Mittelteil mit einem 4:3-Bildseltenverhältnis mit höherem horizontalem und vertikalem Luminanzdetail, insbesondere in feststehenden Bereichen eines Bildes, auf. Zwei grundsätzliche Überlegungen beherrschen die Signalverarbeitungstechnik, die mit der Entwicklung und Verarbeitung der ersten, zweiten, dritten und vierten Signalkomponenten verbunden ist. Diesa beiden Überlegungen sind die Kompatibilität mit bestehenden Empfängern und die Wiederherstellbarkeit im Empfänger.A progressive scan widescreen receiver includes means for restoring the original progressive widescreen strobe signal. Compared to a standard NTSC signal, the reconstituted widescreen signal has left and right edge portions with a standard NTSC resolution and a center portion with a 4: 3 frame ratio with higher horizontal and vertical luminance detail, especially in fixed areas of an image. Two fundamental considerations dominate the signal processing technique associated with the development and processing of the first, second, third and fourth signal components. Both of these considerations are compatibility with existing receivers and recoverability in the receiver.
Vollständige Kompatibilität bedeutet auch Kompatibilität von Empfänger und Sender, so daß existierende Standard-Empfänger Breitbild-EDTV-Signale empfangen und eine Standardwiedergabe ohne spezielle AnpassungselnrichUmgen erzeugen können. Eine Kompatibilität in diesem Sinn erfordert beispielsweise, daß das Bildabtastformat im Sender im wesentlichen das gleiche ist wie das Bildabtastformat im Empfänger oder zumindest innerhalb der Toleranz des empfängerseitigen Bildabtastformats liegt. Kompatibilität bedeutet außerdem, daß besondere, n'rht zum Standard gehörende Komponenten physisch oder bezüglich der Wahrnehmbarkeit im Hauptsignal verborgen sind, wenn die Wiedergabe mittels eines Standard-Empfängers erfolgt. Um Kompatibilität im letztgenannten Sinn zu erreichen, verwendet das offenbarte System die folgenden Verfahren, um die Zusatzkomponenten zu verbergen.Full compatibility also means compatibility of the receiver and transmitter so that existing standard receivers can receive widescreen EDTV signals and produce standard reproduction without special adaptation measures. For example, compatibility in this sense requires that the image sampling format in the transmitter be substantially the same as the image sampling format in the receiver, or at least within the tolerance of the receiver-side image sampling format. Compatibility also means that special components that are standard components are hidden physically or in terms of perceptibility in the main signal when played back using a standard receiver. In order to achieve compatibility in the latter sense, the disclosed system uses the following methods to hide the additional components.
Wie oben bereits beschreiben, sind die Randteiltiefen in dem normalen Horizontal-Überabtastungsbereich eines Standardempfängers physisch verborgen. Die Komponente 2, die im Vergleich zur Komponente der Randteiltiefen wenig Energie enthält, und die Komponente 3, welche normalerweise ein hochfrequentes Detailsignal geringer Energie ist, werden einer Amplitudenkomprimierung und einer Quadraturmodulation auf einen alternierenden Hilfsträger bei 3,108 MHz unterzogen, welches eine Zeilensprungabtastfrequenz ist (ungeradzahliges Vielfaches der halben Horizontalzeilenfrequenz). Die Frequenz, Phase und Amplitude des alternierenden Hillsträgers sind so gewählt, daß die Sichtbarkeit des modulierten alternierenden Hilfsträgersignals so weit wie möglich reduziert ist, beispielsweise durch Steuerung der Phase des alternierenden Hilfsträgers von Halbbild zu Halbbild, so daß sie aller 180° von einem Halbbild zum nächsten wechselt, anders als die Phase des Chrominanz-Hiifsträgers von einem Halbbild zum nächsten. Obwohl die Komponenten des modulierten alternierenden Hilfsträgers völlig innerhalb des Chrominanz-Durchlaßbandes (2,0 bis 4,2 MHz) liegen, sind die Komponenten des modulierten alternierenden Hilfsträgers merklich verborgen, weil sie als komplementäres Farbflimmern mit Halbbildfrequenz wieder gegeben werden, welches vom menschlichen Auge bei normalen Pegeln der Chrominanzsättigung nicht wahrgenommen wird. Außerdem werden durch die nichtlineare Amplitudenkomprimierung der Modulationskomponenten vor der Amplitudenmodulation in vorteilhafter Weise momentane Amplitudenüberschwinger auf einen akzeptierbaren niedrigeren Pegel reduziert. Die Komponente 3 ist hinsichtlich der Information des Mittelbereiches der Komponente 1 räumlich korreliert, und sie ist mit Bezug auf die linken und rechten Informationsanteile der Komponente 1 etwas weniger räumlich korreliert. Dies erfolgt mit Hilfe eines Bildformatkodierers, wie er noch erläutert wird.As already described above, the edge part depths are physically hidden in the normal horizontal oversampling area of a standard receiver. The component 2, which contains little energy compared to the component of the edge part depths, and the component 3, which is normally a high-energy low-energy detail signal, are subjected to amplitude compression and quadrature modulation to an alternating subcarrier at 3.108 MHz, which is an interlaced scanning frequency (odd-numbered) Multiple of half the horizontal line frequency). The frequency, phase and amplitude of the alternating hill carrier are chosen so that the visibility of the modulated alternating subcarrier signal is reduced as much as possible, for example by controlling the phase of the alternating subcarrier from field to field so that every 180 ° from one field to the other the next changes, unlike the phase of the chroma support from one field to the next. Although the components of the modulated alternating subcarrier lie entirely within the chrominance passband (2.0 to 4.2 MHz), the components of the modulated alternating subcarrier are noticeably hidden because they are reproduced as complementary field-flicker color fuzz, which is from the human eye is not perceived at normal levels of chroma saturation. In addition, nonlinear amplitude compression of the modulation components prior to amplitude modulation advantageously reduces instantaneous amplitude overshoots to an acceptably lower level. The component 3 is spatially correlated with respect to the information of the center region of the component 1, and it is spatially correlated with respect to the left and right information components of the component 1 spatially. This is done with the help of a picture format encoder, as will be explained.
Die Komponente 4, das „Helfer"-Signal, ist infolge der zeitlichen Dehnung der Mittelteilinformation ebenfalls verborgen, um die Anpassung an das 4:3-Standardformat zu gewährleisten, wodurch die vierte Komponente mit dem Hauptsignal räumlich korreliert. Die Komponente 4 wird in Standardempfängern mit Synchrondetektoren unterdrückt, während sie in Standardempfängern mit Hüllkurvendetektoren infolge ihrer räumlichen Korrelation mit dem Hauptsignai der Wahrnehmung verborgen bleibt.Component 4, the "helper" signal, is also hidden due to the temporal extension of the mid-level information to ensure conformance to the 4: 3 standard format, thereby spatially correlating the fourth component with the main signal Component 4 becomes standard receivers is suppressed with synchronous detectors while hidden in standard receivers with envelope detectors due to their spatial correlation with the main perception signal.
Die Wiedergewinnung der Komponenten 1,2 und 3 in einem Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung wird durch die Anwendung eines Prozesses der Intraframe-Verarbeitung im Sender und Empfänger ermöglicht. Dieser Prozeß wird im Sendersystem der Figuren 1 und 1 a durch die zugehörigen Elemente 38,64 und 76 und im Empfänger durch zugeordneteThe recovery of components 1,2 and 3 in a progressive scan widescreen receiver is enabled by the application of a process of intraframe processing in the transmitter and receiver. This process is in the transmitter system of Figures 1 and 1 a by the associated elements 38,64 and 76 and assigned in the receiver by
Elemente durchgeführt, wie es noch erläutert wird. Die Intraframe-Mittelung ist eine Signalbehandlungstechnik, bei welcher zwei sichtbar korrelierte Signale für die gegenseitige Kombinierung so vorbehandelt werden, daß sie später schnell und genau wiedererkannt werden, beispielsweise mit Hilfe einer Halbbildspeichereinrichtung, und zwar so, daß sie frei von vertikallaitlichem Übersprechen sind, auch dann, wenn es sich um Bildsignale handelt und Bewegung in den Bildern vorhanden ist. Die für diesen Zweck benutzte Art der Signalbehandlung schließt im wesentlichen die Maßnahme ein, zwei Signale auf eine Halbbildbasis identisch zu machen, d.h. zwei Abtastwerte mit identischen Werten im Abstand eines Halbbildes zu erzeugen. Die Intraframe-Mittelung ist eine geeignete Technik zur Erreichung dieses Ziels, es können jedoch auch andere Techniken angewendet werden. Die Intraframe-Mittelung ist im Grunde ein Prozeß linearer, sich zeitlich ändernder digitaler Vorfilterung und Nachfilterung, um die genaue Wiedergewinnung der beiden sichtbar korrelieren kombinierten Signale zu gewährleisten. Horizontal-Übersprechen wird durch Sicherheitsbänderzwischen Horizontal-Vorfiltern im senderseitigen Kodierer und zwischen Horizontal-Nachfiltern im empfängerseitigen Kodierer eliminiert.Elements carried out, as will be explained. Intraframe averaging is a signal handling technique in which two visually correlated signals for mutual combining are pretreated so that they are later recognized quickly and accurately, for example, by means of a field memory device, such that they are free of vertical-sound crosstalk, as well then, when it comes to image signals and movement is present in the images. The type of signal handling used for this purpose essentially involves the action of making two signals identical on a field basis, i. generate two samples with identical values one frame apart. Intraframe averaging is a suitable technique for achieving this goal, but other techniques may be used. Intraframe averaging is basically a process of linear time-varying digital prefiltering and postfiltering to ensure the accurate recovery of the two visually correlated combined signals. Horizontal crosstalk is eliminated by guard bands between horizontal prefilters in the transmitter-side encoder and between horizontal post-filters in the receiver-side encoder.
Die Intraframe-Mitteilung ist eine Form paarweise Bildelementverarbeitung. Der Vorgang der Intraframe-Mittelung in der Zeitebene ist allgemein in Figur 1 c veranschaulicht, wobei Paare von Halbbildern dadurch identisch gemacht werden, daß der Mittelwert der Bildelemente (A, B und C, D), die 262 Horizontalperioden (262 H) auseinanderliegen, gebildet wird. Dar Mittelwert erseut die ursprünglichen Werte in jeder paarweisen Gruppe. Die Figur 1 d veranschaulicht den Vorgang der Intraframe-Mittelung im Zusammenhang mit dem System nach Figur 1. Beginnend mit den Komponenten 2 und 3 werden Pixelpaare (Bildelemente), die innerhalb eines Vollbildes um 262H auseinander liegen, gimittelt, und der Mittelwert (z. B. X1, X3 und Z1, Z3) ersetzt die ursprünglichen Bildelementwerte. Diese vertikal-zeitliche MiUclung findet innerhalb eines Vollbildes statt und überschreitet nicht die Vollbildgrenzen. Im Fall der Komponente 1 wird die Intraframe-Mittelung an der Information des Mittelteils oberhalb von annähernd 1,5MHz durchgeführt, um die Vertikaldetailinformation niederer Frequenz nicht zu beeinträchtigen. Im Fall der Komponenten 1 und 2 wird die Intraframe-Mittelung an einem zusammengesetzten Signal einschließlich der Luminanz (y)- und Chrominanz (c)-Komponenten über das ganze Chrominanzband durchgeführt. Die Chrominanzkomponente des zusammengesetzten Signals übersteht die Intraframe-Mittelung, weil die Bildelemente, die um 262H auseinanderliegen, mit dem Farbhilfsträger „in Phase" sind. Die Phase des neuen alternierenden Hilfsträger wird so gesteuert, daß sie für um 262 H auseino. derliegende Bildelemente genau gegenphasig ist und somit anders ist als die Phase des Chrominanzhilfsträgers. Wenn daher die Komponenten 2 und 3 nach der Quadraturmodulation in der Einheit 40 zur Komponente 1 hinzugefügt werden, weisen die um 262 H auseinanderliegenden Bildelemente die Form (M -I- A) und (M - A) auf, wobei M ein Abtastmuster des zusammengesetzten Hauptsignals oberhalb von 1,5MHz und A ein Abtastmuster des modulierten Zusatzsignals ist.The intraframe message is a form of pairwise pixel processing. The process of intraframe averaging in the time plane is illustrated generally in Figure 1c, where pairs of fields are made identical by dividing the mean of the picture elements (A, B and C, D) which are 262 horizontal periods (262 H) apart. is formed. The mean scores the original values in each pairwise group. Figure 1d illustrates the process of intraframe averaging associated with the system of Figure 1. Beginning with components 2 and 3, pixel pairs (pixels) which are within 262H of each other within a frame are averaged, and the mean (e.g. X1, X3 and Z1, Z3) replaces the original pixel values. This vertical-temporal mixing occurs within a frame and does not exceed the frame boundaries. In the case of the component 1, the intraframe averaging is performed on the information of the center part above approximately 1.5 MHz so as not to affect the vertical detail information of low frequency. In the case of components 1 and 2, intraframe averaging is performed on a composite signal including the luminance (y) and chrominance (c) components throughout the chrominance band. The chrominance component of the composite signal survives intraframe averaging because the pixels spaced apart by 262H are "in-phase" with the color subcarrier. The phase of the new alternating subcarrier is controlled to be accurate for 262H discrete pixels Therefore, if components 2 and 3 are added to component 1 after quadrature modulation in unit 40, the pixels separated by 262 H have the form (M -I-A) and ( M - A), where M is a sampling pattern of the composite main signal above 1.5 MHz and A is a sampling pattern of the modulated additional signal.
Mit der Intraframe-Mittelung wird das vertikal-zeitliche Übersprechen im wesentlichen eliminiert, sogar bei vorhandener Bewegung im Bild. In dieser Hinsicht erzeugt der Prozeß der Intraframe-Mittelung identische Abtastmuster im Abstand von 262 H. Im Empfänger ist es eine einfache Sache, den Informationsgehalt dieser Abtastmuster genau wiederzugewinnen, und zwar durch Verarbeitung der um 262 H auseinanderliegenden Bildelementabtastmuster innerhalb eines Vollbildes, wie es noch erläutert wird; dadurch wird die Information des Haupt- und Zusatzsignals wiedergewonnen. In einem Dekodieier im Empfänger kann die Originalinformation, die eine Intraframe-Mittelung erfahren hat, über den Vorgang der Intraframe-Verarbeitung praktisch unversehrt wiedergewonnen werden, da die gut sichtbar korrelierte Originalinformation von Halbbild zu Halbbild im wesentlichen identisch gemacht wurde.Intraframe averaging substantially eliminates vertical-temporal crosstalk, even with motion in the picture. In this regard, the process of intraframe averaging produces identical samples spaced 262H apart. In the receiver, it is a simple matter to accurately recover the information content of these samples by processing the 262H apart pixel samples within a frame, as it still does is explained; thereby the information of the main and auxiliary signal is recovered. In a decoder in the receiver, the original information which has undergone intraframe averaging can be recovered virtually intact via the process of intraframe processing, since the well correlated original information has been made substantially identical from field to field.
Auch im Empfänger wird der HF-Kanal unter Verwendung eines HF-Synchrondetektors quadraturdemoduliert. Die Komponente 4 wird dadurch von den anderen drei Komponenten getrennt. Die Intraframe-Verarbeitung wird dazu verwendet, die Komponente 1 von den modulierten Komponenten 2 und 3 zu trennen, und unter Anwendung der Quadratur-Demodulation werden die Komponenten 2 und 3 voneinander getrennt, wie dies noch unter Bezugnahme auf Figur 13 erörtert wird. Nachdem die vier Komponenten wiedergewonnen worden sind, werden die zusammengesetzten Signale gemäß der NTSC-Norm dekodiert und in die Luminanz- und Chrominanzkomponenten getrennt. Es erfolgt eine inverse Abbildung aller Komponenten, um das Breitbildseitenverhältnis wiederherzustellen, und die hochfrequenten Anteile der Randteilinformation werden mit den niedrigfrequenten Anteilen kombiniert, um die vollständige Auflösung in den Randteilen wiederzugewinnen. Die erweiterte hochfrequente Luminanz-Detailinformation wird in ihren ursprünglichen Frequenzbereich verschoben und zu dem Luminanzsignal addiert, welches dann unter Verwendung der zeitlichen Interpolation und des Helfersignals in das Format progressiver Abtastung umgewandelt wird. Das Chrominanzsignal wird unter Verwendung einer ohne zusätzliche Hilfe durchgeführten zeitlichen Interpolation in das Format progressiver Abtastung umgewandelt. Schließlich werden die im Format progressiver Abtastung vorliegenden Luminanz- und Chrominanzsignale in die analoge Form umgewandelt und matriziert, um die Farbbildsignale R, G und B für die Darstellung auf einem mit progressiver Abtastung arbeitenden Breitbild-Wiedergabegerät zu erzeugen.Also in the receiver, the RF channel is quadrature demodulated using an RF synchronous detector. The component 4 is thereby separated from the other three components. The intraframe processing is used to separate the component 1 from the modulated components 2 and 3, and using quadrature demodulation, the components 2 and 3 are separated from each other, as will be discussed with reference to FIG. After the four components have been recovered, the composite signals are decoded according to the NTSC standard and separated into the luminance and chrominance components. An inverse mapping of all components is performed to restore the wide aspect ratio, and the high frequency portions of the edge portion information are combined with the low frequency portions to recover the complete resolution in the edge portions. The enhanced high-frequency luminance detail information is shifted to its original frequency range and added to the luminance signal, which is then converted to the progressive-scan format using temporal interpolation and the helper signal. The chrominance signal is converted to the progressive scan format using temporal interpolation without additional assistance. Finally, the progressive scan format luminance and chrominance signals are converted to the analog form and matrices to produce the R, G, and B color image signals for display on a progressive scan widescreen display device.
Bevor das kompatible Breitbild-Kodiersystem nach Figur 1 a näher beschrieben wird, seien die Signalweilenformen A und B der Figur 2 betrachtet. Das Signal A ist ein dem Bildseitenverhältnis 5:3 entsprechendes Breitbildsignal, das in ein mit dem NTSC-Standard kompatibles Signal für ein Bildseitenverhältnis 4:3 umgewandelt werden soll, das durch Signal B bildlich dargestellt ist. Das Breitbildsignal A enthält einen als Mittelteil bezeichneten Bereich mit primären Bildinformationen, der ein Intervall TC einnimmt, und linke und rechte Randteilbereiche mit sekundären Bildinformationen, die die Intervalle TS belegen. In diesem Beispiel weisen die linken und rechten Randteile im wesentlichen gleiche Bildseitenverhältnisse auf, die kleiner als diejenigen des dominierenden Mittelteils sind, welches sich dazwischen einstellt.Before the compatible widescreen coding system according to FIG. 1a is described in more detail, the signal forms A and B of FIG. 2 are considered. The signal A is a wide-screen signal corresponding to the aspect ratio 5: 3 which is to be converted to an NTSC standard compatible signal for a 4: 3 aspect ratio signaled by signal B. The wide-screen signal A includes a central portion designated primary image information occupying an interval TC and left and right marginal portions having secondary image information occupying the intervals TS. In this example, the left and right edge portions have substantially equal aspect ratios that are smaller than those of the dominant center portion that adjusts therebetween.
Das Breitbildsignal A wird in das NTSC-Signal B umgewandelt, und zwar durch vollständige) Komprimierung einer bestimmten Randteilinformation in die horizontalen Überabtastungsbereiche mit den Zeitintervallen TO. Das Standard-NTSC-Signal hat ein aktives Zeileninterval TA (mit einer Dauer von 52,6 Mikrosekunden), welches Überabtastungsintervalle TO, ein Wiedergabe-Zeitintervall TD, das die wiederzugebende Videoinformation enthält, und ein gesamtes Horizontal-Zeilendauerinvervall TH mit einer Dauer von 63,556 Mikrosekunden einschließt. Die Intervalle TA und TH sind dieselben Intervalle sowohl für die Breitbild- als auch für die Standard-NTSC-Signale. Es wurde gefunden, daß nahezu alle Konsum-Fernsehempfänger ein Überabtastungsintervall aufweisen, das mindestens 4% der gesamten aktiven Zeilendauer TA belegt, d. h. 2% Überabtastung jeweils an den linken und rechten Randteilen. Bei einer Zeilensprungabtastrate von 4 χ fsc (wobei fsc die Frequenz des Farbhilfsträgers ist) enthält jedes Horizontal-Zeilenintervall 910 Pixel (Bildelemente), von denen 754 die wiederzugebende aktive Horizontal-Zeilen-Bildinformation bilden.The wide picture signal A is converted into the NTSC signal B by completely) compressing a certain edge part information into the horizontal oversampling areas with the time intervals TO. The standard NTSC signal has an active line interval TA (with a duration of 52.6 microseconds), which includes oversampling intervals TO, a playback time interval TD containing the video information to be displayed, and a total horizontal line duration interval TH having a duration of 63.556 Includes microseconds. The intervals TA and TH are the same intervals for both the widescreen and the standard NTSC signals. It has been found that almost all consumer television receivers have an oversampling interval occupying at least 4% of the total active line time TA, i.e., at least 4% of the total active line time TA. H. 2% oversampling on the left and right margins. At an interlaced scan rate of 4 χ fsc (where fsc is the frequency of the color subcarrier), each horizontal line interval contains 910 pixels (pixels), of which 754 form the active horizontal line image information to be rendered.
Das Breltbild-EDTV-System ist in Figur 1 a ausführlicher dargestellt. Nachfolgend wird auf Figur 1 a Bezug genommen. Eine mit progressiver Abtastung und 525 Zeilen und 60 Halbbildern pro Sekunde arbeitende Breitbildkamera 10 ILfert ein Breitbild-Farbsignal mit den Komponenten R, G und B und in diesem Beispiel mit einem Breitbild-Seitenverhältnis von 5:3. Es könnte auch eine Signalquelle mit Zeilensprungabtastung verwendet werden, aber eine mit progressiver Abtastung arbeitende Signalquelle liefert bessere Ergebnisse. Eine Breitbildkamera hat ein größeres Bildseitenverhältnis und eine größere Videobandbreite im Vergleich zu einer Standard-NTSC-Kamera, wobei die Videobandbreite einer Breitbildkamera proportional dem Produkt ihres Bildseitenverhältnisses und der Gesamtanzahl der Zeilen pro Vollbild ist, neben anderen Faktoren. Bei gleichbleibender Abtastgeschwindigkeit der Breitbildkamera führt eine Vergrößerung des Bildseitenverhältnisses zu einer entsprechenden l'rhöhung ihrer Videobandbreite sowie auch zu einer größeren horizontalen Komprimierung der Bildinformation, wenn das Signal auf einem Standard-Fernsehempfänger mit einem Bildseitenverhältnis 4:3 wiedergegeben wird. Aus diesen Gründen ist es notwendig, daß Breitbildsignal zu modifizieren, wenn es voll NTSC-kompatibel sein soll. Das Farbvideosignal, das von dem Kodiersystem nach Figur 1 verarbeitet wird, enthält sowohl Luminanz- als auch Chrominanzsignalkompononton. Die Luminanz- und Chrominanzsignale enthalten sowohl nieder- als auch hochfrequente Informationen, welche in der nachfolgenden Beschreibung als „Tiefen" („lows") und „Höhen" („highs") bezeichnet werden. Die Breitbild-Farbvideosignale progressiver Abtastung, die eine große Bandbreite aufweisen und von der Kamera 10 kommen, werden in einer Einheit 12 matriziert, um die Luminanzkomponente Y und die Farbdifferenz-Signalkomponenten I und Q aus den Farbsignalen R, G und B abzuleiten. Die Breitbandsignale progressiver Abtastung werden mit der achtfachen Frequenz (8 · fsc) des Chrominanzhilfsträgers abgetastet und individuell von der analogen in die digitale (binäre) Form durch getrennte Analog-Digital-Wandler (A/D) in einer A-D-Einheit 14 umgewandelt, bevor sie individuell mittels getrennter vertikal-zeitlicher Tiefpaßfilter in einer Filtereinheit 16 gefiltert werden, um gefilterte Signale YF, IF und QF zu erzeugen. Diese Signale weisen jeweils die Form auf, wie sie durch die Wellenform A in Figur 2 angegeben ist. Die getrennten Filter sind lineare, zeitinvariante 3 x 3-Filter von derArt, wiesiein Figur 10 gezeigt sind und noch erläutert werden. Diese Filter reduzieren die vertikal-zeitliche Auflösung leicht, insbesondere die diagonale vertikal-zeitliche Auflösung, um unerwünschte Zeilensprungabtastungs-Artefakte (beispielsweise Flimmern, gezackte Kanten und andere auf Umfalteffekten beruhende Erscheinungen) im Hauptsignal (Komponente 1 in Figur 1) nach der Umwandlung der progressiven Abtastung in die Zeilensprungabtastung zu verhindern. Die Filter bewahren nahezu die volle Vertikalauflösung in stillstehenden Teilen des Bildes.The bridge image EDTV system is shown in more detail in FIG. 1a. In the following, reference is made to FIG. 1 a. A progressive scan 525-line and 60-field-per-second widescreen camera 10 produces a widescreen color signal with components R, G and B, and in this example a 5: 3 widescreen aspect ratio. An interlaced scanning signal source could also be used, but a progressive scan signal source provides better results. A widescreen camera has a larger aspect ratio and a larger video bandwidth compared to a standard NTSC camera, where the video bandwidth of a widescreen camera is proportional to the product of its aspect ratio and the total number of lines per frame, among other factors. At the same scanning speed of the wide-screen camera, increasing the aspect ratio results in a corresponding increase in its video bandwidth, as well as greater horizontal compression of the image information when the signal is reproduced on a standard 4: 3 aspect ratio television receiver. For these reasons, it is necessary to modify the wide screen signal if it is to be fully NTSC compatible. The color video signal processed by the encoding system of Figure 1 contains both luminance and chrominance signal component tone. The luminance and chrominance signals contain both low and high frequency information, which in the following description will be referred to as "lows" and "highs". The progressive scan widescreen color video signals having a wide bandwidth and coming from the camera 10 are matrixed in a unit 12 to derive the luminance component Y and the color difference signal components I and Q from the color signals R, G and B. The progressive scan broadband signals are sampled at eight times the frequency (8 * fsc) of the chrominance subcarrier and individually converted from analog to digital (binary) form by separate analog-to-digital converters (A / D) in an AD unit 14 before they are filtered individually by means of separate vertical-temporal low-pass filters in a filter unit 16 to produce filtered signals YF, IF and QF. These signals each have the shape as indicated by the waveform A in FIG. The separate filters are linear time-invariant 3x3 filters of the type shown in Figure 10 and discussed below. These filters easily reduce the vertical-temporal resolution, particularly the diagonal vertical-temporal resolution, by unwanted interlaced scanning artifacts (e.g., flickers, jagged edges, and other pincushion-related phenomena) in the main signal (component 1 in Figure 1) after conversion of the progressive ones To prevent sampling in the interlace scan. The filters preserve almost the full vertical resolution in still parts of the image.
Der Dehnungsfaktor (CEF) des Mittelteils ist eine Funktion der Differenz zwischen der Breite eines von einem Breitbildempfänger wiedergegebenen Bildes und der Breite eines von einem Standardempfänger wiedergegebenen Bildes. Die Bildbreite einer Breitbilddarstellung mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 ist 1,25mal größer als die Bildbreite einer Standardwiedergabe mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3. Dieser Faktor von 1,25 ist ein vorläufiger Faktor für die Dehnung des Mittelteils, der eingestellt werden muß, um dem Überabtastungsbereich eines Standardempfängers Rechnung zu tragen und eine absichtliche leichte Überlappung der Bereichsgrenzen zwischen den Mittel- und Randteilen zu berücksichtigen, wie es noch erläutert wird. Diese Gesichtspunkte schreiben einen Dehnungsfaktor CEF von 1,19 vor.The center stretch factor (CEF) is a function of the difference between the width of an image rendered by a wide-screen receiver and the width of an image rendered by a standard receiver. The image width of a widescreen display with an aspect ratio of 5: 3 is 1.25 times larger than the image width of a standard display with an aspect ratio of 4: 3. This factor of 1.25 is a preliminary factor for the midsection stretch that must be adjusted to accommodate the oversampling range of a standard receiver and to account for intentional slight overlap of the area boundaries between the center and edge portions, as will be discussed , These considerations dictate a CEF of 1.19.
Die Signale der progressiven Abtastung aus dem Filternetzwerk 16 weisen eine Bandbreite von 0 bis 14,32 MHz auf und werden jeweils in Signale des 2:1-Zeilensprungformats mit Hilfe von Progressiv-Zeilensprungabtast-Wandlern (P-Z-Wandler) 17 a, 17 b und 17c umgewandelt, deren Einzelheiten noch in Verbindung mit den Figuren 22 und 23 erörtert werden. Die bandbreite der Ausgangssignale IF', QF' und YF' von den P-Z-Wandlern 17 a bis 17c beläuft sich auf einen Bereich von 0 bis 7,16MHz, da die Horizontal-Abtastfrequenz für Signale der Zeilensprungabtastung die Hälfte der Signale der progressiven Abtastung ist. Bei dem Umwandlungsprozeß wird das progressive Abtastsignal unterabgetastet, indem die Hälfte der verfügbaren Bildelement-Abtastmuster genommen wird, um das Hauptsignal im 2:1-Zeilensprungformatzu erzeugen.The progressive scan signals from the filtering network 16 have a bandwidth of 0 to 14.32 MHz and are respectively converted to 2: 1 interlaced format signals by means of progressive-interlaced (PZ) converters 17 a, 17 b and 17c, the details of which will be discussed in connection with FIGS. 22 and 23. The bandwidth of the output signals IF ', QF' and YF 'from the PZ converters 17a to 17c is in a range of 0 to 7.16 MHz because the horizontal scanning frequency for interlaced scanning signals is one-half of the signals of the progressive scan , In the conversion process, the progressive scan signal is subsampled by taking one-half of the available pixel scan patterns to generate the main signal in 2: 1 interlaced format.
Es wird ausdrücklich jedes progressive Abtastsignal in das 2:1 -Zeilensprungformat umgewandelt, und zwar durch Beibehaltung entweder der ungeradzahligen oder der geradzahligen Zeilen in jedem Halbbild, und Auslesen der zurückgehaltenen Bildelemente mit einer Frequenz von 4 x fsc (14,32 MHz). Die gesamte darauffolgende digitale Verarbeitung der durch Zeilensprungabtastung gewonnenen Signale erfolgt mit einer Frequenz von 4 χ fsc.Specifically, each progressive scan signal is converted to the 2: 1 interlaced format by maintaining either the odd or even lines in each field, and reading out the retained pixels at a frequency of 4 x fsc (14.32 MHz). All subsequent digital processing of the interlaced scan signals is at a frequency of 4 χ fsc.
Das Netzwerk 17c enthält auch ein Fehlervorhersagenetzwerk. Ein Ausgangssignal des Netzwerkes 17c, YF', ist die im Zeilensprungformat unterabgetastete Luminanzversion der vorgefilterten Komponente der progressiven Abtastung. Ein anderes Ausgangs- (Luminanz-) Signal des Netzwerkes 17c, YT, enthält die zeitliche Information, die von der Halbbild-Differenzinformation abgeleitet ist und einen zeitlichen Vorhersage- oder Interpolationsfehler zwischen tatsächlichen und vorhergesagten Werten der Luminanz-Abtastmuster repräsentiert, die im Empfänger „fehlen", wie es noch erläutert wird. Die Vorhersage basiert auf einer zeitlichen Mittelung der Amplituden der „Vor"· und „Nach"-Bildelemente, die im Empfänger verfügbar sind. Das Signal YT, ein Luminanz-„Helfer"-Signal, trägt dazu bei, das Signal der progressiven Abtastung im Empfänger wiederherzustellen und legt im Prinzip über einen Fehler Rechenschaft sb, den der Empfänger der Erwartung nach hinsichtlich nichtstationärer Bildsignale machen kann, und erleichtert die Auslöschung eines solchen Fehlers im Empfänger. In den unbewegten Teilen eines Bildes ist der Fehler Null, und im Empfänger wird die volle Wiederherstellung durchgeführt. Es wurde gefunden, daß ein Chrominanz-Helfer-Signal praktisch nicht notwendig ist, und daß ein Luminanz-Helfer-Signal zur Erzielung guter Ergebnisse ausreicht, da das menschliche Auge für fehlende vertikale oder zeitliche Chrominanzdetails weniger empfindlich ist. Die Figur 2 a veranschaulicht den verwendeten Algorithmus ι ~ Entwick'ung eines Hefersignals YT. Nachfolgend wird auf Figur 2a Bezug genommen. Die Bildelemente A, X und B in dem progressiven Abtastsignal nehmen dieselbe räumliche Position in einem Bild ein. Die schwarzen Bildelemente, beispielsweise A und B, werden als Hauptsignal übertragen und sind im Empfänger verfügbar. Ein weißes Bildelement, beispielsweise X, wird nicht übertragen und von einer zeitlichen Vollbildmitteliing (A + B)/2 vorhergesagt. Das heißt, in dem Kodierer wird für „fehiende" Bildelemente X durch Mittelung der Amplituden der „Vor"- und „Nach"-Bildelemente A und B eine Vorhersage getroffen. Der Vorhersagewert (A + B)/2 wird von dem tatsächl chen Wert X subtrahiert, um ein Vorhersagefehlersignal zu erzeugen, entsprechend dem Helfersignal, mit einer Amplitudo gemäß dem Ausdruck X - (A + B)/2. Dieser Ausdruck kennzeichnet die zeitliche Halbbild-Differenzinformation außer der Information der zeitlichen Volbildmittelung. Das Helfersignal wird mittels eines 750-kHz-Tiefpaßfilters horizontal einer Tiefpaßfilterung unterzogen und als Helfersignal YT übertragen. Die Bandbe°renzung des Helfersignals auf 750 kHz ist notwendig, um dieses Signal vor dem Interferieren mit dem nächstniederen HF-Kanal zu bewahren, nachdem dieses Signal auf den HF-Bildträger moduliert ist. Im Empfänger erfolgt unter Verwendung eines Mittelwertes derThe network 17c also contains an error prediction network. An output of network 17c, YF ', is the interlaced luminance version of the pre-filtered progressive scan component. Another output (luminance) signal of the network 17c, YT, contains the temporal information derived from the field difference information representing a temporal prediction or interpolation error between actual and predicted values of the luminance sampling patterns that are present in the receiver. " The prediction is based on a time averaging of the amplitudes of the "before" and "after" picture elements available in the receiver.The signal YT, a luminance "helper" signal, carries In principle, it helps to recover the progressive scan signal in the receiver and, in principle, accounts for an error which the receiver can expect to make with respect to non-stationary image signals, and facilitates the cancellation of such error in the receiver. In the still parts of an image the error is zero, and in the receiver the full recovery is done. It has been found that a chrominance helper signal is not practically necessary and that a luminance helper signal is sufficient to achieve good results since the human eye is less sensitive to missing vertical or temporal chrominance details. Figure 2 a illustrates the algorithm used ι ~ development of a yeast signal YT. In the following, reference is made to FIG. 2a. The picture elements A, X and B in the progressive scan signal occupy the same spatial position in an image. The black pixels, such as A and B, are transmitted as the main signal and are available in the receiver. A white picture element, for example X, is not transmitted and predicted by a frame averaging time (A + B) / 2. That is, in the encoder, a prediction is made for "missing" picture elements X by averaging the amplitudes of the "before" and "after" picture elements A and B. The prediction value (A + B) / 2 becomes the actual value X is subtracted to produce a prediction error signal corresponding to the helper signal having an amplitude according to the expression X - (A + B) / 2 This term identifies the temporal field difference information other than the time all-time averaging information The helper signal is output by means of a 750 The band-limiting of the helper signal to 750 kHz is necessary to keep this signal from interfering with the next lower RF channel after this signal modulates onto the RF picture carrier In the receiver, using an average of the
Abtastmuster A und B eine gleichartige Vorhersage des fehlenden Bildelementes X, und der Vorhersagefehler wird zu der Vorhersage addiert. Das heißt, X wird durch Addition des Vorhersagefehlers X - (A + B)/2 zu dem zeitlichen Mittelwert (A + B)/2 wiedergewonnen. Auf diese Weise erleichtert das Helfersignal die Umwandlung vom Zeilensprungformat in das progressive Abtastformat.Sampling patterns A and B provide a similar prediction of the missing picture element X, and the prediction error is added to the prediction. That is, X is retrieved by adding the prediction error X - (A + B) / 2 to the time average (A + B) / 2. In this way, the helper signal facilitates the interlaced conversion to the progressive scan format.
Das Helfersignal, das durch den offenbarten zeitlichen Vorhersagealgorithmus vorteilhaft erzeugt wird, ist ein Signal .*iit geringem Energieinhalt im Vergleich zu einem Vorhersagesignal, das durch andere Algorithmen erzeugt wird, beispielsweise durch den Algorithmus zur Erzeugung eines Zeilendifferenzsignals, der von M.Tsinberg in einem Artikel „ENTSC Two-Chani.el Compatible HDTV System" beschrieben ist, veröffentlicht in IEEE Transtetions on Consumer Electronics, Band CE-33, No.3, August 1987, Seiten 146 bis 153. In stillstehenden Bereichen eines Bildes ist die Fehlerenergie gleich Null, weil die Vorhersage vollkommen ist. Ein Zustand niedriger Energie manifestiert sich durch stillstehende und praktisch stillstehende Bilder (z.B. eine Nachrichtensendung mit einem Reporter vor einem stillstehenden Hintergrund).The helper signal, which is advantageously generated by the disclosed temporal prediction algorithm, is a low energy content signal compared to a predictive signal generated by other algorithms, such as the algorithm for generating a line differential signal generated by M.Tsinberg in one Article "ENTSC Two-Chani.el Compatible HDTV System", published in IEEE Transtetions on Consumer Electronics, Vol. CE-33, No.3, August 1987, pages 146 to 153. In still areas of an image, the error energy is zero because the prediction is perfect, a low-energy state is manifested by static and virtually static images (eg a news bulletin with a reporter against a static background).
Es hat sich gezeigt, daß der offenbarte Algorithmus die am wenigsten störenden Artefakte nach der Bildrekonstruktion im Empfänger verursacht, und daß das von diesem offenbarten Algorithmus erzeugte Helfersignal seine Nützlichkeit behält, nachdem es auf etwa 75OKHz bandbegrenzt (gefiltert) worden ist. Das von dem offenbarten Algorithmus erzeugte Helfersignal weist vorteilhafterweise bei unbewegter Bildinformation eine Energie von Null auf, und infolgedessen wird ein zu einem stillstehenden Bild gehöripes Helfersignal durch Filterung nicht beeinträchtigt.It has been found that the disclosed algorithm causes the least disturbing artifacts after image reconstruction in the receiver, and that the helper signal generated by this disclosed algorithm retains its usefulness after being band limited (filtered) to about 75 oKHz. The helper signal generated by the disclosed algorithm advantageously has zero energy at still image information, and as a result, a helper signal associated with a still image is not affected by filtering.
Auch wenn das Helfersignal nicht übertragen wird, ist die Rekonstruktion des Breitbildes wesentlich besser. In einem solchen Fall erscheinen stillstehende Teile des Bildes viel schärfer als in einem NTSC-Standardbild, allerdings werden bewegte Teile etwas „weicher" und können einen „Schwebungs"-Artefakt enthalten. Ein Rundfunksender braucht also das Holfersignal nicht von Anfang an zu übertragen, sondern kann wählen, die HF-Übertragung zu einem späteren Zeitpunkt zu verbessern. Das offenbarte System der zeitlichen Vorhersage ist nützlich sowohl für progressive Abtastung als auch für Zeilensprung-Abtastung mit höheren als den Standard-Zeilenfrequenzen, sie funktioniert jedoch am besten bei einer Quelle der progressiven Abtastung, bei welcher Bildpunkte A, X und B die gleiche räumliche Position in einem Bild belegen, was zu einer vollkommenen Vorhersage für stillstehende Bilder führt. Die zeitliche Vorhersage wird jedoch auch in stillstehenden Bereichen eines Bildes unvollkommen sein, wenn das Original-Breitbild aus einer mit Zeilensprungabtastung arbeitenden Signalquelle kommt. In einem solchen Fall hat das Helfersignal mehr Energie und wird geringe Artefakte in stillstehenden Teilen eines rekonstruierten Bildes einführen. Versuche haben gezeigt, daß die Verwendung einer Zeilensprung-Signalquelle zwar annehmbare Ergebnisse bringt mit Artefakten, die nur bei näherer Betrachtung wahrnehmbar werden, daß aber eine Quelle von Signalen bei Progressivabtastung weniger Artefakte bringt und bessere Ergebnisse liefert.Even if the helper signal is not transmitted, the reconstruction of the widescreen is much better. In such a case, still parts of the image appear much sharper than in an NTSC standard image, however, moving parts become somewhat "softer" and may contain a "beating" artifact. Thus, a broadcasting station does not need to transmit the Holfersignal from the beginning, but may choose to improve the RF transmission at a later time. The disclosed temporal prediction system is useful for both progressive scanning and interlaced scanning at higher than the standard line frequencies, but it works best with a progressive scan source in which pixels A, X and B occupy the same spatial position in one picture, resulting in a perfect prediction for still pictures. However, the temporal prediction will be imperfect even in still areas of an image when the original widescreen comes from an interlaced scanning signal source. In such a case, the helper signal will have more energy and will introduce small artifacts in still parts of a reconstructed image. Although experiments have shown that the use of an interlaced signal source gives acceptable results with artifacts that are only noticeable upon closer inspection, a source of progressive scan signals will bring less artifacts and better results.
In der Anordnung nach Figur 1 a werden die im Zeilensprungformat vorliegende Breitbildsignale IF', QF' Uiid YF' von den P-Z-Wandlern 17 a bis 17c jeweils in einem zugehörigen Horizontal-Tiefpaßfiiter 19a bzw. 19b bzw. 19c gefiltert, um ein Signal IF" mit einer Bandbreite von 0 bis 60OkHz, ein Signal QF" mit einer Bandbreite von 0 bis 60OkHz und ein Signal YF" mit einer Bandbreite von 0 bis 5 MHz zu erzeugen. Diese Signale werden anschließend einem Vorgang der Bildformat-Kodierung unterworfen, wobei jedes dieser Signale in das 4:3-Format gebracht wird. Dies geschieht mittels einer Bildformat-Kodiereinrichtung, zu der eine Rand-Mittelteil-Trenneinrichtung und Verarbeitungseinheit 18 gehört. Kurz gesagt wird der Mittelbereich einer jeden Breitbild-Zeile zeitlich gedehnt und in den wiedergegebenen Teil der aktiven Zeilendauer mit einem Bildseitenverhältnis 4:3 abgebildet. Die zeitliche Dehnung bewirkt eine Verminderung der Bandbreite, so daß die Zeilensprungfrequenzen des Original-Breitbildsignals mit der Bandbreite des NTSC-Standards kompatibel gemacht werden. Die Randteile werden in Horizontalfraquenzbänder aufgespalten, so daß die Komponente, welche die hochfrequenten Anteile („Höhen") der Farbe des I- und des Q-Signals enthält, eine Bandbreite von 83kHz bis 60OkHz aufweist (wie für das Signal IH in Figur 7 gezeigt) und die Komponente, welche die .Höhen" des Luminanzsignals Y enthält, eine Bandbreite von 70OkHz bis 5,0MHz aufweist (wie für das Signal YH in Figur 6 gezeigt). Die niedrigfrequenten Anteile („Tiefen") der Randteile, d.h., die gemäß den Figuren 6 und 7 entwickelten Signale YO, IO und QO, enthalten eine Gleichstromkomponente und werden unter zeitlicher Komprimierung in den linken und rechten Horizontal-Überabtastungsbereich einer jeden Zeile abgebildet. Did Randteil-Höhen werden gesondert verarbeitet. Einzelheiten dieses Bildformat-Kodierungsvorgangs werden nachstehend erläutert. Für die Betrachtung der nachstehend beschriebenen Einzelheiten der Kodierung ist es hilfreich, auch die Figur 1 e zu betrachten, die den Prozeß der Kodierung der Komponenten 1,2,3 und 4 im Zusammenhang mit der wiedergewonnenen Mittel- und Randteilinformation veranschaulicht. Die gefilterten Zeilensprungsignale IF", QF" und YF" werden von der Randteil/Mittelteil-Trenneinrichtung und Verarbeitungseinrichtung 18 vorarbeitet, um drei Gruppen von Ausgangssignalen zu erzeugen: YE, IE und QE; YO. IO und QO und YH, IH und QH). Die ersten beiden Signalgruppen (YE, IE, QE und YO, IO, QO) werden zu einem Signal verarbeitet, das eine Mittelteilkomponente mit voller Bandbreite und die Luminanz-Tiefen der Randteile enthält, die in die Horizontal-Überabtastungsbereiche gepreßt sind. Die dritte Signalgruppe (YH, IH, QH) wird zu einem Signal verarbeitet, das die Randteil-Höhen enthält. Wenn diese Signale kombiniert werden, erhält man ein NTSC-kompatibles Breitbildsignal mit einem Bildseitenverhältnis 4:3. Einzelheiten der die Einheit 18 bildenden Schaltungen sind in den Figuren 6,7 und 8 gezeigt und werden in Verbindung mit diesen Figuren 6,7 und 8 beschrieben.In the arrangement of Figure 1 a, the interlaced image signals IF ', QF' Uiid YF 'present in the interlace format are filtered by the PZ converters 17a to 17c respectively in an associated horizontal Tiefpaßfiiter 19a or 19b and 19c to a signal IF to produce a 0 to 60 oKHz bandwidth, a 0 to 60 oKHz bandwidth QF signal, and a 0 to 5 megahertz bandwidth YF signal, which are then subjected to an image encoding process, each one of them This is done by means of an image format encoder which includes an edge center portion separator and processing unit 18. Briefly, the center area of each wide line is time expanded and into the displayed portion of the active line duration with an aspect ratio of 4: 3. The time stretching causes a reduction of the bandwidth, so that the interlaced frequencies of the original Br video signal is made compatible with the bandwidth of the NTSC standard. The edge portions are split into horizontal frequency bands so that the component containing the high frequency components ("highs") of the color of the I and Q signals has a bandwidth of 83kHz to 60kHz (as shown for the signal IH in Figure 7) ) and the component containing the "heights" of the luminance signal Y has a bandwidth of 70OkHz to 5.0MHz (as shown for signal YH in Fig. 6). The low-frequency components ("lows") of the edge portions, ie, the signals YO, IO, and QO developed according to Figures 6 and 7, contain a DC component and are time-compressed into the left and right horizontal oversampling areas of each row Details of this aspect ratio encoding process are discussed below: For the consideration of the encoding details described below, it will also be helpful to consider Figure 1e which illustrates the process of encoding the components 1,2,3 and The filtered interlaced signals IF ", QF" and YF "are preprocessed by the edge portion / center portion separator and processor 18 to produce three sets of output signals: YE, IE and QE; YO. IO and QO and YH, IH and QH). The first two sets of signals (YE, IE, QE, and YO, IO, QO) are processed into a signal containing a full bandwidth midsection component and the luminance depths of the edge portions pressed into the horizontal oversampling areas. The third signal group (YH, IH, QH) is processed into a signal containing the edge-part heights. When these signals are combined, a NTSC-compatible widescreen signal with a 4: 3 aspect ratio is obtained. Details of the circuits forming the unit 18 are shown in Figures 6, 7 and 8 and will be described in connection with these Figures 6, 7 and 8.
Die Signale YE, IE und QE enthalten die vollständige Mittelteilinformation und haben dasselbe Format, wie es in der Figur 3 für das Signal YE gezeigt ist. Das Signal YE wird aus dem Signal YF" kurz gesagt wie folgt abgeleitet. Das Breitbildsignal YF" enthält Bildelemente 1 bis 754, die während des aktiven Zeilenintervalls des Breitbildsignals erscheinen und sowohl Randteil- als auch Mittelteilinformationen enthalten. Die breitbandige Mittelteilinformation (Bildelemente 75 bis 680) wird als Mittelteil-Luminanz-Signal YC mittels eines Zeit-Demultiplexverfahrens extrahiert. Das Signal YC wird zeitlich gedehnt, und zwar um den Mittelteil-Dehnungsfaktor 1,19 (d. h. 5,0 MHz:4,2 MHz), um das NTSC-kompatible Mittelteilsignal YE zu erzeugen. Das Signal YE weist eine NTSC-kompatible Bandbreite (Obis 4,2MHz) infolge der zeitlichen Dehnung um den Faktor 1,19 auf. Das Signal YE belegt das Bildwiedergabeintervall TD (Figur 2) zwischen den Überabtastungsbereichen TO. Die Signale IE und QE werden aus den Signalen IF" bzw. QF" abgeleitet und in gleichartiger Weise verarbeitet wie das Signal YE.The signals YE, IE and QE contain the complete center part information and have the same format as shown in Figure 3 for the signal YE. The signal YE is derived from the signal YF "in short as follows: The wide-field signal YF" includes picture elements 1 to 754 appearing during the active line interval of the wide-screen signal and including both edge-part and center-part information. The wideband center part information (picture elements 75 to 680) is extracted as the center part luminance signal YC by a time demultiplexing method. The YC signal is time stretched by the center portion expansion factor 1.19 (i.e., 5.0 MHz: 4.2 MHz) to produce the NTSC compatible center sub-signal YE. The signal YE has an NTSC compatible bandwidth (Obis 4.2 MHz) due to the time expansion by a factor of 1.19. The signal YE occupies the picture display interval TD (Fig. 2) between the oversampling areas TO. The signals IE and QE are derived from the signals IF "and QF" and processed in a similar manner as the signal YE.
Die Signale YO, IO und QO enthalten die niedrigfrequenten Anteile („Tiefen") der Randteilinformation, die in den linken und den rechten Horizontal-Überabtastungsbereich eingefügt sind. Die Signale YO, IO und QO haben das gleiche Format, wie es für das Signal YO in der Figur 3 gezeigt ist. Das Signal YO wird aus dem Signal YF" kurz gesagt wie folgt abgeleitet. DasThe signals Y0, IO and Q0 contain the low-frequency parts ("depths") of the edge-part information, which are inserted in the left and right horizontal oversampling areas. The signals Y0, IO and Q0 have the same format as that for the signal Y0 is shown in Fig. 3. The signal Y0 is derived from the signal YF "in short as follows. The
Breitbildsignal YF" enthält linke Randteilinformation in den Bildelementen 1 bis 84 und rechte Randteilinformation in den Bildelementen 671 bis 754. Wie noch zu erläutern ist, wird das Signal YF" tiefpaßgefiltert, um ein Luminanz-Tiefensignal mit einer Bandbreite von 0 bis 70OkHz zu erzeugen, aus dem dann mittels eines Zeit-Oemultiplexverfahrens ein linke j und ein rechtes Randteil-Tiefensignal extrahiert wird (Signal YL' in Fi^ur 3). Das Luminanz-Tiefensignal YL' wird zeitlich komnrimiert, um das Randteil-Tiefensignai YO mit der komprimierten niedrigfrequenten Information in den Überabtastungsbereichen zu erzeugen, also in den Bildelementen 1 bis 14 und 741 bis 754. Das komprimierte Randteil-Tiefensignal weist eine proportional zum Maß der Zeitkompression erhöhte Bandbreite auf. Die Signale IO und QO werden aus den Signalen IF" bzw. QF" entwickelt und in gleichartiger Weise verarbeiten wie das Signal YO.Widescreen signal YF "contains left edge portion information in picture elements 1 to 84 and right edge portion information in picture elements 671 to 754. As will be explained, signal YF" is low-pass filtered to produce a luminance depth signal having a bandwidth of 0 to 70OkHz. from which is then extracted by means of a time-division multiplexing a left j and a right edge portion depth signal (signal YL 'in Fig. 3). The luminance depth signal YL 'is time-minimized to produce the edge portion depth signal YO with the compressed low-frequency information in the oversampling areas, that is, in the picture elements 1 to 14 and 741 to 754. The compressed edge portion depth signal is proportional to the measure of Time compression increased bandwidth. The signals IO and QO are developed from the signals IF "and QF" and processed in the same way as the signal YO.
Die Signale YE, IE, QE und YO, IO und QO werden durch eine Randteil/Mittelteil-Kombinationsschaltung 28, z.B. einen Zeitmultiplexer, miteinander kombiniert, um Signale YN, IN und QN mit einer NTSC-kompatiblen Bandbreite und einem Bildseitenverhältnis 4:3 zu erzeugen. Diese Signale haben die Form des in Figur 3 dargestellten Signals YN. Die Kombinationsschaltung 28 enthält ferner geeignete Signalverzögerungen, um die Laufzeiten der zu kombinierenden Signale einander anzugleichen. Solche ausgleichenden Signalverzögerungen befinden sich auch an anderen Stellen des Systems überall dort, wo es gilt, Signallaufzeiten anzugleichen.The signals YE, IE, QE and YO, IO and QO are generated by a border part / center part combining circuit 28, e.g. a time division multiplexer, combined to generate signals YN, IN and QN with an NTSC compatible bandwidth and a 4: 3 aspect ratio. These signals take the form of the signal YN shown in FIG. Combination circuit 28 also includes appropriate signal delays to equalize the durations of the signals to be combined. Such compensating signal delays are also found elsewhere in the system where signal transit times are required.
Ein Modulator 30, ein Bandpaßfilter 32, ein Horizontal/Vertikal/Zeit-Bandsperrfilter 34 und die Kombinationsschaltung 36 stellen einen verbesserten NTSC-Signalkodierer 31 dar. Die Chrominanzsignalkomponenten IN und QN werden mittels des Modulators 30 auf einen Hilfsträger SC der NTSC-Farbhilfsträgerfrequenz von nominell 3,58 MHz moduliert, um ein moduliertes Signal CN zu erzeugen. Der Modulator 30 ist herkömmlicher Bauart und wird in Verbindung mit Figur 9 beschrieben. Das modulierte Signal CN erfährt eine Bandpaßfilterung in vertikaler (V) und zeitlicher (T) Dimension im zweidimensionalen (V-T)-Filter 32, das Übersprech-Artefakte im Zeilensprung-Chrominanzsignal entfernt, bevor dieses Signal als Signal CP auf einen Chrominanzsignaleingang der Kombinationsschaltung 36 gegeben wird. Das Luminanzsignal YN erfährt eine Bandsperrfilterung in horizontaler (H), vertikaler (V) und zeitlicher (T) Dimension mittels des dreidimensionalen H-V-T-Bandsperrfilters 34, bevor es als Signal YP an einen Luminanzeingang der Kombinationsschaltung 36 gelegt wird. Die Filterung des Luminanzsignals YN und der Chrominanz-Farbdifferenzsignale IN und QN soll sicherstellen, daß nach der anschließenden NTSC-Kodierung das Übersprechen zwischen Luminanz und Chrominanz wesentlich reduziert ist. Mehrdimensionale räumlich-zeitliche Filter wie das H-V-T-Filter 34 und das V-T-Filter 32 in Figur 1 a haben eine Struktur, wie sie in Figur 10 gezeigt ist und nachstehend beschrieben wird.A modulator 30, a bandpass filter 32, a horizontal / vertical / temporal notch filter 34, and the combining circuit 36 constitute an improved NTSC signal coder 31. The chrominance signal components IN and QN are modulated by the modulator 30 onto a subcarrier SC of the NTSC color subcarrier frequency 3.58 MHz modulated to produce a modulated signal CN. The modulator 30 is of conventional design and will be described in conjunction with FIG. The modulated signal CN undergoes vertical (V) and temporal (T) dimension bandpass filtering in the two-dimensional (VT) filter 32 which removes crosstalk artifacts in the interlaced chrominance signal before applying that signal as a signal CP to a chrominance signal input of the combining circuit 36 becomes. The luminance signal YN undergoes band-stop filtering in horizontal (H), vertical (V), and temporal (T) dimensions by means of the three-dimensional H-V-T band notch filter 34 before being applied as a signal YP to a luminance input of the combining circuit 36. The filtering of the luminance signal YN and the chrominance color difference signals IN and QN is intended to ensure that the crosstalk between luminance and chrominance is substantially reduced after the subsequent NTSC coding. Multi-dimensional spatio-temporal filters such as the H-V-T filter 34 and the V-T filter 32 in Figure 1 a have a structure as shown in Figure 10 and described below.
Das H-V-T-Bandsperrfilter 34 in Figur 1 a hat den in Figur 10b gezeigten Aufbau und entfernt die Frequenzkomponenten sich aufwärts bewegender Diagonalen aus dem Luminanzsignal YN. Diese Frequenzkomponenten sind in ihrem Erscheinungsbild ähnlich wie Komponenten des Farbhilfsträgers und werden entfernt, um eine Lücke im Frequenzspektrum herzustellen, wo modulierte Chrominanzinformation eingefügt wird. Die Wegnahme der Frequenzkomponenten sich aufwärts bewegender Diagonalen aus dem Luminanzsignal YN verschlechtert ein wiedergegebenes Bild nicht sichtbar, denn es wurde festgestellt, daß das menschliche Auge für solche Frequenzkomponenten praktisch unempfindlich ist. Das Filter 34 weist eine Grenzfrequenz von ungefähr 1,5MHz auf, um die Vertikaldetailinformation in der Luminanz nicht zu beeinträchtigen.The H-V-T band-stop filter 34 in Fig. 1a has the structure shown in Fig. 10b and removes the frequency components of upward-moving diagonals from the luminance signal YN. These frequency components are similar in appearance to components of the color subcarrier and are removed to create a gap in the frequency spectrum where modulated chrominance information is inserted. The removal of the frequency components of upwardly moving diagonals from the luminance signal YN does not visibly deteriorate a reproduced image because it has been found that the human eye is practically insensitive to such frequency components. The filter 34 has a cut-off frequency of about 1.5 MHz in order not to affect the vertical detail information in the luminance.
Das V-T-Bandpaßfilter 32 reduziert die Chrominanz-Bandbreite, so daß die modulierte Chrominanzinformation der Randteile in die Lücke eingesetzt werden kann, die, wie oben beschrieben, vom Filter 34 im Luminanzspektrum geschaffen ist. Das Filter 32 reduziert die vertikale und zeitliche Auflösung der Chrominanzinformation, so daß steile und bewegte Kanten leicht verwischt werden, was jedoch wenig oder gar keine Folgen hat, weil das menschliche Auge für solche Effekte unempfindlich ist. Die Kombinationsschaltung 36 liefert an ihrem Ausgang ein Mittelteil/Randteil-Tiefensignal C/SL, das wiederzugebende NTSC-kompatible Information enthält, die aus dem Mittelteil des Breitbildsignals abgeleitet ist, sowie komprimierte Randteil-Tiefen (sowohl Luminanz wie auch Chrominanz), die aus den Randteilen des Breitbildsignals abgeleitet sind und nun in den linken und rechten Horizontal-Überabtastungsbereichen eingeordnet sind, wobei sie von einem Betrachter auf einem NTSC-Empfänger nicht zu sehen sind. Die komprimierten Randteil-Tiefen im Überabtastungsbereich bilaon den einen Bestandteil der Randteilinformation für eine Breitbildwiedergabe. Der andere Bestandteil, die Randteil-Höhen, wird durch die Verarbeitungseinheit 18 entwickelt, wie es unten beschrieben wird. Die Randteil-Höhensignale YH (Luminanzhöiien), IH (I-Höhen) und QH (Q-Höhen) sind in der Figur 4 gezeigt. Die Figuren 6,7 und 8 zeigen eine Anordnung zur Entwicklung dieser Signale, wie es noch beschrieben wird. Die in Figur 4 dargestellten Signale YH, IH und QH enthalten hochfrequente Informationen des linken Randteils in den Bildelementen 1 bis 84 und hochfrequente Informationen des rechten Randteils in den Bildelementen 671 bis 754.The V-T bandpass filter 32 reduces the chrominance bandwidth so that the modulated chrominance information of the edge portions can be inserted into the gap created by the filter 34 in the luminance spectrum, as described above. The filter 32 reduces the vertical and temporal resolution of the chrominance information, so that steep and moving edges are easily blurred, but with little or no consequences because the human eye is insensitive to such effects. The combiner circuit 36 provides at its output a mid-section / edge-subcircuit signal C / SL, which contains NTSC-compatible information to be reproduced, derived from the center portion of the wide-screen signal, and compressed edge sub-lows (both luminance and chrominance) derived from the Are now derived in the left and right horizontal oversampling areas, not being seen by a viewer on an NTSC receiver. The compressed edge portion depths in the oversampling area form part of the edge portion information for widescreen reproduction. The other component, the margin heights, is developed by the processing unit 18, as described below. The edge part height signals YH (luminance levels), IH (I-heights) and QH (Q-heights) are shown in FIG. Figures 6, 7 and 8 show an arrangement for developing these signals, as will be described. The signals YH, IH and QH shown in FIG. 4 contain high-frequency information of the left edge part in the picture elements 1 to 84 and high-frequency information of the right edge part in the picture elements 671 to 754.
Der Mittelteilbereich des Signals C/SL wird in der Intraframe-Mittelungsschaltur.g 38 verarbeitet, um ein Signal zu erzeugen, das an den Eingang der Additionsstufe 40 geführt wird. Das intraframe-gemittelte Signal N ist im wesentlichen identisch mit dem Signal C/SL wegen der gut sichtbaren Korrelation der Intraframe-Bild-Information des Signals C/SL. Dia Mittelungsschaltung 38 mittelt das Signal C/SL oberhalb von ungefähr 1,5 MHz und trägt dazu bei, vertikalzeitliches Übersprechen zwischen dem Hauptsignal und den Zusatzsignalen zu reduzieren oder zu eliminieren. Der Hochpaß-Frequenzbereich von 1,5MHz und darüber, in welchem die Intraframe-Mittelungsschaltung 38 arbeitet, wurde deswegen gewählt, damit eine vollständige Intraframe-Mittelung für Informationen bei 2 MH und darüber stattfindet, um zu verhindern, daß Luminanz-Vertikaldetailinformation durch den Prozeß der Intraframe-Mitteiung beeinträchtigt wird. Horizontal-Übersprechen wird durch ein 200-kHz-Sicherheitsband zwischen einem Filter, das zur Intrairame-Mittelungsschalturig 38 im Kodierer 31 gehört, und einem Filter, das zu einer Intraframe-Verarbeitungseinheit im Dekodierer nach Figur 13 gehört, eliminiert. Die Figur 11b zeigt Einzelheiten der für die Höhen vorgesehenen Intraframe-Mittelungsschaltung 38. Die Figuren 11b und 13 werden nachfolgend erläutert. Die Signale IH, QH und XH werden mit Hilfe eines NTSC-Kodierers 60, der dem Kodierer 31 ähnlich ist, in das NTSC-Format gebracht. Im einzelnen enthält der Kodierer 60 eine Einrichtung des in Figur 9 gezeigten Typs sowie eine Einrichtung zur Quadraturmodulation der Höhen der Randteil-Chrominanz-Information auf die Höhen der Randteil-Luminanz-Information bei 3,58 MHz, um ein Signs' NTSCH zu erzeugen, welches die Höhen der Randteil-Information im NTSC-Format darstellt. Dieses Signal ist in Figur 5 gezeigt.The mid-portion of the signal C / SL is processed in the intra-frame averaging circuit 38 to produce a signal which is fed to the input of the adder 40. The intraframe-averaged signal N is substantially identical to the signal C / SL because of the highly visible correlation of the intraframe image information of the signal C / SL. The averaging circuit 38 averages the signal C / SL above about 1.5 MHz and helps to reduce or eliminate vertical time crosstalk between the main signal and the supplemental signals. The high pass frequency range of 1.5MHz and above, in which the intraframe averaging circuit 38 operates, has been chosen to provide full intraframe averaging for information at 2 MH and above to prevent luminance vertical detail information from being passed through the process the intraframe message is affected. Horizontal crosstalk is eliminated by a 200 kHz guard band between a filter belonging to the intra-name averaging circuit 38 in the coder 31 and a filter belonging to an intra-frame processing unit in the decoder of Figure 13. Figure 11b shows details of the intraframe averaging circuit 38 provided for the heights. Figures 11b and 13 are explained below. The signals IH, QH and XH are brought into the NTSC format by means of an NTSC encoder 60, which is similar to the encoder 31. Specifically, the encoder 60 includes means of the type shown in Figure 9, and means for quadrature modulating the heights of the edge portion chrominance information to the heights of the edge portion luminance information at 3.58 MHz to produce a sign 'NTSCH. which represents the heights of the margin information in NTSC format. This signal is shown in FIG.
Die Anwendung einer mehrdimensionalen Bandpaßfilterung in den NTSC-Kodierem 31 und 60 gestattet es in vorteilhafter Weise, daß die Luminanz- und Chrominanzkomponenten praktisch frei von Übersprechen im Empfänger voneinander getrennt werden, wenn der Empfänger eine komplementäre mehrdimensionale Filterung zur Trennung von Luminanz- undThe use of multi-dimensional bandpass filtering in NTSC encoders 31 and 60 advantageously allows the luminance and chrominance components to be separated from each other substantially free of crosstalk in the receiver if the receiver uses complementary multidimensional filtering to separate luminance and chrominance filters
Chrominanzinformation verwendet. Die Verwendung komplementärer Filter für Jie Kodierung und Dekodierung von Luminanz und Chrominanz werden als kooperative Verarbeitung bezeichnet; sie ist ausführlich von C. H. Strolle in einem Artikel mit dem Titel „Cooperative Processing for Improved Chrominance/Luminance Separation" beschrieben, veröffentlicht im SMPTE Journal, Band 95, Nr.8, August 1986, Seiten 782 bis 789. Selbst St£ndardempfänger, die herkömmliche Kerbfilter und Zeilenkammfilter benutzen, profitieren von der Verwendung einer solchen mehrdimensionalen Verfilterung im Kodi rer, indem sie weniger Übersprechen zwischen Chrominanz und Luminanz zeigen.Chrominance information used. The use of complementary filters for Jie coding and decoding of luminance and chrominance are referred to as cooperative processing; it is described in detail by CH Strolle in an article entitled "Cooperative Processing for Improved Chrominance / Luminance Separation," published in the SMPTE Journal, Vol. 95, No. 8, August 1986, pp. 782-789. Even standard receivers which Using conventional notch filters and row comb filters benefit from the use of such multi-dimensional filtering in the coder by showing less crosstalk between chrominance and luminance.
Das Signal NTSCH wird in einer Einheit 62 zeitlich gedehnt, um ein gedehntes Randieil-Höhensignal ESH mit einem aktiven Honzontal-Zeilenintervall von 50 us zu erzeugen, d.h. weniger als das aktive Standard-NTSC-Zeilenintervall mit annähernd 52 \xs. Im einzelnen erfolgt die Dehnung, wie in Figur 5 gezeigt, durch einen „Abbildungs"-Prozeß, bei dem die linken Randteilbildelemente 1 bis 84 des Signals NTSCH in die Bildelementpositionen 15 bis 377 des Signals ESH abgebildet werden, d.h., die Höhen des linken Randteils im Signal NTSCH werden so gedehnt, daß sie annähernd die Hälfte der Zeilendauer des Signale ESH belegen. Der dem rechten Randteil zugeordnete Teil (Bildelemente 671 bis 754) des Signals NTSCH wird in ähnlicher Weise verarbeitet. Der Zeitdehnungsprozeß vermindert die horizontale Bandbreite der Information des Signals ESH (im Vergleich zu derjenigen des Signals NTSCH) um den Faktor 363/84.The signal NTSCH is time stretched in a unit 62 to produce a stretched Randieil height signal ESH having an active horizontal row interval of 50 μs, ie less than the standard active NTSC line interval of approximately 52 μs. More specifically, as shown in Fig. 5, the stretching is performed by an "imaging" process in which the left edge subpixels 1 to 84 of the signal NTSCH are mapped to the pixel positions 15 to 377 of the signal ESH, ie, the heights of the left edge portion The signal NTSCH is stretched to occupy approximately half of the line duration of the signal ESH, and the part (pixels 671 to 754) of the signal NTSCH associated with the right edge portion is processed in a similar manner The time expansion process reduces the horizontal bandwidth of the signal information ESH (compared to that of signal NTSCH) by a factor of 363/84.
Der Abbildungsprozeß, durch den die zeitliche Dehnung erfolgt, kann durch eine Einrichtung des Typs realisiert werden, wie er in den Figuren 12 bis 12 d gezeigt ist und in Verbindung mit diesen Figuren weiter unten beschrieben wird. Das Signal ESH erfährt eino Intraframe-Mittelung in einem Netzwerk 64 des in Figur 11a gezeigten Typs, um ein Signal X zu erzeugen, wie es in Figur 5 dargestellt ist. Dieses Mittelwertsignal X ist im wesentlichen identisch mit dem Signal ESH, und zwar wegen der gut sichtbaren Konelation dor Bildinformationen des Signals ESH innerhalb eines Vollbildes. Das Signals X wird an einen Signaleingang eines Quadraturmodulators 80 gegeben.The imaging process by which the temporal stretching takes place can be realized by means of the type shown in FIGS. 12 to 12d and described below in connection with these figures. The signal ESH undergoes intraframe averaging in a network 64 of the type shown in Figure 11a to produce a signal X, as shown in Figure 5. This average signal X is substantially identical to the signal ESH, because of the highly visible Konelation dor image information of the signal ESH within a frame. The signal X is applied to a signal input of a quadrature modulator 80.
Das Signal YF' wird außerdem durch ein Horizontal-Bandpaßfilter 70 mit einer Bandbreite von 5 bis 6,0 MHz gefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 70, horizontale Luminanz-Höhen enthaltend, wird an einen Amplitudenmodulator 72 gelegt, in welchem es die Amplitude eines 5-MHz-Trägersignals fc moduliert. Der Modulator 72 enthält ausgangsseitig ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von ungefähr 1,0MHz, um am Ausgang des Modulators 72 ein Signal im Bandbereich 0 bis 1,0MHz zu erhalten. Das obere („umgefaltete") Seitenband (5,0 bis 6,0 MHz) des Modulationsprozesses wird durch das 1,0-MHz-Tiefpaßfilter entfernt. Effektiv sind die horizontalen Luminanz-Höhen-Frequenzen im Bereich von 5,0 bis 6,0MHz durch den Amplitudenmodulationsprozeß und die anschließende Tiefpaßfilterung in den Frequenzbereich 0 bis 1,0MHz verschoben. Die Trägeramplitude sollte hoch genug sein, damit die ursprünglichen Signalamplituden nach der Filterung durch das 1,0-MHz-Tiefpaßfilter erhalten bleiben. Das heißt, es erfolgt eine Frequenzverschiebung ohne Beeinflussung der Amplitude. Das frequenzverschobene Signal der horizontalen Luminanz-Höhen aus der Einheit 72 wird mittels eines Bildformat-Kodierers 74 bedient (zeitlich komprimiert). Das heißt, der Kodierer 74 kodiert die frequenzverschobenen Horizontal-Luminanz-Höhen derart, daß dieses Signal ein aktives Zeilenintervall von 50με und damit weniger als das aktive Standard-NTSC-Intervall von 52,6ps aufweist; das erfolgt durch Anwendung von Verfahren, die im Zusammenhang mit den Figuren 6 bis 8 erläutert werden. Wenn d* s Eingangssignal am Kodierer 74 in diesem zeitlich komprimiert wird, erhöht sich dessen Bandbreite von annähernd 1,OMIIz auf 1,1 MHz am Ausgang des Kodierers 74. Das Signal vom Kodierer 74 wird mittels einer Einrichtung 76, die derjenigen in der Figur 11a dargestellten Einrichtung ähnlich ist, einer Intraframe-Mittelung unterzogen, bevor es als Signal an die Einheit 60 gdlegt wird. Das intraframe-gemittelte Signal Z ist im wesentlichen identisch mit dem Signal von dem Kodierer 74, und zwar wegen der gut sichtbaren Korrelation der Bildinformationen innerhalb eines Vollbildes des vom Kodierer 74 kommenden Signals. Das Modulationssignal X ist ein zusammengesetztes Signal, das Luminanz- und Chrominanzinformation enthält, und das Modulationssignal weist im wesentlichen die gleiche Bandbreite von annähernd 0 bis 1,1 MHz auf. Wie es in Verbindung mit Figur 24 noch erläutert wird, führt die Einheit 80 bei großen Amplitudenausschlägen der beiden Zusatzsignale X und Z eins nichtlineare Amplitudenkomprimierung nach einer Gammafunktion durch, bevor diese Signale ein alternierendes Hilfsträgersignal ASC quadraturmodulieren. Es wird ein Gammawert von 0,7 benutzt, wodurch der Absolutwert einer jeden Abtastprobe auf die 0,7te Potenz gehoben und mit dem Vorzeichen des ursprünglichen Abtastmusterwertes multipliziert wird. Die GammakomDrimierung reduziert die Sichtbarkeit eventuell störenu'er großer Amplitudenausschläge der modulierten Signale in normalen Empfängern und erlaubt eine vorhergesagte Wiedergewinnung im Breitbildempfänger, weil die inverse Funktion der im Kodierer benutzten Gammafunktion vorhersagbar ist und leicht im Dekodierer des Empfängers realisiert werden kann.The signal YF 'is also filtered by a horizontal bandpass filter 70 having a bandwidth of 5 to 6.0 MHz. The output of the filter 70, containing horizontal luminance levels, is applied to an amplitude modulator 72 in which it modulates the amplitude of a 5 MHz carrier signal f c . The modulator 72 has a low-pass filter on the output side with a cutoff frequency of approximately 1.0 MHz in order to obtain a signal in the band range 0 to 1.0 MHz at the output of the modulator 72. The upper ("folded over") sideband (5.0-6.0 MHz) of the modulation process is removed by the 1.0 MHz low-pass filter, effectively, the horizontal luminance-treble frequencies are in the range of 5.0-6, The carrier amplitude should be high enough to maintain the original signal amplitudes after filtering by the 1.0 MHz low-pass filter, that is to say, a 0 MHz is shifted in the frequency range 0 to 1.0 MHz by the amplitude modulation process and the subsequent low-pass filtering The frequency shifted signal of the horizontal luminance levels from the unit 72 is operated (time compressed) by means of a picture format encoder 74. That is, the encoder 74 encodes the frequency shifted horizontal luminance levels such that this signal has an active line interval of 50με and thus less than the default active NTSC interval of 52.6ps, which is done by application tion of methods, which are explained in connection with Figures 6 to 8. When the input signal at the encoder 74 is time compressed therein, its bandwidth increases from approximately 1, OMIIz to 1.1 MHz at the output of the encoder 74. The signal from the encoder 74 is amplified by means of a device 76 similar to that shown in FIG 11a, undergoes intraframe averaging before being sent to the unit 60 as a signal. The intra-frame averaged signal Z is substantially identical to the signal from the encoder 74 because of the highly visible correlation of the image information within one frame of the signal coming from the encoder 74. The modulation signal X is a composite signal containing luminance and chrominance information, and the modulation signal has substantially the same bandwidth of approximately 0 to 1.1 MHz. As will be explained in connection with FIG. 24, in the case of large amplitude fluctuations of the two additional signals X and Z, the unit 80 performs non-linear amplitude compression according to a gamma function, before these signals quadrature modulate an alternating subcarrier signal ASC. A gamma value of 0.7 is used whereby the absolute value of each sample is raised to the 0.7th power and multiplied by the sign of the original sample value. Gamma Compression reduces the visibility of potentially large amplitude swings of the modulated signals in normal receivers and allows predicted retrieval in the wide-screen receiver because the inverse function of the gamma function used in the encoder is predictable and can be easily realized in the decoder of the receiver.
Die amplitudenkomprimierten Signale werden dann mittels Quadraturmodulation dem phasengesteuerten alternierenden 3,1075-MHz-Hilfsträger ASC aufgeprägt, desson Frequenz ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Horizontallzeilen-Frequenz ist (395 χ H/2). Die Phase des alternierenden Hilfsträger wird jeweils von einem zum nächsten Halbbild um 180" geändert, anders als die Phase des Farbhilfsträgers, die nicht von Halbbild zu Halbbild wechselt. Die halbbildweise wechselnde Phase des alternierenden Hilfsträger erlaubt es, daß sich die modulierende Information der Zusatzsignale X und Z mit der Chrominanzinformation überlappen kann. Es entstehen komplementärphasige zusätzliche Informationskomponenten A1, -A1 und A3, -A3 des modulierten Zusatzsignals. Dies ermöglicht es, im Empfänger die Zusatzinformation unier Verwendung eines relativ unkomplizierten Halbbildspeichers abzutrennen. Das quadraturmodulierte Signal M wird in der Additionsstufe 40 mit dem Signal N addiert. Das resultierende Signal NT3CF ist ein NTSC-kompatibles 4,2-MHz-Signal. Die beschriebene, im Kodierer nichtlineare Gammafunktion dient zur Komprimierung großer Amplituden. Sie bildet einen Bestandteil eines nichtlinearen komprimierenden und dehnenden Kompandierungssystems (Kompression/Expansion), das als weiteren Bestandteil für die Dehnung der Amplitude eine komplementäre Gammafunktion im Dekodierer eines Breitbildempfängers enthält, wie es nachfolgend noch beschrieben wird. Es hat sich gezeigt, daß das offenbarte nichtlineare Kompandierungssystem die Auswirkung der nicht zum Standard gehörenden Zusatzinformation auf die Standard-Bildinformation beträchtlich reduziert, ohne ein Bild durch Rauscheffekte sichtbar zu verschlechtern. Das Kompandierungssystem verwendet eine nichtlineare Gammafunktion, um große Amplitudenausschläge der zusätzlichen, nicht zum Standard gehörenden hochfrequenten Breitbildinformation im Koc'ierer zu komprimieren, und eine komplementäre nichtlineare Gammafunktion, um eine solche hochfrequente Information im Dukodierer wieder entsprechend zu dehnen. Das Resultat ist, daß große Amplituden der hochfrequenten zusätzlichen Information die existierende Standard-Videoinformation im beschriebenen kompatiblen Breitbildsystem weniger stören, wobei die nicht zum S" indard gehörende zusätzliche Breitbildinformation in niedrigfrequente Teile und in hochfrequente Teile aufgespalten wird, die der Kompandierung unterworfenThe amplitude-compressed signals are then quadrature-modulated onto the 3.1075 MHz alternated phase alternating subcarrier ASC, the frequency of which is an odd multiple of half the horizontal line frequency (395 χ H / 2). The phase of the alternating subcarrier is changed from one frame to the next field by 180 °, unlike the phase of the color subcarrier, which does not change from field to field The field alternating phase of the alternating subcarrier allows the modulating information of the auxiliary signals X. This results in complementary phase information components A1, -A1 and A3, -A3 of the modulated additional signal, which makes it possible to separate the additional information in the receiver without using a relatively uncomplicated field memory The quadrature-modulated signal M becomes in the addition stage 40 is added to the signal N. The resulting signal NT3CF is a 4.2 MHz NTSC-compatible signal The non-linear gamma function described is used to compress large amplitudes and forms part of a non-linear compressing and stretching companding system (compression / expansion), which as a further component for the expansion of the amplitude contains a complementary gamma function in the decoder of a widescreen receiver, as will be described below. It has been found that the disclosed non-linear companding system significantly reduces the impact of non-standard additional information on standard image information without visibly degrading an image by noise effects. The companding system uses a non-linear gamma function to compress large amplitude excursions of the additional non-standard high-frequency wide-screen information in the combiner and a complementary non-linear gamma function to correspondingly stretch such high-frequency information in the dukoder. The result is that large amplitudes of the high frequency additional information less disturb the existing standard video information in the described compatible widescreen system, splitting the non-subordinate extra wide-screen information into low-frequency parts and high-frequency parts subject to companding
werden. Im Dekodieret führt eine nichtlineare Amplitudendehnung der komprimierten hochfrequenten Information nicht zu übermäßig merklichem Rauschen. Das heißt, große Amplituden hochfrequenter Information sind typischerweise mit kontrastreichen Bildkanten verbunden, und das menschliche Auge ist für das Rauschen an solchen Kanten unempfindlich. Der beschriebene Kompandiorungsvorgang reduziert außerdem vorteilhafterweise Kreuzmodulntionsprodukte zwischen dem alternierenden Hilfsträger und dem Chrominanzhilfsträger, so daß auch damit zuoammenhä'igende sichtbare Schwebungserscheinungen reduziert werden.become. In the decoder, nonlinear amplitude expansion of the compressed high frequency information does not result in excessively noticeable noise. That is, large amplitudes of high frequency information are typically associated with high contrast image edges, and the human eye is insensitive to the noise at such edges. The companding process described also advantageously reduces cross-modulus products between the alternating subcarrier and the chrominance subcarrier, thereby also reducing visible beat phenomena associated therewith.
Das Luminanz-Detailsignal YT in Figur 1 a weist eine Bandbreite von 7,18MHz auf und wird mittels eines Bildformatkodierers 78 auf das 4:3-Bildformat kodiert (beispielsweise in der gleichen Weise, wie es in Figur 6 gezeigt ist) und erfährt anschließend in einem Filter 79 horizontal eine Tiefpaßfilterung auf 750KHz, um ein Signal YTN zu erzeugen. Die Randteilbereiche werden vor ihrer zeitlichen Komprimierung auf 12SkHz tiefpaßgefiltert, was in oinem eingangsseitigen Tiefpaßfilter des Bildformatkodierers 78 erfolgt, das dem Eingangsfilter 610 der in Figur 6 dargestellten Einrichtung entspricht, jedoch eine Grenzfrequenz von 125kHz hat. Die Höhen der Rundteile werden unterdrückt. Somit ist das Signal YTN räumlich mit dem Hauptsignal C/Sl. korreliert.The luminance detail signal YT in Figure 1 a has a bandwidth of 7.18 MHz and is encoded by means of a picture format encoder 78 on the 4: 3 picture format (for example, in the same manner as shown in Figure 6) and then in a filter 79 horizontally low pass filtering 750KHz to produce a signal YTN. The edge portions are low-pass filtered prior to their time compression to 12SkHz, which occurs in an input low-pass filter of the picture format encoder 78, which corresponds to the input filter 610 of the device shown in Figure 6, but has a cut-off frequency of 125kHz. The heights of the round parts are suppressed. Thus, the signal YTN is spatially related to the main signal C / Sl. correlated.
Die Signale YTN und NTSCF werden mit HiKo von Digital-Analog-Wandlern (D/A) 63 und 54 aus der (binären) Digitalform in die Analogform umgewandelt, bevor sie an einen HF-Quadraturmodulator 57 geführt werden, um sie einem Fernseh-HF-Trägersignal aufzumodulieren. Das HF-modulierte Signal wird anschließend an einen Sender 55 gegeben, um es über eine Antenne 56 abzustrahlen.The YTN and NTSCF signals are converted from the (binary) digital form to the analog form with HiKo by digital-to-analog converters (D / A) 63 and 54 before being passed to an RF quadrature modulator 57 for transmission to a television RF Aufzumodulieren carrier signal. The RF-modulated signal is then applied to a transmitter 55 to radiate it via an antenna 56.
Der im Modulator 80 verwendete alternierende Hilfsträger ASC ist horizontalsynchronisiert, und die Frequenz ist so gewählt, daß eine ausreichende Trennung vor. Randteil- und Mittelteilinformation sichergestellt ist (z. B. 20 bis 3OdB), und daß sich keine wesentlichen Auswirkungen auf ein Bild ergeben, das mit einem NTSC-Standardempfänger wiedergegeben wird. Die ASC-Frequenz sollte vorzugsweise eine Zeilensprung-Frequenz mit einem ungeradzahligen Vielfachen der halben Horizontalzeilenfrequenz sei·), so daß keine Störungen verursacht werden, welche die Qualität eines wiedergegebenan Bildes beeinträchtigen könnten.The alternating subcarrier ASC used in the modulator 80 is horizontally synchronized, and the frequency is chosen to provide sufficient separation. Edge part and center part information (e.g., 20 to 3OdB), and that there is no significant effect on a picture rendered with a standard NTSC receiver. The ASC frequency should preferably be an interlaced frequency with an odd multiple of half the horizontal line frequency, so that no disturbances are caused which could affect the quality of a reproduced image.
Die auf diese Weise in der Einheit 80 durchgeführte Quadraturmodulation gestattet in vorteilha'ler Weise die gleichzeitige Übertragung zweier schmalbandiger Signale. Die zeitliche Dehnung und Modulation hochfrequenter Signale führt zu einer Verminderung der Bandbreite, entsprechend den Schmalband-Erfordernissen der Quadraturmodulation. Je mehr die Bandbreite vermindert es, desto weniger wahrscheinlich ist es, daß Störwirkungen zwischen Träger und Modulationssignalen auftreten. Außerdem wird die typischerweise mit hoher Energie auftretende Gleichstromkomponente der Randteilinformation in den Überabtastungsbereich gepreßt und nicht als Modulationssignal verwendet. Somit ist die Energie des Modulationssignals und deswegen die damit verbundene Störung sehr verringert.The quadrature modulation thus performed in the unit 80 advantageously permits the simultaneous transmission of two narrowband signals. The temporal stretching and modulation of high frequency signals results in a reduction in bandwidth, in accordance with the narrowband requirements of quadrature modulation. The more the bandwidth decreases, the less likely it is that interference between carrier and modulation signals will occur. In addition, the DC component of the edge portion information, which typically occurs with high energy, is forced into the oversampling area and not used as a modulation signal. Thus, the energy of the modulation signal and therefore the associated interference is very reduced.
Das kodierte und über die Antenne 56 abgestrahlte NTSC-kompatible Breitbildsignal soll sowohl von NTSC-Empfängern als auch von Breitbildempfängern empfangen werden können, wie es die Figur 13 zeigt. Nach der Figur 13 wird ein gesendetes kompatibles Breitbild-Fernsehsignal mit erweiterter Auflösung und im Zeilensprungformat mit einer Antenne 1310 aufgefangen und dem Antenneneingang eines NTSC-Empfängers 1312 zugeführt. Der Empfänger 1312 verarbeitet das kompatible Breitbildsign?) in normaler Weise, um ein Bild mit dem Seitenverhältnis 4:3 wiederzugeben, wobei die Randteilinformation des Breitbildes zum Teil (d.h. die „Tiefen") in die Horizontal-Überabtastungsbereiche außerhalb der Sicht dos Betrachters gepreßt sind und zum Teil (d. h. die „Höhen") in dem modulierten alternierenden Hilfsträgersignal enthalten sind, welches den Betrieb des Standardempfängers nicht stört. Das von der Antenne 1310 aufgefangene kompatible Breitbiidsignal erweiterter Auflösung (EDTV-Breitbildsignal) wird außerdem auf einen mit progressiver Abtastung arbeitenden Breitbildempfänger 1320 gegeben, der ein Bild mit einem großen Seitenverhältnis von z. B. 5:3 wiedergeben kann. Das empfangene Breitbildsignal erfährt eine erste Verarbeitung in einer Eingangseinheit 1322, die einen HF-Tuner und Verstärkerschaltungen, einen ein Basisband-Videosignal erzeugenden Synchron-Videomodulator (einen Quadraturdemodulator) und Analog-Digital-Wandler-Schaltunyen (A-D-Wand!er) enthält, um ein Basisband-Videosignal (NTSCF) in binärer Form zu erzeugen. Die A-D-Wandler-Schaltungen arbeiten mit einer Probenabtastfrequenz entsprechend dem Vierfachen der Farbhilfsträgerfrequenz (4x fsc).The encoded and transmitted via the antenna 56 NTSC-compatible widescreen signal is to be received by both NTSC receivers and widescreen receivers, as shown in FIG. Referring now to FIG. 13, a broadcast widescreen enhanced wide-screen television signal is intercepted with an antenna 1310 and fed to the antenna input of an NTSC receiver 1312. The receiver 1312 normally processes the compatible widescreen design?) To render a 4: 3 aspect ratio image, with the wide part edge information (ie, the "depths") being pressed into the horizontal oversampling areas out of sight of the observer and in part (ie, the "heights") are included in the modulated alternating subcarrier signal, which does not interfere with the operation of the standard receiver. The extended-width widescreen (EDTV) widescreen signal intercepted by the antenna 1310 is also applied to a progressive-scan wide-screen receiver 1320 which captures an image having a high aspect ratio of e.g. B. 5: 3 can play. The received widescreen signal undergoes first processing in an input unit 1322 including an RF tuner and amplifier circuits, a baseband video signal generating synchronous video modulator (quadrature demodulator), and analog-to-digital converter circuits (AD wall); to generate a baseband video signal (NTSCF) in binary form. The A / D converter circuits operate at a sample sampling frequency equal to four times the color subcarrier frequency (4x fsc).
Das Signal NTSCF wird einer Intraframe-Verarbeitungseinheit 1324 zugeführt, in weicher in einem Frequenzbereich oberhalb 1,7 MHz Bildzeilen verarbeitet werden, die jeweils innerhalb eines betreffenden Vollbildes um 262 Horizontalzeilenperioden (262 H) auseinanderliegen, um so das Hauptsignal N und das quadraturmodulierte Zusatzsignal M praktisch frei von vertikalem und zeitlichem Übersprechen (V-T-Übersprechen) wiederzugewinnen. Zwischen der bei 1,7MHz liegenden unteren Grenze der Betriebsfrequenz der Einheit 1324 und der bei 1,5 MHz liegenden unteren Grenze der Betriebsfrequenz der Einheit 38 im Kodierer der Figur 1 a befindet sich ein 20OkHz breites Sicherheitsband gegen horizontales Übersprechen. Das wiedergewonnene Signal N enthält Informationen, die mit der Bildinformation des Hauptsignals C/SL irn wesentlichen sichtbar identisch sind, und zwar wegen der guten Korrelation der sichtbaren Informationen innerhalb eines Vollbildes des Original-Hauptsignals C/SL, das die Intraframe-Mittelung im Kodierer nach Figur 1 a erfahren hat.The signal NTSCF is supplied to an intraframe processing unit 1324 in which image lines are processed in a frequency range above 1.7 MHz, each being spaced apart by 262 horizontal line periods (262 H) within a respective frame, so that the main signal N and the quadrature modulated additional signal M virtually free of vertical and temporal crosstalk (VT crosstalk). Between the lying at 1.7 MHz lower limit of the operating frequency of the unit 1324 and lying at 1.5 MHz lower limit of the operating frequency of the unit 38 in the encoder of Figure 1a is a 20OkHz wide security band against horizontal crosstalk. The recovered signal N contains information which is substantially visually identical with the image information of the main signal C / SL, because of the good correlation of the visual information within a frame of the original main signal C / SL, which detects the intraframe averaging in the encoder Figure 1 has experienced a.
Das Signal M wird auf eine Quadraturdemodulator- und Amplitudendehnungseinheit 1326 gegeben, um die Zusatzsignale X und Z mit Hilfe eines alternierenden Hilfsträger ASC zu demodulieren, dessen Phase von Halbbild zu Halbbild wechselt, ähnlich wie bei dem in Verbindung mit Figur 1 a beschriebenen Hilfsträgersignal ASC. Die domodulierten Signale X und Z enthalten Information, die sichtbar im wesentlichen identisch mit der Bildinformation des Signals ESH bzw. des Ausgangssignals der Einheit 74 in Figur 1 a ist, und zwar infolge der Korrelation der gut sichtbaren Informationen innerhalb jeweils eines Vollbildes in diesen Signalen, die eine Intraframe-Mittelung im Kodierer der Figur 1 a erfahren haben. Die Einheit 1326 enthält außerdem ein 1,5-MHz-Tiefpaßfilter, um unerwünschte hochfrequente Demodulationsprodukte der zweifachen Frequenz des alternierenden Hilfsträgers zu entfernen, und eine Amplitudendehnungsschaitung, um die (zuvor komprimierten) demodulierten Signale unter Verwendung einer inversen Gammafunktion zu dehnen, die das Inverse der von der Einheit 80 in Figur 1 a benutzten nichtlinearen Kompressionsfunktion ist (also einen Gammawert von 1 /0,7 = 1,429 hat). Eine Einheit 1328 bewirkt eine zeitliche Komprimierung der farbcodierten hochfrequenten Anteile der Randteilinformationen, so daß sie wieder ihre ursprünglichen Zeitschlitze belegen, wodurch das Signal NTSCH wiedererhalten wird. Die Einheit 1328 komprimiert das Signal NTSCH zeitlich um das gleiche Maß, um welches die Einheit 62 in Figur 1 a das Signal NTSCH zeitlich gedehnt hat. Ein Kodierer 1330 dekodiert das die horizontal-hochfrequenten Anteile der Luminanz (Y-Höhen) enthaltende Signal Z in dasThe signal M is applied to a quadrature demodulator and amplitude dilation unit 1326 to demodulate the additional signals X and Z by means of an alternating subcarrier ASC whose phase changes from field to field, similar to the subcarrier signal ASC described in connection with Figure 1a. The domodulated signals X and Z contain information which is visually substantially identical to the image information of the signal ESH or the output signal of the unit 74 in Figure 1a, due to the correlation of the highly visible information within each one frame in these signals, which have undergone an intraframe averaging in the encoder of Figure 1 a. The unit 1326 also includes a 1.5 MHz low pass filter to remove unwanted high frequency dual frequency demodulating products of the alternating subcarrier, and an amplitude stretch circuit to stretch the (previously compressed) demodulated signals using an inverse gamma function, which is the inverse is the non-linear compression function used by the unit 80 in Figure 1 (ie has a gamma value of 1 / 0.7 = 1.429). A unit 1328 effects time compression of the color coded high frequency components of the edge portion information so that they again occupy their original time slots, thereby recovering the signal NTSCH. The unit 1328 compresses the signal NTSCH temporally by the same amount by which the unit 62 in FIG. 1a has temporally expanded the signal NTSCH. An encoder 1330 decodes the signal Z containing the horizontal-high frequency components of the luminance (Y-height) into the
Breitbildformat, und zwar durch zeitliche Dehnung dieses Signals um das gleiche Maß, wie die zeitliche Komprimierung der entsprechenden Komponente im Kodierer der Figur 1 a erfolgte und in Figur 17 unter Verwendung der darin beschriebenen Abbildungsverfahren angegeben ist.Widescreen format, by temporally extending this signal by the same amount as the time compression of the corresponding component in the encoder of Figure 1a was and is indicated in Figure 17 using the imaging method described therein.
Ein Modulator 1332 gibt das Signal vom Dekodierer 1330 mittels Amplitudenmodulation auf einen 5,0-MHz-Träger fc. Das amplitudenmodulierte Signal wird anschließend in einem Filter 1334 mit einer Grenzfrequenz von 5,0 MHz hochpaßgefiltert, um das untere Seitenband zu unterdrücken. Im Ausgangssignal des Filters 1334 sind die Frequenzen der Mittelteilinformation von 5,0 bis 6,0MHz und die Frequenzen der Randteilinformation von 5,0 bis 6,0 MHz wiedergewonnen. Das vom Filter 1334 gelieferte Signal wird an eine Additionsstufe 1336 gegeben.A modulator 1332 outputs the signal from the decoder 1330 by means of amplitude modulation to a 5.0 MHz carrier f c . The amplitude modulated signal is then high pass filtered in a filter 1334 with a cut-off frequency of 5.0 MHz to suppress the lower sideband. In the output signal of the filter 1334, the frequencies of the center part information of 5.0 to 6.0 MHz and the frequencies of the edge part information of 5.0 to 6.0 MHz are recovered. The signal provided by the filter 1334 is given to an adder 1336.
Dac Signal NTSCH von der Komprimierungseinrichtung 1328 wird einer Einheit 1340 zugeführt, um die Luminanz-Höhen von den Chrominanz-Höhen zu trennen und Signale YH, IH und QH iu erzeugen. Dies kann mit Hilfe der in Figur 18 gezeigten Anordnung erfolgen.The Dac signal NTSCH from the compressor 1328 is applied to a unit 1340 to separate the luminance levels from the chrominance levels and generate signals YH, IH, and QH iu. This can be done by means of the arrangement shown in FIG.
Das Signal N von der Einheit 1324 wird in einer Luminanz/Chrominanz-Trenneinrichtung 1342 in seine Luminanz- und Chrominanz-Komponenten YN, IN und QN getrennt. Die Trenneinrichtung 1342 kann ähnlich der Trenneinrichtung 1340 ausgebildet sein und eine Anordnung des in Figur 18 gezeigten Typs verwenden.The signal N from the unit 1324 is separated into its luminance and chrominance components YN, IN and QN in a luminance / chrominance separator 1342. The separator 1342 may be similar to the separator 1340 and use an arrangement of the type shown in FIG.
Die Signale YH, IH, QH und YN, IN, QN werden an die Eingänge eines Y-I-Q-Bildformatdekodierers 1344 gegeben, der die Luminanz- und Chrominanzkomponenten in das Breitbildformat dekodiert. Die Randteil-Tiefen werden zeitlich gedehnt, die Mittelteilinformation wird zeitlich komprimiert, die Randteil-Höhen werden mit den Randteil-Tiefen addiert, und die Randteile werden unter Bildung des zehn Bildelemente breiten Überlappungsbereichs mit dem Mittelteil zusammengefügt, und zwar unter Anwendung der in Figur 14 veranschaulichten Prinzipien. Einzelheiten des Dokodierers 1344 sind in Figur 19 dargestellt.The signals YH, IH, QH and YN, IN, QN are applied to the inputs of a Y-I-Q picture format decoder 1344, which decodes the luminance and chrominance components into the wide format. The edge part depths are time stretched, the center part information is time compressed, the edge part heights are added to the edge part depths, and the edge parts are joined to the middle part to form the ten pixel wide overlap area, using the method shown in FIG illustrated principles. Details of the decoder 1344 are shown in FIG.
Das Signal YF' wird an die Additionsstufe 1336 geführt, dort wird es mit dem vom Filter 1334 kommenden Signal summiert.The signal YF 'is fed to the adder 1336, where it is summed with the signal coming from the filter 1334.
Durch diesen Vorgang wird wiedergewonnene Information mit erweiterten hochfrequenten Horizontaldetails der Luminanz mit dem dekodierten Luminanzsignal YF' addiert.Through this process, retrieved information with extended high frequency horizontal luminance details is added to the decoded luminance signal YF '.
Die Signale YF', IF' und QF' werden mit Hilfe von Bildraster-Wandlern 1350,1352 bzw. 1354 aus dem Zeilensprung-Abtastformat in das Format progressiver Abtastung umgewandelt. Der Bildraster-Wandler 1350 für die Luminanz spricht außerdem auf das „Helfer"-Luminanzsignal YT aus dem Bildformat-Dekodieror 1360 an, der das dekodierte „Helforsignal" YTN dekodiert. Der Kodiorer 1360 dekodiert das Signal YTN in das Breitbildformat und weist einen Aufbau auf, der dem in Figur 17 gezeigten Aufbau ähnlich ist.The YF ', IF' and QF 'signals are converted to progressive scan format using framing converters 1350, 1352 and 1354, respectively, in the interlaced scanning format. The luminance image-to-noise converter 1350 also responds to the "helper" luminance signal YT from the image format decoder 1360, which decodes the decoded "helper signal" YTN. The coder 1360 decodes the signal YTN into the widescreen format and has a structure similar to the structure shown in FIG.
Die Bildraster-Wandler 1352 und 1354 für die I- bzw. Q-Komponente bringen die Zeilensprungsignale in das Format progressiver Abtastung, indem sie das zeitliche Mittel von Zeilen bilden, die um ein Vollbild auseinanderliegen, um so die Information für die jeweils fehlende Zeile der progressiven Abtastung zu erhalten; dies kann mit Hilfe einer Einrichtung des i.i Figur 20 gezeigten Typs geschehen.The I and Q component image-to-noise converters 1352 and 1354, respectively, place the interlaced signals in the progressive scan format by forming the time average of lines that are one frame apart so as to provide the information for the respective missing line to get progressive sampling; this can be done by means of a device of the type shown in FIG.
Der Bildraster-Wandler 1350 für die Luminanz gleicht der in Figur 20 dargestellten Anordnung, nur daß uas Signal YT addiert wird, v/ie es bei der Anordnung nach Figur 21 gezeigt ist. In dieser Einheit wird ein Abtastmuster des „Helfersignals" YT zu einem zeitlichen Mittelwert addiert, um zur Rekonstruktion eines fehlenden Bildelementes der progressiven Abtastung beizutragen. Die vollständigen Zeitdetails werden innerhalb des Bandes der Horizontalfrequenzen wiedergewonnen, das im kodierten Zeilendifferenzsignal (7GOKHz, nach der Kodierung) enthalten ist. Oberhalb dieses Bandes der Horizontalfrequenzen ist das Signal YT gleich Null, so daß das fehlende Bildelement durch zeitliche Mittelung rekonstruiert wird.The luma image-to-noise converter 1350 is similar to the arrangement shown in FIG. 20, except that the signal YT is added as shown in the arrangement of FIG. In this unit, a sample of the "helper" signal YT is added to a time average to help reconstruct a missing progressive scan pixel. The complete time details are recovered within the band of horizontal frequencies recorded in the encoded row differential signal (7GOKHz, after encoding). Above this band of horizontal frequencies, the signal YT is equal to zero, so that the missing picture element is reconstructed by time averaging.
Die nun im Format progressiver Abtastung vorliegenden Breitbildsignale YF, IF und QF werden mittels eines Digital-Analog-Wandlers 1362 in die Analogform gebracht, bevor sie einer Videosignalprozessor- und Matrixverstärker-Einheit 1364 zugeführt werden. Der Videosignalprozessor in der Einheit 1364 enthält Schaltungen zur Signal verstärkung, zur Verschiebung des Gleichstrompegels, zur Spitzenwbrtbildung, Helligkeitsregelung, Kontrastregelung und anderer üblicher Videosignalbehandlungen. Der Matrixverstärker 1364 kombiniert das Luminanzsignal YF mit den Farbdifferenzsignalen IF und QF, um die Videofarbsignale R, G und B zu erzeugen. Diese Farbsignale werden in der Einheit 1364 durch Treibervei stärker auf einen Pegel verstärkt, der sich zur direkten Ansteuerung einer farbtüchtigen Breitbild-Wiedergabeeinrichtung wie z.B. einer Breitschirm-Bildröhre, eignet.The widescreen signals YF, IF and QF, now in the progressive scan format, are converted to the analog form by a digital-to-analog converter 1362 before being fed to a video signal processor and matrix amplifier unit 1364. The video signal processor in unit 1364 includes signal amplification circuitry, DC level shifting, peaking, brightness control, contrast control, and other conventional video signal processing. The matrix amplifier 1364 combines the luminance signal YF with the color difference signals IF and QF to produce the video color signals R, G and B. These color signals are amplified in the unit 1364 by drivers to a level more suitable for directly driving a wide-format color-capable display device, such as a video recorder. a widescreen picture tube, is suitable.
Die Figur 6 zeigt eine in der Verarbeitungseinheit 18 dar Figur 1 a enthaltene Anordnung zur Entwicklung der Signale YE, YO und YH aus dem breitbandigen Breitbildsignal YF. Das Signal YF" erfährt eine Hcrizontal-Tiefpaßfilterung in einem Eingangsfilter 610 mit einer Genfrequenz von 7COKHz, um das aus niedrigfrequenten Luminanzanteilen bestehende Signal YL zu erzeugen, das an einen Eingang einer subtraktiven Kombinationsschaltung 612 geführt wird. Das Signal YF" wird dem anderen Eingang der Kombinationsschalturig 612 und einer Zeit-Demultiplexschaltung 616 zugeführt, nachdem es in einer Einheit 614 verzögert wurde, um die durch Verarbeitung im FiUe. 610 hervorgerufene Signalverzögerung auszugleichen. Die Kombination des verzögerten Signals YF" und des gefilterten Signals YL liefe."» das die hochfrequenten Luminanzanteile enthaltende Signa! YH am Ausgang der Kombinationsschaltung 612.FIG. 6 shows an arrangement contained in the processing unit 18 of FIG. 1 a for developing the signals YE, YO and YH from the wide-band widescreen signal YF. The signal YF "undergoes high-pass low-pass filtering in an input filter 610 having a gene frequency of 7COKHz to produce the low-frequency luminance component signal YL, which is fed to one input of a subtractive combining circuit 612. The signal YF" is applied to the other input of the Combination circuit 612 and a time-demultiplexing circuit 616, after having been delayed in a unit 614 to the by processing in Fiue. 610 caused signal delay to compensate. The combination of the delayed signal YF "and the filtered signal YL would be" "the signal containing the high-frequency luminance components! YH at the output of combination circuit 612.
Das verzögerte Signal YF" und die Signale YH und YL werden getrennten Eingängen der Demultiplexeinrichtung 616 zugeführt, die einzelne Demultiplexer-Einheiten (abgekürzt DEMUX) 618,620 und 621 enthält, um die Signale YF", YH und YL zu verarbeiten. Die Einzelheiten der Demultiplexeiniichtung 616 werden in Verbindung mit Figur 8 erläutert. Die Demultiploxer-Einheiten 618,620 bzw. 621 liefern das über die volle Bandbreite gehende Mittelteilsignal YC, das Randteil-Höhensignal YH und das Randteil-Tiefensignal YL', wie sie in den Figuren 3 und 4 dargestellt sind.The delayed signal YF "and the signals YH and YL are supplied to separate inputs of the demultiplexer 616, which includes individual demultiplexer units (abbreviated to DEMUX) 618, 620 and 621 to process the signals YF", YH and YL. The details of the demultiplexing device 616 will be explained in connection with FIG. The demultiplexer units 618, 620 and 621, respectively, provide the full-bandwidth center sub-signal YC, the margin sub-signal YH and the margin sub-signal YL 'as shown in Figures 3 and 4.
Das Signal YC wird in einem Zeitdehner 622 zeitlich gedehnt, um das Signal YE zu erzeugen. Diese Dehnung erfolgt mit einem Mittelteil-Dehnungsfaktor, der so bemessen ist, daß noch Raum für die linken und rechten Horizontal-Überabtastungsbereiche bleibt. Dieser Mittelteil-Dehnungsfaktor (1,19) ist das Verhältnis der gewünschten Breite des Signals YE (Bildelemenie 15 bis 740 zur Breite des Signals YC (Bildelemente 75 bis C80), wie in Figur 3 gezeigt.The signal YC is time stretched in a time expander 622 to produce the signal YE. This stretching is done with a center stretch factor that is sized to leave room for the left and right horizontal oversampling areas. This center-portion expansion factor (1.19) is the ratio of the desired width of the signal YE (image elements 15 to 740 to the width of the signal YC (pixels 75 to C80) as shown in FIG.
Das Signal YL' wird in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 628 um einen Rand-Komprimierungsfaktor zeitlich komprimiert, um das Signal YO zu erzeugen. Der Rand-Komprimierungsfaktor (6,0) ist das Verhältnis der Breite des entsprechenden Teils des Signals YL' (z. B. die linken Bildelemente 1 bis 84) zur gewünschten Breite des Signals YO (z. B. die linken Bildelemente 1 bis 14), wie in Figur 3 gezeigt. Die Zeitdehnungseinrichtungen 622,624 und 626 und die Zeitkompriinierungseinrichtungen 628 können von einem Typ sein, wie er in Figur 12 gezeigt und weiter unten beschrieben wird.The signal YL 'is time compressed in a time compressor 628 by an edge compression factor to produce the signal YO. The edge compression factor (6.0) is the ratio of the width of the corresponding part of the signal YL '(eg, the left picture elements 1 to 84) to the desired width of the signal Y0 (eg, the left picture elements 1 to 14) ), as shown in FIG. The time stretchers 622, 624 and 626 and the time compressors 628 may be of a type as shown in FIG. 12 and described below.
Die Signale IE, IH, IO und QE, QH, QO werden aus den Signalen IF" und QF" in einer ähnlichen Weise entwickelt wie dieThe signals IE, IH, IO and QE, QH, QO are developed from the signals IF "and QF" in a similar manner as the
Signale YE, YH und YO mit Hilfe der Einrichtung nach Figur 6. Hierzu sei die Figur 7 betrachtet, die eine Einrichtung zur Erzeugung der Signale IE, IH und IO aus dem Signal IF" zeigt. Die Entwicklung der Signale QE, QH und QO aus dem Signal QF" erfolgt in ähnlicherWeise.Signals YE, YH and YO with the aid of the device according to Fig. 6. Considering Fig. 7, which shows a device for generating the signals IE, IH and IO from the signal IF ", the development of the signals QE, QH and QO the signal QF "occurs in a similar way.
Nach der Figur 7 wird das breitbandige Breitbildsignal IF" nach Verzögerung in einer Einheit 714 auf eine Demultiplexschaltung 716 gegeben und außerdem in einer subtraktiven Kombinationsschaltung 712 substraktiv mit einem niedrigfrequenten Signal IL aus einem Tiefpaßfilter 710 kombiniert, um das hochfrequente Signal IKzu erzeugen. Das verzögerte Signal IF" und die Signale IH ui. IIL werden durch Demultiplexer 718,720 und 721 in der Demulitplexschaltung 716 jeweils so dekodiert, daß die Signale IC, IH und IL' erhalten werden. Das Signal IC wird in einer Zeitdehnungseinrichtung 722 zeitlich gedehnt, um das Signal IE zu erzeugen, und das Signal IL' wird in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 728 zeitlich komprimiert, um das Signal IO zu erzeugen. Die Dehnung des Signals IC erfolgt mit einem ähnlichen Mittelteil-Dehnungsfaktor wie die beschriebene Dehnung des Signals YC, und die Komprimierung des Signals IL' erfolgt mit einem ahnlichen Randteil-Komprimierungsfaktor wie die beschriebene Komprimierung des Signals YL'.Referring to Fig. 7, wideband wideband signal IF "is applied to demultiplexing circuit 716 after delay in unit 714 and also subtractively combined in subtractive combining circuit 712 with low frequency signal IL from low pass filter 710 to produce high frequency signal IK IF "and the signals IH ui. IIL are respectively decoded by demultiplexers 718, 720 and 721 in the demultiplex circuit 716 so as to obtain the signals IC, IH and IL '. The signal IC is time-expanded in a time-stretching means 722 to generate the signal IE, and the signal IL 'is time-compressed in a time compressor 728 to produce the signal IO. The stretching of the signal IC takes place with a similar mean stretch factor as the described stretch of the signal YC, and the compression of the signal IL 'is done with a similar edge part compression factor as the described compression of the signal YL'.
Die Figur 8 zeigt eine Demultiplexschaltung 816, wie sie für die Schaltung 616 in Figur 6 und die Schaltung 716 in Figur 7 verwendet werden kann. Die Figur 8 zeigt die Schaltung in ihrer Anwendung als Demultiplexerschaltung 616 nach Figur 6. Das Eingangssignal YF" enthält 754 Bildelemente, welche die Bildinformation definieren. Die Bildelemente 1 bis 84 definieren den linken Randteil, die Bildelemente 671 bis 754 definieren den rechten Randteil, und die Bildelemente 75 bis 680 definieren den Mittelteil, welcher die linken und rechten Randteile etwas überlappt. Die Signale IF" und QF" zeigen eine ähnliche Überlappung. Wie noch beschrieben wird, wird es durch eine solche Bereichsüberlappung möglich, den Mittelteil und die Randteile im Empfänger so zusammenzufügen, daß Artefakte an den Bereichsgrenzen praktisch eliminiert werden. Die Demultiplexschaltung 816 enthält eine erste, eine zweite und eine dritte Demultiplexer-Einheit (DEMUX) 810 bzw. 812 bzw. 814 für die Information des linken Randteils bzw. des Mittelteils bzw. des rechten Randteils. Jede Demultiplexer-Einheit hat einen Eingang „A", an welchen das Signal YH bzw. YF" bzw. YL gelegt wird, und einen Eingang „B" zum Anlegen eines Austastsignals (BLK). Das Austastsignal kann z.B. ein Logikwert 0 bzw. Massepotential sein. Die Einheit 810 extrahiert das Ausgangssignal YH, das die Höhen des linken und des rechten Randteils enthält, aus dem Eingangssignal YH, solange der Wähleingang SEL von einem Zählwertvergleicher 817 ein erstes Steuersignal empfängt, welches die Anwesenheit der Bildelemente 1 bis 84 des linken Randteils und der Bildelemente 671 bis 754 des rechten Randteils anzeigt. Zu anderen Zeiten bewirkt ein zweites Steuersignal vom Zählwertvergleicher 817, daß anstelle des Signals YH vom Eingang A das Austastsignal BLK vom Eingang B an den Ausgang der Einheit 810 gekoppelt wird. Die Einheit 814 und ein Zählwertvergleicher 820 arbeiten in ähnlicher Weise, um das Randteil-Tiefensignal YL' aus dem Signal YL abzuleiten. Die Einheit 812 koppelt das Signal YF" von ihrem Eingang A an ihren Ausgang zur Erzeugung des Mittelteilsignals YC nur dann, wenn ein Steuersignal von einem Zählwertvergleicher 818 die Anwesenheit der Mittelteil-Bildelemente 75 bis 680 anzeigt Die Zählwertvergleicher 817,818 und 820 werden mit dem Video' d, al YF" durch ein Impulssignal vom Ausgang eines Zählers 822 synchronisiert, der auf ein Taktsignal mit dem vierfachen der Farbhilfsträcjerfrequenz (4x fsc) und auf ein Horizontalzeilen-Synchronsignal H anspricht, abgeleitet aus dem Videosignal YF". Jeder Ausgangsimpuls des Zählers 822 entspricht einer Bildelementposition längs einer Horizontalzeile. Der Zähler 822 hat einen Anfangsversatz, indem er mit dem Zählwert-100 beginnt, entsprechend den 100 Bildelementen vom Beginn des negativ gerichteten Horizontalsynchronimpulses zum Zeitpunkt THs bis zum Ende des Horizontalaustastintervalls, bei welchem das Bildelement 1 am Anfang des Horizontalzeilen-Wiedergabeintervalls erscheint. Somit steht der Zähler 822 am Anfang des Zeilenwiedergabeintervalls auf dem Zählwert „1". Es können auch andere Zähleranordnungen entwinkelt werden. Die von der Demultiplexschaltung 816 angewandten Prinzipien können auch bei Multiplexschaltungen für die Durchführung eines in umgekehrter Richtung laufenden Signalkombinierungsvorgangs verwendet werden, wie er z. B. in der Randteil-Mittelteil-Kombinationsschaltung 28 nach Figur 1a abläuft.FIG. 8 shows a demultiplexing circuit 816 which can be used for the circuit 616 in FIG. 6 and the circuit 716 in FIG. Figure 8 shows the circuit in its application as the demultiplexer circuit 616 of Figure 6. The input signal YF "contains 754 picture elements which define the picture information The picture elements 1 to 84 define the left edge part, the picture elements 671 to 754 define the right edge part, and the pixels 75 to 680 define the central portion which slightly overlaps the left and right edge portions, and the signals IF "and QF" show a similar overlap As will be described, such an area overlap will allow the center portion and edge portions in the receiver The demultiplexing circuit 816 includes first, second and third demultiplexing units (DEMUX) 810, 812 and 814, respectively, for the information of the left edge portion and the center portion, respectively Each demultiplexer unit has an input "A" to which the signal YH or YF "and YL, respectively, and an input" B "for applying a blanking signal (BLK). The blanking signal can be, for example, a logic value 0 or ground potential. The unit 810 extracts the output signal YH including the heights of the left and right edge portions from the input signal YH, as long as the select input SEL from a count comparator 817 receives a first control signal indicating the presence of the left edge portion pixels 1 to 84 and the output Display pixels 671 to 754 of the right edge portion. At other times, a second control signal from count comparator 817 causes the blanking signal BLK from input B to be coupled to the output of unit 810 instead of signal YH from input A. The unit 814 and a count comparator 820 similarly operate to derive the edge portion depth signal YL 'from the signal YL. The unit 812 couples the signal YF "from its input A to its output to produce the midsection signal YC only when a control signal from a count comparator 818 indicates the presence of the mid-section pixels 75-680. The count comparators 817, 818 and 820 are shown with the video '. d , al YF "is synchronized by a pulse signal from the output of a counter 822 responsive to a clock signal of four times the color subcarrier frequency (4x fsc) and a horizontal line sync signal H derived from the video signal YF" The counter 822 has an initial offset by starting with the count-100 corresponding to the 100 pixels from the beginning of the negative-going horizontal sync pulse at time T H s to the end of the horizontal blanking interval at which the picture element 1 is at the beginning of the horizontal line playback interval Thus, the counter 822 is at the count of "1" at the beginning of the line rendering interval. Other meter arrangements can also be tapped. The principles employed by the demultiplexing circuit 816 may also be used in multiplexing circuits for performing a reverse signal combining operation, as described, for example, in US Pat. B. runs in the edge part-central part combination circuit 28 of Figure 1a.
Die Figur 9 zeigt Einzelheiten des Modulators 30 in den Kodierern 31 und 60 der Figur 1 a. Nach der Figur 9 werden Signale IN und ON, die mit dem Vierfachen der Chrominanzträgerfrequenz (4x fsc) erscheinen, jewt ils an den Signaleingang eines zugeordneten Zwischenspeichers (Latch-Schaltung) 910 bzw. 912 gelegt. Die Latch-Schaltungen 910 und 912 empfangen außerdem Taktsignale der Frequenz 4x fsc, um die Signale 2x fsc, das einem invertierenden Schaltsignaleingang der Latch-Schaltung 910 und einem nicht-invertierenden Schaltsignaleingang der Latch-Schaltung 912 zugeführt wird. Die Signalausgänge der Latch-Schaltungen 910 und 912 sind zu einer einzigen Ausgangsleitung vereinigt, auf der die Signale I und Q abwechselnd erscheinen und zu den Signaleingängen einer nichtinvertierenden Latch-Schaltung 914 und einer invertierenden Latch-Schaltung 916 gelangen. Diese Latch-Schaltungen werden mit der Frequenz 4χ fsc taktgesteuert, und jede von ihnen empfängt ein Schaltsignal der Chrominanzträgerfrequenz fsc, die erste an einem invertierenden und die zweite an einem nichtinvertierenden Eingang. Die nichtinvertierende Latch-Schaltung 914 liefert an ihrem Ausgang in abwechselnder Folge Signale I und Q positiver Polarität, und die invertierende Latch-Schaltung 916 liefert an ihrem Ausgang in abwechselnder Folge Signale I und Q negativer Polarität, also Signale -1,-Q. Die Ausgänge der Latch-Schaltungen 914 und 916 sind zu einer einzigen Ausgangsleitung zusammengefaßt, auf der die Signale I und Q in abwechselnder Folge und jeweils paarweise zwischen entgegengesetzten Polaritäten wechselnd erscheinen, also in der Folge I, Q, -I, -Q,... usw., um so das Signal CN zu bilden. Dieses Signal wird im Filter 32 gefiltert, bevor es in der Einheit 36 mit einer gefilterten Version des Luminanzsignals YN kombiniort wird, um das codierte NTSC-Signal C/SLzu erzeugen inderFormY + I,Y + Q,Y - I, Y - Q1Y + I1Y + Q,.,.usw.Die Figur 10 zeigt ein Filter für Vertikale-zeitliche Filterung (vertikal-zeitliches Filter oder abgekürzt V-T-Filter), das durch Einstellung von Gewichtskoeffizienten a 1 bis a9 zu einem V-T-Bandpaßfilter, einem V-T-Bandsperrfilter oder einem V-T-Tiefpaßfilter gemacht werden kann. Die Tabelle in Figur 10a zeigt die Gewichtskoeffizienten für eine V-T-Bcndpaßfilterung und eine V-T-Bandsperrfilterung, wie sie in dem hier offenbarten System verwendet werden. Ein H-V-T-Bandsperrfilter, beispielsweise ein Filter 34 der Figur 19, und H-V-T-Bandpaßfilter, die beispielsweise in dem Dekodiersystem der Figur 13 enthalten sind, umfassen jeweils die Kombination eines Horizontal-Tiefpaßfilters 1020 und eines V-T-Bandsperrfilters 1021, wie in Figur 10b gezeigt ist, und die Kombination eines Horizontal-Bandpaßfilters 1030 und eines V-T-Bandpaßfilters 1031, wie es in Figur 10c gezeigt ist. Im H-V-T-Bandsperrfilter nach Figur 10b hat das Horizonlal-Tiefpaßfilter 1020 eine gegebene Grenzfrequenz und liefert eine gefilterte niedrigfrequente Signalkomponente. Dieses Signal wird in einer Kombinationsschaltung 1023 subtraktiv mit einer verzögerten Version des Eingangssignals aus einer Verzögerungseinheit 1022 kombiniert, um eine hochfrequente Signalkomponente zu erzeugen. Die niedrigfrequente Komponente wird mittels eines Netzwerkes 1024 um eine VoüoildpcriodeFIG. 9 shows details of the modulator 30 in the encoders 31 and 60 of FIG. 1a. According to FIG. 9, signals IN and ON, which appear at four times the chrominance carrier frequency (4x fsc), are respectively applied to the signal input of an assigned latch (latch circuit) 910 and 912, respectively. The latches 910 and 912 also receive clock signals of frequency 4x fsc to supply the signals 2xfsc supplied to an inverting switching signal input of the latch circuit 910 and a non-inverting switching signal input of the latch circuit 912. *** " The signal outputs of the latch circuits 910 and 912 are combined into a single output line on which the signals I and Q appear alternately and go to the signal inputs of a non-inverting latch 914 and an inverting latch 916. These latches are clocked at frequency 4χfsc and each of them receives a chrominance carrier frequency switching signal fsc, the first at an inverting input and the second at a non-inverting input. The non-inverting latch 914 provides at its output in alternating sequence signals I and Q of positive polarity, and the inverting latch 916 provides at its output in an alternating sequence signals I and Q of negative polarity, that is signals -1, -Q. The outputs of the latch circuits 914 and 916 are combined into a single output line on which the signals I and Q appear alternately and in pairs alternating between opposite polarities, that is, in sequence I, Q, -I, -Q ,. .. etc., so as to form the signal CN. This signal is filtered in the filter 32 before being combined in unit 36 with a filtered version of the luminance signal YN to produce the encoded NTSC signal C / SL in the form Y + I, Y + Q, Y - I, Y - Q 1 Y + I Y + Q 1,.., etc. the figure 10 shows a filter for vertical-temporal filtering (vertical-temporal filter or abbreviated VT) filter which by setting weight coefficients a 1 to a9 to a VT bandpass filter , a VT notch filter or a VT low pass filter. The table in Figure 10a shows the weight coefficients for VT boundary pass filtering and VT bandstop filtering as used in the system disclosed herein. An HVT notch filter, such as a filter 34 of Figure 19, and HVT bandpass filters included in the decoding system of Figure 13, for example, each comprise the combination of a horizontal lowpass filter 1020 and a VT bandstop filter 1021 as shown in Figure 10b and the combination of a horizontal bandpass filter 1030 and a VT bandpass filter 1031 as shown in Figure 10c. In the HVT bandstop filter of Figure 10b, the horizontal low pass filter 1020 has a given cutoff frequency and provides a filtered low frequency signal component. This signal is subtractively combined in a combining circuit 1023 with a delayed version of the input signal from a delay unit 1022 to produce a high frequency signal component. The low-frequency component is by means of a network 1024 by a Voüoildpcriode
verzögert, bevor sie an eine additive Kombinationsschaltung 1025 gelegt wird, um ein Ausgangssignal zu liefern, das eine H-V-T-Bandsperrfilterung erfahren hat. Das V-T-Filter 1021 hat die in Figur 10a für das V-T-Bandsperrfilter angegebenen Gewichtskoeffizienten. Ein H-V-T-Bandpaßfilter, wie es z. B. im Kodierer der Figur 13 enthalten ist, besteht nach der Figur 10c aus einem Horizontal-Bandpaßfilter 1030 mit einer gegebenen Grenzfrequenz in Kaskade mit einem V-T-Bandpaßfilter 1031, das die in derTabelle der Figur 10a für V-T-Bandpaßfilter angegebenen Gewichtskoeffizienten aufweist.delayed before being applied to an additive combining circuit 1025 to provide an output signal which has undergone H-V-T band-stop filtering. The V-T filter 1021 has the weight coefficient indicated in Figure 10a for the V-T band-stop filter. An H-V-T bandpass filter, as it is z. 13, there is shown in FIG. 10c a horizontal bandpass filter 1030 having a given cut-off frequency in cascade with a V-T bandpass filter 1031 having the weight coefficients indicated in the V-T bandpass filter table of FIG.
Das Filter der Figur 10 enthält eine Vielzahl kaskadengeschalteter Speichereinheiten (M) 1010 a bis 1010h, um an einzelnen Anzapfungen 11 bis 19 fortschreitend Signalverzögerungen zu erhalten und eine Filter-Gesamtverzögerung zu liefern. Die an den Anzapfungen abgenommenen Signale werden jeweils einem Eingang zugeordneter Multiplizierschaltungen 1012a bis 1012 i zugeführt. Ein weiterer Eingang jeder Multiplizierschaltung empfängt ein vorgeschriebenes Gewichtungssignal a 1 bis a9, je nach der Natur des durchzuführenden Filterungsvorgangs. Die Natur des Filterungsvorgangs schreibt auch die Verzögerungen vor, die von den Speichereinheiten 1010a bis 1010h eingeführt werden.The filter of Fig. 10 includes a plurality of cascaded memory units (M) 1010a to 1010h for progressively receiving signal delays at individual taps 11 to 19 to provide a total filter delay. The signals taken at the taps are respectively supplied to an input of associated multiplier circuits 1012a to 1012i. Another input of each multiplying circuit receives a prescribed weighting signal a 1 to a9, depending on the nature of the filtering operation to be performed. The nature of the filtering process also dictates the delays introduced by the storage units 1010a-1010h.
Filter für die Horizontale Dimension enthalten Bildelement-Speicherelemente, so daß die Filter-Gesamtverzögerung kürzer ist als eine Horizontalzeilenperiode (1 H). Filter für die vertikale Dimension enthalten ausschließlich Zeilen-Speicherelemente, und Filter für die zeitliche Dimension enthalten ausschließlich Vollbild-Speicherelemente. Somit besteht ein dreidimensionales H-V-T-Filter aus einer Kombination von Bildelement-Speicherelementen (< 1 H), Zeilen-Speicherelementen (1 H) und Vollbild-Speicherelementen (> 1 H), während ein V-T-Filter nur die beiden letztgenannten Typen von Speicherelementen enthält. Die gewichteten angezapften (zueinander verzögerten) Signale von den Elementen 1012 a bis 1012 i werden in einer Additionsstufe 1015 kombiniert, um ein gefiltertes Ausgangssigna! zu liefern.Horizontal dimension filters contain pixel memory elements such that the total filter delay is shorter than one horizontal line period (1H). Vertical dimension filters contain only line storage elements, and temporal dimension filters contain only full-screen storage elements. Thus, a three-dimensional HVT filter consists of a combination of pixel memory elements (<1H), row memory elements (1H), and frame memory elements (> 1H), while a VT filter contains only the last two types of memory elements , The weighted tapped (mutually delayed) signals from the elements 1012 a to 1012 i are combined in an adder stage 1015 to produce a filtered output signal. to deliver.
Solche Filter sind nicht-rekursive Filter mit endlicher Impulsantwort (sogenannte Fl-R-Filter). Die Natur der von den Speicherelementen eingeführten Verzögerung hängt vom Typ des zu filternden Signals ab, und beim vorliegenden Beispiel auch davon, welches Maß an Übersprechen zwischen der Luminanz, der Chrominanz und den i.ochfrequenten Randteilsignalen toleriert werden kann. Die Schärfe der Filtergrenzkennlinie und damit die Schärfe der Filterung wird verbessert, wenn man die Anzahl der kaskadengeschalteten Speicherelemente vergrößert.Such filters are non-recursive filters with finite impulse response (so-called Fl-R filters). The nature of the delay introduced by the memory elements depends on the type of signal to be filtered, and in the present example also on what degree of crosstalk between the luminance, the chrominance and the i.threshold edge signals can be tolerated. The sharpness of the filter boundary characteristic and thus the sharpness of the filtering is improved by increasing the number of cascaded memory elements.
Die Figur 10d zeigt eines der gesonderten Filter im Netzwerk 16 der Figur 1 a. Dieses Filter enthält kaskadcngeschaltete Speichereinheiten (Verzögerungseinheiten) 1040a bis 1040d und zugeordnete Multiplizierschaltungen 1042a bis 1042e mit bezeichneten Gewichtsfaktoron a 1 bis a 5, welche die Signale von Anzapfungen 11 bis t5 empfangen. Ferner ist eine Kombinationsschaltung 1045 vorgesehen, welche die gewichteten Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen a 1 bis a 5 summiert, um daraus ein Ausgangssignal zu bilden.FIG. 10d shows one of the separate filters in the network 16 of FIG. 1a. This filter includes cascaded memory units (delay units) 1040a-1040d and associated multiplying circuits 1042a-1042e with designated weighting factors a 1 through a 5, which receive the signals from taps 11 through t5. Further, a combination circuit 1045 is provided which sums the weighted outputs of the multiplier circuits a 1 to a 5 to form an output therefrom.
Die Figur 11 a zeigt eine Intraframe-Mittelungseinrichtung, die sich für die Intraframe-Mittelungseinrichtungen 64 und 78 der Figur 1 a eignet. An das Verzögerungsnetzwerk mit den 262 H-Verzögerungselementen 1110 und 1112 und auch an einen Eingang eines Multiplexers (MUX) 1115, der mit 1er Halbbildfrequenz auf ein 30-Hz-Schaltsignal hin geschaltet wird, wird ein zusammengesetztes Videosignal gelegt. Das 30- Hz-MUX-Schaltsignal ist vertikal synchronisiert als Reaktion auf Vertikalintervall-Synchronimpulse, die zu dem zusammengesetzten Eingangsvideosignal gehören. Ein anderer Eingang des Multiplexers (MUX) 1115 empfängt ein Signal von einem Ausgang des Verzögerungselementes 1112. Zusätzlich kombiniert eine Kombinationsschaltung 1118 Ausgangssignale vom Multiplexer 1115 und von einem Punkt der Mittelanzapfung zwischen den Verzögerungselementen 1110 und 1112, nachdem diese Signale von einem Mittelungsfaktor 1 /2 bewertet worden sind. Dieser Gewichtsfaktor kann von geeigneten Matrixnetzwerken innerhalb der Kombinationsschaltung 1118 oder mit Hilfe von Signalmultiplizierschaltungen geliefert werden, die jeweils in den Eingangssignalpfaden der Kombinationsschaltung 1118 angeordnet sind.FIG. 11a shows an intraframe averaging device which is suitable for the intraframe averaging devices 64 and 78 of FIG. 1a. A composite video signal is applied to the delay network having the 262 H delay elements 1110 and 1112 and also to one input of a multiplexer (MUX) 1115, which is switched to a 30 Hz switching signal at a field rate of one. The 30 Hz MUX switch signal is vertically synchronized in response to vertical interval sync pulses associated with the composite input video signal. Another input of the multiplexer (MUX) 1115 receives a signal from an output of the delay element 1112. In addition, a combination circuit 1118 combines outputs from the multiplexer 1115 and a point of center tap between the delay elements 1110 and 1112, after these signals have an averaging factor 1/2 have been evaluated. This weighting factor may be provided by appropriate matrix networks within the combinational circuit 1118 or by means of signal multiplying circuits respectively arranged in the input signal paths of the combinational circuit 1118.
Die Signale „Y1 +CV und „Y2 + C2" sind zusammengesetzte, im Abstand von 262 H befindliche, Farbvideosignale in aufeinanderfolgenden ersten und zweiten Halbbildern, und das Signal „M1" ist ein intraframe-gemitteltes Ausgangssignal, wie es beispielsweise in Figur 1 d gezeigt ist. Während eines ersten Halbbildes befindet sich der Multiplexer 111ü in einer Eingangsposition „1" und überträgt das Signal Y2 + C2 an die Kombinationsschaltung 1118, in v/elcher es mit dem Signal Y1 + C1 der Mitielanzapfung summiert wird, um ein ausgangsseitiges Mittelwertsignal M1 zu erzeugen. Beim nächsten Halbbild enthält die Mittelanzapfung zwischen den Verzögerungselementen 1110 und 1112 den Signalwert Y2 + C2 und den Multiplexer 1115 befindet sich in Position „2" zum Selektieren des Signalpfades vom Ausgang desVerzögerungselementes 1112, welches den Signalwert Y1 + C1 enthält, wodurch derselbe Mittelungswert des Signals M1 vom Ausgang der Kombinationsschaltung 1118 geliefert wird. Die beschriebene Einrichtung erzeugt identische, im Abstand von 262 H befindliche Bildelemente und ist bei der Anwendung eines Mittelungsprozesses nicht begrenzt. Es können beliebige Gewichtswerte verwendet werden, um eine gewünschte gewichtete Kombination von Bildelementpaaren zu erzeugen, und es können auch Verzögerungen, die von 262 H abweichen, verwendet werden (zusammen mit einer zugehörigen Änderung der Schaltfrequenz des Multiplexers), und zwar in Abhängigkeit von den Erfordernissen eines bestimmten Systems. Die Figur 11b veranschaulicht eine frequenzselektivo Intraframe-Mittelungseinrichtung, die sich als Intraframe-Mittelungseinrichtung 38 der Figur 1 a eignet. Die Figur 11b enthält die Anordnung der Figur 11 a mit der Ausnahme, daß mit einerKombinationsschaltung 1128 die subtraktive und nicht die additiv Signalkombination verbunden ist, und daß ein Filter 1130, ein Gatter 1132 und eine Kombinationsschaltung 1134 dazugehören. Kurz gesagt, ist für den Ausgang der Kombinationsschaltung 1128 ein Unterschied der Halbbilder und nicht ein Mittelwert wie in der Anordnung der Figur 11 a repräsentativ. Dieser Unterschied ist im wesentlichen ein Auslöschungsterm, welcher rückwärts zu dem Signal Y1 + C1 in der Kombinationsschaltung 1134 zum Auslöschen des Unterschiedes zwischen aufeinanderfolgenden Halbbildern hinzugefügt wird, um sicherzustellen, daß die Anteile der aufeinanderfolgenden Halbbilder identisch gemittelt sind. Das Filter 1130 filtert den Auslöschungsterm vom Ausgang der Kombinationsschaltung 1128, um den Mittelungsprozeß auf einen gewünschten Frequenzbereich einzuschränken. Das Gatter 1132 wird gesteuert, um festzustellen, wenn der Mittelungsprozeß in einem Bildintervall erfolgt, in diesem Fall in dem Mittelteilbereich, abgesehen von den zeitlich komprimierten Randteilbereichen. Insbesondere weisen die Eingangssignalpfade zur Kombinationsschaltung 1128 Signalgewichtskoeffizienten von '/2 und -'/2 auf, wie es dargestellt ist, so daß das Ausgangssignal von der Kombinationsschaltung 1128 der Differenz in dem Informationsgehalt der Eingangssignal für die Kombinationsschaltung 1128 entspricht, welche in benachbarten Halbbildern zeitlich um 262 H voneinander getrennt sind. Die komplementären Gewichtskoeffizienten können durch Benutzung der Signalmultiplizierschaltungen in den jeweiligen Eingangspfaden der Kombinationsschaltung 1128 zur Verfügung gestelltThe signals "Y1 + CV and" Y2 + C2 "are composite color video signals in spaced apart first 262 H in successive first and second fields, and the signal" M1 "is an intraframe-averaged output signal as shown, for example, in FIG is shown. During a first field, the multiplexer 111 u is in an input position "1" and transmits the signal Y 2 + C2 to the combinational circuit 1118 in which it is summed with the signal tap Y 1 + C 1 to generate an output side average signal M1 In the next field, the center tap between the delay elements 1110 and 1112 contains the signal value Y2 + C2 and the multiplexer 1115 is in position "2" for selecting the signal path from the output of the delay element 1112 containing the signal value Y1 + C1, thereby obtaining the same averaging value of the Signal M1 is supplied from the output of combiner 1118. The described device generates identical picture elements located at a distance of 262 H and is not limited in the application of an averaging process. Any weight values may be used to produce a desired weighted combination of pixel pairs, and delays other than 262 H may be used (along with an associated change in the switching frequency of the multiplexer), depending on requirements of a particular system. FIG. 11b illustrates a frequency selective intraframe averaging device suitable as intraframe averaging device 38 of FIG. 1a. Figure 11b contains the arrangement of Figure 11a except that the combination circuit 1128 combines the subtractive and not the additive signal combination, and that a filter 1130, a gate 1132 and a combiner 1134 are included. In short, for the output of the combinational circuit 1128, a difference of the fields and not an average value as in the arrangement of Figure 11a is representative. This difference is essentially an erasure term added backwards to the signal Y1 + C1 in the combiner 1134 for canceling the difference between successive fields to ensure that the portions of the successive fields are averaged identically. Filter 1130 filters the cancellation term from the output of combiner 1128 to limit the averaging process to a desired frequency range. The gate 1132 is controlled to detect when the averaging process occurs in an image interval, in this case in the middle portion, except for the temporally compressed edge portions. In particular, the input signal paths to combining circuit 1128 have signal weight coefficients of '/ 2 and -' / 2 as shown, so that the output from combining circuit 1128 corresponds to the difference in information content of the input signal to combiner 1128, which in temporal time in adjacent fields separated by 262 H from each other. The complementary weighting coefficients may be provided to the combiner circuit 1128 by using the signal multiplying circuits in the respective input paths
werden oder auch durch die Anordnung der Kombinationsschaltung 1128 als Differenzverstärker. Das Ausgangssignal von der Kombinationsschaltung 1128 wird in einem 1 ,5-MHz-Horizontal-Hochpaßfilter 1130 gefiltert, bevor es an ein elektronisches ÜbartragungsgaUer 1132 gelegt wird. Das Gatter 1132 spricht auf ein Schaltsteuersignal für den Durchlaß des hochfrequenten Signals vom Ausgang eines Filters 1130 nur während des Mittelteils des Hauptsignals (Komponente 1) an. Zu dieser Zeit ist das Gatter 1132 offen (leitend). Das Gatter 1132 ist während der zeitlich komprimierten Randteilbereiche des Hauptsignals geschlossen (nichtleitend), beispielsweise während der dargestellten positiven Impulsin* ; rvalle des Steuersignals. Das Ausgangssignal vom Gatter 1132 wird in einer Kombinationsschaltung 1134 mit dem zusammengesetzten Videosignal summiert, das am Punkt der Mittelanzapfung zwischen den Verzögerungselementen 1120 und 1122 erscheint. Das Steuersignal des Gatters ist, ausgelöst durch den Vertikalintervall-Synchronimpuls, mit dem zugehörigen zusammengesetzten Eiiigangsvideosignal vertikal synchronisiert. Das Steuersignal des Gatters ist auch horizontal synchronisiert. Die Horizontalsynchronisation kann durch Ansprechen auf die Horizontalzeilen-Synchronimpulskomponente des zusammengesetzten Eingangsvideosignals einschließlich eines Bildelementzählers erreicht werden, um die Zeitsteuerung der positiven Impulskomponenten des Gatter-Steuersignals, das jedem Horizontalzeilen-Synchronimpuls folgt, zu bestimmen. Zwischen einem Horizontalzeilen-Synchronimpuls und dem ersten Bildelement kann leicht ein vorbestimmtes Zeitintervall untergebracht werden.or by the arrangement of the combination circuit 1128 as a differential amplifier. The output signal from combiner 1128 is filtered in a 1.5 MHz horizontal high pass filter 1130 before being applied to electronic transfer device 1132. Gate 1132 is responsive to a switching control signal for passing the high frequency signal from the output of filter 1130 only during the mid portion of the main signal (component 1). At this time, the gate 1132 is open (conducting). Gate 1132 is closed (nonconducting) during the time-compressed edge portions of the main signal, for example, during the illustrated positive pulse pulse *; rvalle of the control signal. The output from gate 1132 is summed in combination circuit 1134 with the composite video signal appearing at the point of center tap between delay elements 1120 and 1122. The control signal of the gate is vertically synchronized with the associated composite video signal, triggered by the vertical interval sync pulse. The control signal of the gate is also synchronized horizontally. The horizontal synchronization can be achieved by responding to the horizontal line synchronizing pulse component of the composite input video signal including a picture element counter to determine the timing of the positive pulse components of the gate control signal following each horizontal line synchronizing pulse. Between a horizontal line sync pulse and the first picture element, a predetermined time interval can easily be accommodated.
Nachfolgend wird wieder auf Figur 1 d zusammen mit Figur 11b Bezug genommen. Wenn sich der Multiplexer 1125, wie gezeigt, in Position 1 befindet und Gatter 1132 geschlossen Ist, dann erscheint nur das zusammengesetzte Videosignal Y1 + C1 von der Mittelanzapfung zwischen den Elementen 1120 und 1122 am Ausgang der Kombinationsschaltung 1134. Daher ist zu diesem Zeitpunkt das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 die unveränderte komprimierte Randteilinformation des zusammengesetzten Videosignals Y1 + C1, die zum Halbbild 1 gehört. Das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 ist die unveränderte komprimierte Randteilinformation des zusammengesetzten Vidooeignals Y2 + C 2 für das nachfolgende Halbbild 2, wenn der Multiplexer 1125 die Position 2 einnimmt.In the following, reference is again made to FIG. 1 d together with FIG. 11 b. If multiplexer 1125 is in position 1 as shown and gate 1132 is closed, then only the composite video signal Y1 + C1 will appear from the center tap between elements 1120 and 1122 at the output of combiner 1134. Therefore, the output is at this time the combining circuit 1134, the unchanged compressed edge portion information of the composite video signal Y1 + C1, which belongs to the field 1. The output of combiner 1134 is the unchanged compressed edge portion information of the composite video as Y2 + C2 for subsequent field 2 when multiplexer 1125 occupies position 2.
Wenn sich der Multiplexer 1125 für Halbbild 1 in Position 1 befindet und das Gatter 1132 während des Mittelteilintervalls zwischen den Randteilintervallen geschlossen ist, enthält das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 die Signalkomponenten Y1 + C1 und M1. Die Komponente Y1 + C1 enthält unverändert, d.h. nicht intraframe-gemittelt, die Mitteiteilinformation bei und unterhalb von annähernd 1,5MHz. Die Komponente M1 enthärt die intraframe-gemittelte Mittelteilinformation oberhalb von annähernd 1,5MHz. Wenn sich der Multiplexer 1125 während des nachfolgenden Halbbildes 2 in Position 2 befindet und das Gatter 1132 während des Mittelteilintervalls geschlossen ist, enthält das Ausgangssignal von der Kombinationsschaltung 1134 die intraframe-gemittelte Komponente 1, wie oben erläutert, und die i'.o.^ponente Y2 + C2. Die letztere Komponente enthält die unveränderte (nicht intraframe-gemittelte) Mitteiteilinformation bei und unterhalb von annähernd 1,5MHz.When the multiplexer 1125 for field 1 is in position 1 and the gate 1132 is closed during the mid-portion interval between the edge sub-intervals, the output of the combiner 1134 contains the signal components Y1 + C1 and M1. The component Y1 + C1 contains unchanged, i. not intraframe-averaged, the middle part information at and below approximately 1.5MHz. The component M1 softens the intraframe-averaged midsection information above approximately 1.5 MHz. When the multiplexer 1125 is in position 2 during the succeeding field 2 and the gate 1132 is closed during the mid-portion interval, the output from the combiner 1134 includes the intraframe-averaged component 1 as explained above and the i'.o. component Y2 + C2. The latter component contains the unmodified (non-intraframe-averaged) middle part information at and below approximately 1.5 MHz.
Die Figur 12 zeigt eine Raster-Abbildungseinrichtung, die für die Zeitdehnungs- und Zeitkomprimierungseinrichtungen in den Figuren 6 und 7 verwendet werden kann. Die Wellenformen, auf die hierbei Bezug genommen wird, in der Figur 12a veranschaulichen den Abbildungsprozeß. Die Figur 12a zeigt eine Eingangssignalwellenform S mit einem mittleren Teil zwischen den Bildelementen 84 und 670. der mittels eines Zeitdehnungsprozesses auf die Bildelementpositionen 1 bis 754 einer Ausgangswellenforrn W abgebildet wei den soll. Die End-Bildelemente 1 und 670 aus der Wellenform S werden direkt auf End-Bildelemente 1 und 754 der Wellenform W abgebildet. Die dazwischenliegenden Bildelemente werden infolge der zeitlichen Dehnung nicht direkt in einem Positionsverhältnis 1:1 abgebildet, in manchen Fällen nicht einmal in einem ganzzahligen Positionsvarhältnis. Der letztgenannte Fall gilt z.B., wenn die Bildelementposition 85,33 der Wellenform S der ganzzahligen Bildelementposition 3 der Ausgangswellenform W entspricht. Die Bildelementposition 85,33 des Signals S enthält einen ganzzahligen Teil (85), und einen Bruchteil DX (0,33), und die Bildelementposition 3 der Wellenform W enthält einen ganzzahligen Teil (3) und einen Bruchteil (0).FIG. 12 shows a raster imaging device that can be used for the time-stretching and time-compression devices in FIGS. 6 and 7. The waveforms referred to herein in Figure 12a illustrate the imaging process. FIG. 12a shows an input signal waveform S with a middle part between the picture elements 84 and 670. It is intended to map to the picture element positions 1 to 754 of an output waveform W by means of a time stretching process. The end pixels 1 and 670 from the waveform S are imaged directly on end pixels 1 and 754 of the waveform W. The intervening pixels are not imaged directly in a positional ratio of 1: 1 due to the temporal strain, in some cases not even in an integer positional ratio. The latter case is true, for example, when the pixel position 85, 33 of the waveform S corresponds to the integer pixel position 3 of the output waveform W. The pixel position 85, 33 of the signal S contains an integer part (85), and a fraction DX (0.33), and the pixel position 3 of the waveform W contains an integer part (3) and a fraction (0).
In Anordnung nach Figur 12 liefert ein mit der Frequenz 4 x fsc arbeitender Bildelementzähler 1210 ein ausgangsseitiges Schreibadressen (Write Address)-Signal M, das Bildelementpositionen (1.. .754) eines Ausgangsrasters repräsentiert. Das Signal M wird einem programmierbaren Festwertspeicher (PROM-Speicher) 1212 zugeführt, der eine Nachschlagetabelle programmierter Werte enthält, die von der Natur der durchzuführenden Rasterabbildung abhängen, z. B. davon, ob die Abbildung komprimierend oder dehnend ist. Als Antwort auf das Signal M liefert der PROM-Speicher 1212 ein ausgangsseitiges Leseadressen (READ ADDRESS)-Signal N, welches eine ganze Zahl darstellt, und ein Ausgangssignal DX, das eine Bruchzahl darstellt, die gleich oder größer als Null ist, jedoch kleiner als 1. Im Falle eines 6-Bit-Signals DX (2e = 64) zeigt das Signal DX die Bruchteile 0, Vm, Va, Vu...*3/*. In the arrangement of Figure 12, a pixel counter 1210 operating at the frequency 4 x fsc provides an output write address signal M representing pixel locations (1 .. .754) of an output raster. The signal M is fed to a programmable read-only memory (PROM) 1212 which contains a look-up table of programmed values which depend on the nature of the raster image to be performed, e.g. For example, whether the image is compressing or stretching. In response to the signal M, the PROM memory 1212 provides an output read address (READ ADDRESS) signal N representing an integer and an output DX representing a fraction equal to or greater than zero but less than 1. In the case of a 6-bit signal DX (2 e = 64), the signal DX shows the fractions 0, Vm, Va, Vu ... * 3 / *.
Der PROM-Speicher 1212 er' ,jbt eine dehnende oder komprimierende Darstellung eines Videoeingangssignals S als Funktion der gespeicherten Werte des Signal.1; N. So werden als Antwort auf ganzzahlige Werte des Bildelement-Positionssignals M ein programmierter Wert des Leseadressensignals N und ein programmierter Wert des Bruchteilsignals DX geliefert. Um beispielsweise eine Signaldehnung durchzuführen, ist der PROM-Speicher 1212 so ausgelegt, daß er die Signale N mit einer langsameren Geschwindigkeit liefert als die Signale M. Wenn umgekehrt eine Komprimierung erfolgen soll, liefert der PROM-Speicher 1212 die Signale N mit einer größeren Geschwindigkeit als die Signale M.The PROM memory 1212 shows a stretching or compressing representation of a video input signal S as a function of the stored values of the signal. 1 ; N. Thus, in response to integer values of the pixel position signal M, a programmed value of the read address signal N and a programmed value of the fractional signal DX are provided. For example, to perform signal expansion, the PROM memory 1212 is designed to provide the signals N at a slower rate than the signals M. Conversely, if compression is to occur, the PROM memory 1212 provides the N signals at a faster rate as the signals M.
Das Videoeingangssignal S wird durch kaskadengeschaltete Bildelement-Verzögerungselemente 1214a, 1214b und 1214c verzögert, um Videosignale S (N + 2), S (N + 1) und S (N) zu erzeugen, bei denen es sich um zueinander verzögerte Versionen des Videoeingangssignals handelt. Diese Signale werden auf Videosignaleingänge zugehöriger Doppelanschluß-Speicher 1216a bis 1216d gegeben, v/ie sie an sich bekannt sind. Das Signal M wird an den Schreibadresseneingang eines jeden der Speicher 1216a bis 1216d gelegt, und das Signal N wird an den Leseadresseneingang eines jeden der Speicher 1216 a bis 1216d gelegt.The video input signal S is delayed by cascaded picture element delay elements 1214a, 1214b, and 1214c to produce video signals S (N + 2), S (N + 1), and S (N), which are mutually delayed versions of the video input signal , These signals are applied to video signal inputs of associated dual port memories 1216a-1216d as they are known per se. The signal M is applied to the write address input of each of the memories 1216a to 1216d, and the signal N is applied to the read address input of each of the memories 1216a to 1216d.
Das Signal M bestimmt, wo ankommende Videosignalinformation in die Speicher eingeschrieben werden soll, und das Signal N bestimmt, welche Werte aus den Speichern gelesen werden sollen. Die Speicher sind so ausgelegt, daß sich Information in eine Adresse einschreiben läßt, während gleichzeitig eine andere Adresse ausgelesen wird. Die Ausgangssignale S (N - 1), S (N), S (N + 1) und S (N + 2) von den Speichern 1216a bis 1216d zeigen ein zeitlich gedohntes oder zeitlich komprimiertes Format, abhängig vom Lese-/Schreib-Betrieb der Speicher 1210a bis 1216d, was davon abhängt, wie der PROM-Speicher 1212 progremmiert istThe signal M determines where incoming video signal information is to be written into the memories, and the signal N determines which values are to be read from the memories. The memories are designed so that information can be written into one address while simultaneously reading out another address. The output signals S (N-1), S (N), S (N + 1) and S (N + 2) from the memories 1216a to 1216d show a time-compressed or time-compressed format depending on the read / write operation the memory 1210a-1216d, which depends on how the PROM memory 1212 is pruned
Die Signale S (N - 1), S(N), S(N + 1) und S (N + 2) von den Speichern 1216a bis 121fd werden in einem linearen Vierpunkt- The signals S (N-1), S (N), S (N + 1) and S (N + 2) from the memories 1216a to 121fd are stored in a four-point linear
Interpolator verarbeitet, der Filter 1220 und 1222 zur Spitzenwertbildung (Spitzenfilter), einen PROM-Speicher 1225 und einen linearen Zweipunkt-Interpolator 1230 enthält; Einzelheiten dieser Teile sind in den Figuren 12 b und 12 c veranschaulicht. Die Spitzenfilter 1220 und 1222 empfangen drei Signale aus der Gruppe der Signale S (N - 1), S (N), S (N + 1) und S (N + 2) in der gezeigten Auswahl und empfangen außerdem ein Spitzenwertsignal PX. Der Wert des Spitzenwertsignals PX ändert sich von 0 bis 1 als Funktion des Wertes des Signals DM, wie in Figur 12d gezeigt, und wird vom PROM-Speicher 1225 als Antwort auf das Signal DX abgegeben. Der PROM-Speicher 1225 enthält eine Nachschlagetabelle und ist so programmiert, daß er als Antwort auf einen gegebenen Wert von DX einen gegebenen Wert von PX liefert.Processing interpolator, filter 1220 and 1222 for peaking (peak filter), a PROM memory 1225 and a linear two-point interpolator 1230; Details of these parts are illustrated in FIGS. 12 b and 12 c. The peak filters 1220 and 1222 receive three signals from the group of signals S (N-1), S (N), S (N + 1), and S (N + 2) in the shown selection and also receive a peak signal PX. The value of the peak signal PX changes from 0 to 1 as a function of the value of the signal DM as shown in Figure 12d and is output from the PROM memory 1225 in response to the signal DX. The PROM memory 1225 contains a look-up table and is programmed to provide a given value of PX in response to a given value of DX.
Die Spitzenfilter 1220 und 1222 liefern zwei zueinander verzögerte Videosignale S' (N) und S' (N + 1), die eine Spitzenwertbildung erfahren haben, an den linearen Zwoipunkt-Interpolator 1230, der auch das Signal DX empfängt. Der Interpolator 1230 liefert ein (komprimiertes oder gedehntes) Viedoausgangssignal W, das definiert ist durch den AusdruckThe peak filters 1220 and 1222 provide two mutually delayed video signals S '(N) and S' (N + 1) that have been peaked to the linear two-point interpolator 1230, which also receives the signal DX. The interpolator 1230 provides a (compressed or stretched) video output signal W defined by the term
W = S' (N) + DX [S' (N + 1) - S' (N)I.W = S '(N) + DX [S' (N + 1) -S '(N) I.
Die beschriebene Funktion der Vierpunkt-Interpolation und Spitzenwertbildung ist vorteilhafterweise angenähert eine (sinX)/X-Interpolationsfunktion mit guter Auflösung der hochfrequenten Details.The described function of four-point interpolation and peaking is advantageously approximated to a (sinX) / X interpolation function with good resolution of the high-frequency details.
Die Figur 12 b zeigt Einzelheiten der Spitzenfilter 1220 und 1222 und des Interpolators 1230. Nach der Figur 12b werden die Signale S(N- 1), S (N) und S (N + Deiner Gewichtungsschaltung 1240 im Spitzenfilter 1220 zugeführt, in der diese Signale (in der aufgezählten Reihenfolge) mit Spitzenwertkoeffizienten -1A, Vj und - 1A gewichtet werden. Wie in Figur 12 c gezeigt, enthält die Gewichtungsschaltung 1240 Multiplizierschaltungen 1241 a bis 1241c, um die Signale S(N- 1), S(N) und S (N + 1) jeweils mit dem zugeordnetem Spitzenwertkoeffizienten -1A bzw. Va bzw. -1A zu multiplizieren. Die Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen 1241 a bis 1241 c werden in einer Additionsstufe 1242 summiert, um ein Spitzenwertsignal P (N) zu erzeugen, das in einer weiteren Multiplizierschaltung 1243 mit dem Signal PX multipliziert wird, um ein Spitzenwertsignal zu liefern, das dann in einer Additionsstufe 1244 mit dem Signal S (N) summiert wird, um das Spitzenwertsignal S' (N) zu liefern. Das Spitzenfilter 1222 hat eine gleichartige Struktur und Wirkungsweise.Figure 12b shows details of the peak filters 1220 and 1222 and the interpolator 1230. Referring to Figure 12b, the signals S (N-1), S (N) and S (N +) are applied to the weighting circuit 1240 in the peak filter 1220 in which these Signals (in the order enumerated) with peak coefficients - 1 A, Vj and - 1 A. As shown in Figure 12c, the weighting circuit 1240 includes multiplying circuits 1241a to 1241c for receiving the signals S (N-1), S ( N) and S (N + 1) are respectively multiplied by the associated peak coefficients - 1 A and Va and -1 A. The outputs of the multipliers 1241a to 1241c are summed in an adder stage 1242 to produce a peak signal P (N ) which is multiplied in a further multiplying circuit 1243 by the signal PX to provide a peak signal which is then summed in an adding stage 1244 with the signal S (N) to provide the peak signal S '(N). The S Pitzenfilter 1222 has a similar structure and mode of action.
Im Zweipunkt-Interpolator 1230 wird dasSignal S'(N) mittels einer Subtrahierschaltung 1232vom Signal S'(N + 1) subtrahiert, um ein Differenzsignal zu erzeugen, das in einer Multiplizierschaltung 1234 mit dem Signal DX multipliziert wird. Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 1234 wird in einer Additionsstufe 1236 mit dem Signal S' (N) summiert, um das Ausgangssignal W zu erzeugen.In the two-point interpolator 1230, the signal S '(N) is subtracted from the signal S' (N + 1) by a subtractor 1232 to produce a difference signal which is multiplied by a signal DX in a multiplier circuit 1234. The output of multiplier circuit 1234 is summed in an adder stage 1236 with signal S '(N) to produce output signal W.
Die Figur 15 zeigt Einzelheiten der Intraframe-Verarbeitungseinrichtung 1324 der Figur 13. Die Dekodiereinrichtung der Figur 15 stimmt grundsätzlich mit der Kodiereinrichtung der Figur 11b überein. Ein zusammengesetztes Eingangsvideosignal für die Verarbeitungseinrichtung 1324 in Figur 15 enthält in einem ersten Halbbild die Signalkomponenten „Y1 + C1"und„Mi + A1". In einem nachfolgenden zweiten Halbbild enthält das Eingangssignal die Komponenten „Y2 + C2" und „M1 - AV. Die KomponentenYI + C1,M1 undY2 + C2,M1 sind Komponenten, die von der Intraframe-Verarbeitungseinrichtung 38 geliefert werden, wie dies in Verbindung mit Figur 11b näher beschrieben ist. Die Komponenten +A1 und -A1 stellen das alterniere ide Hitfsträgersignal dar, das mit der Komponente 2 und der Komponente 3 der intraframe-gemitielten Information der Einheiten 64 und 76 für die jeweiligen nachfolgenden Halbbilder moduliert ist. In diesem Zusammenhang wird auf die Figuren 1,1a und insbesondere auf die Figur 1 d Bezug genommen.FIG. 15 shows details of the intraframe processing device 1324 of FIG. 13. The decoding device of FIG. 15 basically corresponds to the coding device of FIG. 11b. A composite input video signal for the processing means 1324 in Fig. 15 includes in a first field the signal components "Y1 + C1" and "Mi + A1". In a subsequent second field, the input signal includes the components "Y2 + C2" and "M1-AV." The components YI + C1, M1 and Y2 + C2, M1 are components supplied from the intra-frame processor 38 as described in connection with FIG The components + A1 and -A1 represent the alternate ide hit carrier signal which is modulated with the component 2 and the component 3 of the intraframe-matched information of the units 64 and 76 for the respective subsequent fields Reference is made to Figures 1.1a and in particular to Figure 1d.
Die Intraframe-Verarbeitungseinrichtung der Figur 15 arbeitet im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Anordnung der Figur 11b, die zuvor erläutert wurde. Befindet sich der Multiplexer 1525 in Position 1, wird am Ausgang der Kombinationsschaltung 1528 die Komponente der Halbbilddifferenz gebildet. Nach der Filterung durch das Hochpaßfilter 1530 und der Gatterverknüpfung durch die Einheit 1532 erhält man eine Komponente -A1, welche, wenn sie in einer Kombinationsschaltung 1534 mit dem Signal Y1 + C1,M1 + A1 kombiniert wird, die modulierte zusätzliche Hilfsträgerkomponente (+AD löscht, um ein wiedergewonnenes Hauptsignal Y1 + C1, M1 zu erzeugen. Die Komponente Y1 + C1 des wiedergewonnenen Hauptsignals wird unterhalb der Grenzfrequenz de-o Hochpaßfilters 1530 von 1,7 MHz nicht verändert, und die Komponente M1 repräsentiert die intraframe-gemittelte Mittelteilinformation oberhalb von annähernd 1,7MHz. Der Halbbilddifferenz-Löschterm (-AD ist nach der Inversion in dem Verstärker 1535 mit der Verstärkung Eins das wiedergewonnene modulierte Zusatzsignal A1.The intraframe processor of Fig. 15 operates in substantially the same manner as the arrangement of Fig. 11b previously discussed. If the multiplexer 1525 is in position 1, the component of the field difference is formed at the output of the combination circuit 1528. After filtering by high pass filter 1530 and gate combination by unit 1532, a component -A1 is obtained which, when combined in a combining circuit 1534 with signal Y1 + C1, M1 + A1, clears the modulated additional subcarrier component (+ AD In order to produce a recovered main signal Y1 + C1, M1, the component Y1 + C1 of the recovered main signal is not changed below the cutoff frequency de-o high pass filter 1530 of 1.7 MHz, and the component M1 represents the intraframe-averaged center part information above The field difference cancellation term (-AD is the recovered modulated additional signal A1 after inversion in the unity gain amplifier 1535.
Das wiedergewonnene Hauptsignal Y1 + C1,M1 entspricht dem Signal N in Figur 13 und wird in einem Netzwerk 1342, wie erläutert, weiter verarbeitet. Das wiedergewonnene Zusatzsignal A1 entspricht dem Signal M in Figur 13 und wird in einem Netzwerk 1326 demoduliert.The recovered main signal Y1 + C1, M1 corresponds to the signal N in FIG. 13 and is further processed in a network 1342 as explained. The recovered additional signal A1 corresponds to the signal M in FIG. 13 and is demodulated in a network 1326.
Die Figur 16 veranschaulicht die Wirkungsweise des Netzwerks 1324, wie es in Figur 15 gezeigt ist, für das nächste nachfolgende Halbbild. In diesem Fall wird das Signal Y2 + C2, M1 -A1 zwischen den Verzögerungselementen 1520 und 1522 entwickelt, und der Multiplexer 1528 belegt für das Empfangssignal Y1 + C1, M1 + A2 die Position 2. Ein wiedergewonnenes Hauptsignal Y2 + C2, M1 wird am Ausgang der Kombinationsschaltung 1534 erzeugt, und ein entgegengesetzt phasenmoduliertes Zusatzsignal -A1 wird wiedergewonnen.Figure 16 illustrates the operation of the network 1324 as shown in Figure 15 for the next subsequent field. In this case, the signal Y2 + C2, M1 -A1 is developed between the delay elements 1520 and 1522, and the multiplexer 1528 occupies position 2 for the receive signal Y1 + C1, M1 + A2. A recovered main signal Y2 + C2, M1 is asserted on Output of the combination circuit 1534 generates, and an opposite phase-modulated additional signal -A1 is recovered.
In der Figur 18 läßt ein H-V-T-Bandpaßfilter 1810, welches wie dasjenige der Figur 10c aufgebaut ist und einen Durchlaßbereich von 3,58 ± 0,5MHz aufweist, das Signal NTSCH zu einer subtraktiven Kombinationsschaltung 1814 hindurch, welche auch das Signal NTSCH empfängt, nachdem es eine die Laufzeit ausgleichende Verzögerungseinrichtung 1812 passiert hat. Das abgetrennte Luminanz-Höhensignal YH erscheint am Ausgang der Kombinationsschaltung 1814. Das gefilterte NTSCH-Signal vom Filter 1810 wird in einem Demodulator 1816 als Reaktion auf das Chrominanz-Hilfsträgersignal SC zur Erzeugung der Chrominanzhöhen IH und QH quadraturdemoduliert.In FIG. 18, an HVT bandpass filter 1810, which is constructed like that of FIG. 10c and has a passband of 3.58 ± 0.5 MHz, passes the signal NTSCH to a subtractive combining circuit 1814, which also receives the signal NTSCH after it has passed a delay compensating delay device 1812. The separated luminance level signal YH appears at the output of combiner 1814. The filtered NTSCH signal from filter 1810 is quadrature demodulated in demodulator 1816 in response to chrominance subcarrier signal SC to produce chrominance levels IH and QH.
In Figur 19 werden die Signale YN, IN und QN in die komprimierten Randteil-Tiefen YO, IO, QO und in die erweiterten Mittelteilsignale YE, IE, QE mit Hilfe einer Rand-Mittelteil-Signaltrenneinrichtung (Zeitdemultiplexer) 1940 aufgeteilt. Der Demultiplexer 1940 kann unter Verwendung der Prinzipien des Demultiplexers 816 der zuvor erläuterten Figur arbeiten. Die Signale YO, IO und QO erfahren mittels einer Zeitdehnungseinrichtung 1942 eins zeitliche Dehnung um einen Rand-Dehnungsfaktor (entsprechend dem Rand-Komprimierungsfaktor im Kodierer der Figur 1 a), um die ursprüngliche Einordnung der Randteil-Tiefen im Breitbildsignal wiederherzustellen; diese wiederhergestellten Randteil-Tiefen sind mit YL, IL und QL bezeichnet. In ähnlicher Weise erfahren, um Raum für die Randteile zu schaffen, die Mittelteilsignale YE, IE und QE in einerIn Fig. 19, the signals YN, IN and QN are divided into the compressed edge part depths Y0, IO, Q0 and the extended center part signals YE, IE, QE by means of an edge middle part signal separator (time demultiplexer) 1940. *** " The demultiplexer 1940 may operate using the principles of the demultiplexer 816 of the previously discussed figure. The signals YO, IO, and QO are time-stretched by a time-expansion means 1942 by an edge-elongation factor (corresponding to the edge-compression factor in the encoder of Figure 1 a) to restore the original ranking of the edge-portion depths in the wide-screen signal; these recovered edge part depths are labeled YL, IL and QL. Similarly, in order to make room for the edge portions, the center part signals YE, IE and QE are in one
Zeitkomprimierungseinrichtung 1944 eine zeitliche Komprimierung um einen Mittelteil-Komprimierungsfaktor (entsprechend dem Mitteltoil-Dehnungsfaktor im Kodierer nach Figur 1 a), um die ursprüngliche räumliche Einordnung des Mittelteilsignals im Breitbildsignal wiederherzustellen; die wiederhergestellten Mittelteilsignale sind mit YC, IC und QC bezeichnet. Die Zeitkomprimierungseinrichtung 1944 und die Zeitdehnungseinrichtung 1942 können von einem Typ sein, wie er zuvor in Figur 12 beschrieben wurde.Time compression means 1944 time-compressing by a mid-portion compression factor (corresponding to the mean-to-the-valley expansion factor in the encoder of Figure 1 a) to restore the original spatial ordering of the mid-section signal in the wide-screen signal; the recovered mid-section signals are labeled YC, IC and QC. The time compressor 1944 and the time expander 1942 may be of a type previously described in FIG.
Die räumlich wiederhergestellten Randteil-Höhen YH, IH und QH werden mit den räumlich wiederhergestellten Randteil-Tiefen YL, IL und QL in einer Kombinationsschaltung 1946 kombiniert, um rekonstruierte Randteilsignale YS, IS und QS zu erzeugen. Diese Signale werden mit den rekonstruierten Mittelteilsignalen YC, IC und QC in einem Kombinator 1960 zusammengefügt, um ein vollständig rekonstruiertes Breitbild-Luminanzsignal YF' und vollständig rekonstruierte Breitbild-Farbdifferenzsignalo IF' und QF' zu bilden. Die Zusammenfügung der Randteil- und Mittelteil-Signalkomponenten erfolgt in einer Weise, bei welcher ein sichtbarer Saum an den Grenzen zwischen dem Mittelteil und den Randteilen praktisch eliminiert wird, wie es aus der nachfolgenden Beschreibung des Kombinators 1960 hervorgeht, der in Figur 14 gezeigt ist. In der Figur 20 werden die im Zeilensprungformat vorliegenden Signale IF' (oder QF') durch ein Element 2010 um 263H verzögert, bevor sie auf einen Eingang eines Doppelanschluß-Speichers 2020 gegeben werden. Dieses verzögerte Signal erfährt eine weitere Verzögerung um 262 H in einem Element 2012, bevor es in einer Additionsstufe 2014 mit dem Eingangssignal addiert wird. Das Ausgangssignal der Additionsstufe 2014 wird einem Frequenzhalbiernetzwerk 2016 zugeführt, bevor es an einen Eingang eines Doppelanschluß-Speichers 2018 geführt wird. Die Auslesung der Daten aus den Speichern 2020 und 2018 erfolgt mit einer Geschwindigkeit von 8 χ fsc, während das Einschreiben der Daten mit einer Geschwindigkeit von 4 χ fsc erfolgt. Die Ausgangssignale der Speicher 2018 und 2020 werden einem Multiplexer 2022 zugeführt, um Ausgangssignale IF (QF) im Format progressiver Abtastung zu erzeugen. In der Figur 20 sind auch die Wellenformen des im Zeilensprungformat vorliegenden Eingangssignals (zwei Zeilen, deren eine die Bildelement-Abtastmuster C und deren andere die Bildelement-Abtastmuster X enthält) und des im Format progressiver Abtastung erscheinenden Ausgangssignals mit den gleichen Bildelement-Abtastmustern C und X gezeigt.The spatially recovered edge portion heights YH, IH, and QH are combined with the spatially recovered edge portion depths YL, IL, and QL in a combining circuit 1946 to produce reconstructed edge portion signals YS, IS, and QS. These signals are combined with the reconstructed center-part signals YC, IC and QC in a combiner 1960 to form a fully reconstructed wide-field luminance signal YF 'and fully reconstructed wide-field color difference signals IF' and QF '. The assembly of the edge part and middle part signal components is done in a manner in which a visible edge at the boundaries between the middle part and the edge parts is virtually eliminated, as will be apparent from the following description of the combiner 1960 shown in FIG. In FIG. 20, the interleaved IF '(or QF') signals are delayed by 263H by element 2010 before being applied to one input of a dual port memory 2020. This delayed signal experiences another delay of 262 H in a 2012 element before being added to the input signal in an addition stage 2014. The output of the adder 2014 is applied to a frequency bisecting network 2016 before being applied to one input of a dual port memory 2018. The reading of the data from the memories 2020 and 2018 takes place at a speed of 8 χ fsc, while the data is written at a speed of 4 χ fsc. The output signals of the memories 2018 and 2020 are supplied to a multiplexer 2022 to produce progressive scan output signals IF (QF). In Fig. 20, there are also the waveforms of the interlaced input signal (two lines of which one includes the picture element scanning patterns C and the other of which the picture element scanning patterns X) and the progressive scan format output having the same picture element scanning patterns C and X shown.
Die Figur 21 zeigt eine Anordnung, die als Wandler 1350 für das Signal YF' in Figur 13 verwendet werden kann. Das Zeilensprungsignal YF' wird durch Elemente 2110 und 2112 verzögert, bevor es mit der unverzögerten Version in einem Addierer 2114 kombiniert wird. Das verzögerte Signal vom Element 2110 wird auf einen Doppelanschluß-Speicher 2120 gegeben. Das Ausgangssignal der Additionsstufe 2114 wird einem Frequenzhalbiernetzwerk 2116 zugeführt, dessen Ausgangssignal in einer Additionsstufe 2118 mit dem Signal YT addiert wird. Das Ausgangssignal der Additionsstufe 2118 wird einem Doppelanschluß-Speicher 2122 zugeführt. Die Speicher 2120 und 2122 werden mit einer Schreibfrequenz von 4 χ fsc und mit einer Lesefrequenz von 8 χ fsc betrieben und liefern Ausgangssignale an einen Multiplexer 2124, der das Signal YF im Format progressiver Abtastung liefert.FIG. 21 shows an arrangement that can be used as the transducer 1350 for the signal YF 'in FIG. The interlaced signal YF 'is delayed by elements 2110 and 2112 before being combined with the non-delayed version in adder 2114. The delayed signal from element 2110 is applied to a dual port memory 2120. The output of the adder 2114 is applied to a frequency bisecting network 2116 whose output is added in an adder 2118 to the signal YT. The output of the adder 2118 is supplied to a dual port memory 2122. The memories 2120 and 2122 are operated at a write frequency of 4 χ fsc and a read frequency of 8 χ fsc and provide output signals to a multiplexer 2124 which provides the signal YF in the progressive scan format.
Die Figur 14 zeigt einen Randteil-Mittelteil-Kombinator, der z. B. für das Element 1960 in Figur 19 verwendet werden kann. Der in Figur 14 dargestellte Kombinator enthält ein Netzwerk 1410, das aus der Randteil-Luminanzkomponente YS und aus der M.ttelteil-Luminanzkomponente YC das Luminanzsignal YF' mit voller Bandbreite erzeugt, und einen I-Signalkombinator 1420 und einen Q-Signalkombinator 1430, die in Aufbau und Wirkungsweise dem Netzwerk 1410 ähnlich sind. Der Mittelbereich und die Randteile werden absichtlich durch einige Bildelemente einander überlappt, z. B. 10 Bildelemente. Somit haben die Mittelteil- und die Randteilsignale über den gesamten Kodierungs- und Übertragungsvorgang vor ihrer Zusammenführung einige Bildelemente in redundanter Weise gemeinsam.FIG. 14 shows a peripheral part-middle combiner, which is e.g. B. can be used for the element 1960 in Figure 19. The combiner shown in Fig. 14 includes a network 1410 which generates the full-bandwidth luminance signal YF 'from the edge-portion luminance component YS and the center-part luminance component YC, and an I-signal combiner 1420 and a Q-signal combiner 1430 in structure and operation are similar to the network 1410. The center area and the edge portions are intentionally overlapped by some picture elements, e.g. B. 10 picture elements. Thus, the center and edge signals have some picture elements in redundant manner throughout the encoding and transmission process prior to their merging.
Im Breitbildempfänger werden das Mittelteil und die Randteile aus den jeweils betreffenden Signalen wiedergewonnen, jedoch sind wegen der erfahrenen zeitlichen Dehnung, zeitlichen Komprimierung und Filterung der den einzelnen Bereichen zugeordneten Signale einige Bildelemente an den Grenzen zwischen Randteilen und Mittelteil verfälscht oder verzerrt. Die in Figur 14 dargestellten Wellenformen der Signale YS und YC zeigen die Überlappungsbereiche (ÜL) und die verfälschten Bildelemente (CP, zur Veranschaulichung etwas übertrieben). Gäbe es keine Überlappungsbereiche der einzelnen Teile, wurden die verfälschten Bildelemente aneinanderstoßen, so daß ein Saum sichtbar wäre. Es hat sich gezeigt, daß ein Überlappungsbereich von 10 Bildelementen breit genug ist, um drei bis fünf verfälschte Grenz-Bildelemente zu kompensieren. Die redundanten Bildelemente erlauben in vorteilhafter Weise ein gegenseitiges Überblenden von Rand- und Mittelteilen im Überlappungsbereich. Eine Multiplizierschaltung 1411 multipliziert das Randteilsignal YS mit einer Gewichtsfunktion W in den Überlappungsbereichen, wie durch die zugeordnete Wellenform dargestellt, bevor das Signal YS auf eine Kombinationsschaltung 1415 gegeben wird. In ähnlicher Weise multipliziert eine Multiplizierschaltung 1412 das Mittelteilsignal YC mit einer komplementären Gewichtsfunktion (1 - W) in den Überlappungsbereichen, wie mit der zugeordneten Wellenform dargestellt, bevor das Signal YC an die Kombinationsschaltung 1415 geführt wird. Diese Gewichtsfunktionen haben eine lineare rampenförmige Charakteristik in den Überlappungsbereichen und weisen Werte zwischen 0 und 1 auf. Nach der Bewertung werden die Randteil- und Mittelteil-Bildelemente in der Kombinationsschaltung 1415 summiert, so daß jedes rekonstruierte Bildelement eine lineare Kombination von Randteil- und Mittelteil-Bildelementen ist. Die Gewichtsfunktionen sollten vorzugsweise nahe den inneren Grenzen des Überlappungsbereichs dem Wert 1 und nahe den äußeren Grenzen dem Wert 0 zustreben. Dies stellt sicher, daß die verfälschten Bildelemente relativ wenig Einfluß auf die Grenzen der rekonstruierten Bereiche haben. Die dargestellte lineare rampenförmige Gewichtsfunktion erfüllt diese Forderung. Die Gewichtsfunktionen müssen aber nicht unbedingt linear sein, es können auch nichtlineare Gewichtsfunktionen verwendet werden, die in den Endbereichen (d.h. in der Nähe der Gewichtspunkte 1 und 0) krummlinig oder gerundet sind. Eine solche Gewichtsfunktion läßt sich leicht dadurch erreichen, daß man eine lineare rampenförmige Gewichtsfunktion des dargestellten Typs filtert.In the widescreen receiver, the center part and the edge parts are recovered from the respective signals concerned, however, because of the experienced temporal stretching, temporal compression and filtering of the signals associated with each area some pixels are distorted or distorted at the boundaries between edge parts and middle part. The waveforms of the signals YS and YC shown in Fig. 14 show the overlapping areas (UL) and the corrupted picture elements (CP, somewhat exaggerated for illustration). If there were no overlapping areas of the individual parts, the falsified picture elements would collide, so that a hem would be visible. It has been found that an overlap area of 10 pixels is wide enough to compensate for three to five falsified boundary pixels. The redundant picture elements advantageously allow a mutual blending of edge and middle parts in the overlapping area. A multiplying circuit 1411 multiplies the margin signal YS by a weight function W in the overlapping areas as indicated by the associated waveform before applying the signal YS to a combining circuit 1415. Similarly, a multiplier circuit 1412 multiplies the center sub-signal YC by a complementary weight function (1-W) in the overlap areas, as shown with the associated waveform, before passing the signal YC to the combiner circuit 1415. These weight functions have a linear ramp-shaped characteristic in the overlap areas and have values between 0 and 1. After the evaluation, the edge-part and center-part picture elements in the combination circuit 1415 are summed so that each reconstructed picture element is a linear combination of edge-part and center-part picture elements. The weight functions should preferably approach the value 1 near the inner limits of the overlap area and the value 0 near the outer limits. This ensures that the corrupted picture elements have relatively little influence on the boundaries of the reconstructed areas. The illustrated linear ramped weight function fulfills this requirement. However, the weight functions need not necessarily be linear, nonlinear weight functions curvilinear or rounded in the end regions (i.e., near the weight points 1 and 0) may also be used. Such a weighting function can be easily achieved by filtering a linear ramped weight function of the type shown.
Die Gewichtsfunktionen W und (1 - W) können leicht durch ein Netzwerk erzeugt werden, das eine Nachschlagetabelle, die auf ein Bildelementpositionen angebendes Eingangssignal anspricht, und eine subtraktive Kombinationsschaltunp enthält. Die Bildpunktpositionen im Überlappungsbereich zwischen Rand- und Mittelteilen sind bekannt, und die Nachschlagetabelle kann entsprechend programmiert werden, um als Reaktion auf das Eingangssignal Ausgangswerte von 0 bis 1 entsprechend der Gewichtsfunktion Wzu liefern. Das Eingangssignal kann auf verschiedene Weise entwickelt werden, z. B. durch einen Zähler, der mit jedem Bildzeilensynchronimpuls synchronisiert wird. Die komplementäre Gewichtsfunktion (1 - W) läßt sich erhalten, indem man die Gewichtsfunktion W von 1 subtrahiert.The weight functions W and (1-W) can be easily generated by a network including a look-up table responsive to an input signal indicative of pixel positions and a subtractive combination circuit. The pixel positions in the overlap area between marginal and center portions are known, and the look-up table can be programmed accordingly to provide output values from 0 to 1 corresponding to the weight function W in response to the input signal. The input signal can be developed in various ways, e.g. By a counter synchronized with each picture line sync pulse. The complementary weight function (1-W) can be obtained by subtracting the weight function W from 1.
Die Figur 22 zeigt eine Anordnung, die als Bildrasterwandler 17c für das Signal YF in Figur 1 a verwendet werden kann, um dieses Signal aus dem Format progressiver Abtastung in das Zeilensprungformat umzuwandeln. Die Figur 22 zeigt außerdem ein Diagramm einesTeils des im Format progressiver Abtastung vorliegenden Eingangssignals YF mit den Abtastmustern A, B, C und X in der die vertikale (V) und zeitliche (T) Dimension enthaltende Ebene, wie sie auch in Figur 2 a dargestellt ist. Das progressive Äbtastsignal YF wird in Elementen 2210 und 2212 jeweils einer Verzögerung um 525 H unterworfln, um aus dem Abtastmuster B relativ verzögerte Abtastmuster X und A zu erzeugen. Die Abtastmuster B und A werden in einer Additionsstufe 2214 summiert, bevor sie einem Frequenzhalbier-Netzwerk 2216 zugeführt werden. Ein Ausgangssignal des Netzwerks 2216 wird in einem Netzwerk 2218 subtraktiv mit dem Abtastmuster X kombiniert, um das Signal YT zu erzeugen. Dieses Signal wird an einen Eingang eines Schalters 2220 gelegt, der mit einer Frequenz gleich der doppelten Bildzeilenfrequenz der Zeilensprung-Abtastung betrieben wird. Ein anderer Eingang des Schalters 2220 empfängt das verzögerte Signal YF vom Ausgang des Verzögerungselements 2210. Das Ausgangssignal des Schalters 2220 wird einem Doppelanschluß-Speicher 2222 zugeführt, der mit einer Schreibgeschwindigkeit von 8 χ fsc und einer Lesegeschwindigkeit von 4 χ fsc betrieben wird, um an einem Ausgang die Signale YF' und YT im Zeilensprungformat zu liefern.FIG. 22 shows an arrangement that can be used as the image converter 17c for the YF signal in FIG. 1a to convert this progressive scan format signal to the interlaced format. Figure 22 also shows a diagram of a portion of the progressive scan input signal YF with the sampling patterns A, B, C and X in the plane containing the vertical (V) and temporal (T) dimensions, as also shown in Figure 2a is. The progressive scan signal YF is subjected to a delay of 525 H in elements 2210 and 2212, respectively, to produce relatively delayed scan patterns X and A from the scan pattern B. The sample patterns B and A are summed in an adder stage 2214 before being fed to a frequency bisector network 2216. An output of the network 2216 is subtractively combined in a network 2218 with the scan pattern X to produce the signal YT. This signal is applied to an input of a switch 2220 which is operated at a frequency equal to twice the line scan frequency of the interlaced scan. Another input of the switch 2220 receives the delayed signal YF from the output of the delay element 2210. The output of the switch 2220 is supplied to a dual port memory 2222, which is operated at a write speed of 8χfsc and a read speed of 4χfsc an output to deliver the signals YF 'and YT in the interlaced format.
Die Figur 23 zeigt eine Anordnung, wie sie zur Realisierung der Bildraster-Wandler 17a und 17b in Figur 1 a verwendet werden kann. Nach Figur 23 wird das im Format progressiver Abtastung vorliegende Signal IF (oder QF) einem um 525 H verzögernden Element 2310 zugeführt, bevor es einem Doppelanschluß-Speicher 2312 zugeführt wird, der mit einer Lesegeschwindigkeit von 4 χ fsc und einer Schreibgeschwindigkeit von 8 χ fsc arbeitet, um das Ausgangssignal IF' (oder QF') im Zeilensprungformat zu erzeugen. Ebenfalls in Figur 23 dargestellt sind Wellenformen des im Progressiv-Abtastformat vorliegenden Eingangssignals mit einer die Abtastmuster C enthaltenden ersten Zeile und einer die Abtastmuster X enthaltenden zweiten Zeile und des Zeilensprung-Ausgangssignals (die erste Zeile mit dem Abtastungsmuster C, gestreckt durch Abtastung mit der halben Zeilenfrequenz). Der Doppelanschluß-Speicher 2312 liefert an seinem Ausgang nur die erste Zeile (Abtastmuster C) des Eingangssignals in gestreckter Form.FIG. 23 shows an arrangement which can be used to implement the image-scanning converters 17a and 17b in FIG. 1a. Referring to Figure 23, the progressive scan format signal IF (or QF) is applied to a 525 H delay element 2310 before being applied to a dual port memory 2312 having a read speed of 4 χ fsc and a write speed of 8 χ fsc operates to produce the IF output signal IF '(or QF') in interlaced format. Also shown in Fig. 23 are waveforms of the progressive scan format input signal having a first line including the scanning patterns C and a second line including the scanning patterns X and the interlace output (the first line having the scanning pattern C stretched by half scanning line frequency). The dual port memory 2312 provides at its output only the first line (scan pattern C) of the input signal in stretched form.
Die Figur 24 zeigt Einzelheiten der Einheit 8C der Figur 1 a. Die Signale X und Z werden jeweils an den Adresseneingang einer zugeordneten nichtlinearen Amplitudenkomprimierungseinrichtung 2410 bzw. 2412 geführt. DieKomprimierungseinrichtungen 2410 und 2412 sind programmierbare Festwertspeicher (PROM-Speicher), deren jeder eine Nachschlagetabelle programmierter Werte enthält, entsprechend der gewünschten nichtlinearen Gamma- -Komprimierungsfunktion. Diese Funktion ist in der Figur 24 unter der Einheit 2412 durch eine Kurve dargestellt, welche die ausgangsseitigen Augenblickswerte in Abhängigkeit von den eingangsseitigen Augenblickswerten zeigt. Die „komprimierten Signale X und Z von den Datenausgängen der Einheiten 2410 und 2412 werden jeweils an den Signaleingang einer zugeordneten Multiplizierschaltung 2414 bzw. 2416 gegeben. Die Referenzeingänge der Multiplizierschaltungen 2414 und 2416 empfangen den alternierenden Hilfsträger ASC in einer um 90° zueinander verschobenen Phasenlage (Quadraturphasenverhältnis), d. h. in Sinus- bzw. Kosinusform. Die Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen 2414 und 2416 werden in einer Kombinationsschaltung 2420 kombiniert, um das quadratur-modulierte Signal M zu erzeugen. Im Dekodierer nach Figur 13 werden die komprimierten Signale X und Z durch ein herkömmliches Verfahren der Quadratur-Demodulation wiedergewonnen und erfahren eine komplementäre nichtlineare Amplitudendehnung in zugeordneten PROM-Speichern mit Nachschlagetabelle, die mit Werten programmiert sind, welche komplementär zu den Werten in den PROM-Speichern 2410 und 2412 sind.FIG. 24 shows details of the unit 8C of FIG. 1a . The signals X and Z are respectively fed to the address input of an associated nonlinear amplitude compression means 2410 and 2412, respectively. Compressors 2410 and 2412 are programmable read only memories (PROM memories), each of which contains a look-up table of programmed values corresponding to the desired non-linear gamma compression function. This function is shown in FIG. 24 under unit 2412 by a curve showing the output instantaneous values as a function of the input instantaneous values. The compressed signals X and Z from the data outputs of the units 2410 and 2412 are respectively applied to the signal input of an associated multiplying circuit 2414 and 2416, respectively. The reference inputs of the multiplier circuits 2414 and 2416 receive the alternating subcarrier ASC in a mutually shifted by 90 ° phase position (quadrature phase ratio), ie in sine or cosine form. The outputs of the multipliers 2414 and 2416 are combined in a combiner 2420 to produce the quadrature modulated signal M. In the decoder of Figure 13, the compressed signals X and Z are recovered by a conventional method of quadrature demodulation and undergo complementary non-linear amplitude expansion in associated look-up PROM memories programmed with values complementary to the values in the PROM memories. Save 2410 and 2412 are.
Claims (2)
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