CZ303181B6 - Contactless microwave meter of small differences in thickness of reflected layers - Google Patents
Contactless microwave meter of small differences in thickness of reflected layers Download PDFInfo
- Publication number
- CZ303181B6 CZ303181B6 CZ20100529A CZ2010529A CZ303181B6 CZ 303181 B6 CZ303181 B6 CZ 303181B6 CZ 20100529 A CZ20100529 A CZ 20100529A CZ 2010529 A CZ2010529 A CZ 2010529A CZ 303181 B6 CZ303181 B6 CZ 303181B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- input
- output
- microwave
- signal
- gate
- Prior art date
Links
Landscapes
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Length-Measuring Devices Using Wave Or Particle Radiation (AREA)
Abstract
Description
Bezkontaktní mikrovlnný měřič malých diferencí tloušťek reflexních vrstevContactless microwave meter of small differences in thickness of reflective layers
Oblast technikyTechnical field
Předkládané řešení se týká zapojení měřicího systému pro bezkontaktní měření tloušťek vrstev schopných odrážet elektromagnetické vlny.The present invention relates to a wiring system for contactless measurement of layer thicknesses capable of reflecting electromagnetic waves.
Dosavadní stav technikyBACKGROUND OF THE INVENTION
K přesnému měření tloušťek vrstev schopných odrážet elektromagnetické vlny se používá mikrovlnná rezonanční metoda používající dvou otevřených rezonátorů, mezi kterými je umístěná měřená vrstva. Každý z rezonátorů je vytvořen z jedné poloviny Fabry-Perot rezonátorů otevřeného směrem k měřené vrstvě. Prostor mezi reflexním povrchem měřené vrstvy a zrcadlem poloviny Fabry-Perot rezonátorů vytváří rezonátor, jehož rezonanční kmitočet je závislý na vzdálenosti mezi reflexním povrchem a zrcadlem. Při rezonanci se tato vzdálenost rovná celočíselnému násobku poloviny vlnové délky. Při znalosti tohoto celočíselného násobku lze ze změřeného rezonančního kmitočtu odvodit vzdálenost mezi reflexním povrchem a zrcadlem rezonátorů. To platí pro oba rezonátory umístěné na opačné straně měřené vrstvy. Při znalosti vzdálenosti mezi zrcadly, případně po provedené kalibraci lze určit tloušťku měřené vrstvy.A microwave resonance method using two open resonators with a measured layer between them is used to accurately measure the thickness of layers capable of reflecting electromagnetic waves. Each of the resonators is formed from one half of the Fabry-Perot resonators open towards the measured layer. The space between the reflective surface of the measured layer and the half of the Fabry-Perot resonator mirror creates a resonator whose resonant frequency is dependent on the distance between the reflective surface and the mirror. At resonance, this distance equals an integer multiple of half the wavelength. Knowing this integer multiple, the distance between the reflective surface and the resonator mirror can be derived from the measured resonant frequency. This applies to both resonators located on the opposite side of the measured layer. Knowing the distance between the mirrors or after calibration, the thickness of the measured layer can be determined.
Rezonanční kmitočty jsou určovány z frekvenční závislosti koeficientu odrazu nebo přenosu rezonátorů navázaného najedno nebo dvě mikrovlnná vedení. Na rezonančním kmitočtu se frekvenční závislost amplitudy koeficientu odrazu nebo přenosu vyznačuje typickou rezonanční křivkou s více či méně ostrým vrcholem. Velikost amplitudy rezonanční křivky a její 3 dB šířka pásma závisí na velikosti nezatíženého činitele jakosti rezonátorů Qo a na velikosti vazby mezi rezonátorem a vedením respektive vedeními. Při daném Qo je rozdíl amplitudy rezonanční křivky na rezonančním kmitočtu a daleko od rezonančního kmitočtu tím větší, čím je rezonátor těsněji navázán na přívodní vedení. Čím těsněji je však rezonátor navázán, tím větší je 3 dB šířka pásma rezonanční křivky a tím je i vrchol křivky méně ostrý.The resonant frequencies are determined from the frequency dependence of the coefficient of reflection or transmission of resonators coupled to one or two microwave lines. At the resonant frequency, the frequency dependence of the amplitude of the reflection or transmission coefficient is characterized by a typical resonant curve with a more or less sharp peak. The magnitude of the amplitude of the resonance curve and its 3 dB bandwidth depend on the size of the unloaded quality factor of the resonators Q0 and the magnitude of the coupling between the resonator and the line (s), respectively. At a given Q 0, the amplitude difference of the resonant curve at the resonant frequency and far from the resonant frequency is the greater the closer the resonator is to the supply line. However, the closer the resonator is coupled, the greater the 3 dB bandwidth of the resonance curve and the less sharp the peak.
Rezonanční kmitočet je v automatickém procesu vypočítán na základě naměřených amplitud rezonanční křivky na několika frekvencích v okolí rezonanční frekvence. Pro tato měření musí být průběh rezonanční křivky dostatečně odlišitelný od podobných průběhů způsobených např. nežádoucími odrazy v mikrovlnném obvodu. Rezonanční křivka tedy musí mít dostatečně velkou amplitudu, tj. rezonátor musí být dostatečně těsně navázán. Těsná vazba však způsobuje, že vrchol rezonanční křivky je méně ostrý, což zmenšuje přesnost určení rezonanční frekvence a tím i přesnost určení měřené tloušťky.The resonance frequency in the automatic process is calculated based on the measured amplitudes of the resonance curve at several frequencies around the resonant frequency. For these measurements, the waveform of the resonance curve must be sufficiently distinguishable from similar waveforms caused, for example, by unwanted reflections in the microwave circuit. The resonance curve must therefore have a sufficiently large amplitude, ie the resonator must be sufficiently tightly coupled. However, the tight coupling causes the peak of the resonance curve to be less sharp, which reduces the accuracy of the resonant frequency determination and hence the accuracy of the measured thickness.
Podstata vynálezuSUMMARY OF THE INVENTION
Výše uvedený nedostatek odstraňuje bezkontaktní systém pro měření tloušťek reflexních vrstev podle předkládaného řešení, který obsahuje přeladitelný mikrovlnný generátor. Podstatou nového řešení je, že přeladitelný mikrovlnný generátor má mikrovlnný výstup připojen na vstup rozbočovacího členu. První výstup rozbočovacího Členu je vstupem referenčního kanálu aje připojen na vstup prvního atenuátoru s proměnným útlumem. Výstup atenuátoru je připojen na první vstup slučovacího členu. Druhý výstup rozbočovacího členu je vstupem testovacího kanálu aje připojen na vstup bloku změny fázového posuvu signálu odraženého od reflexních povrchů v testovacím kanálu vzhledem k signálu v referenčním kanálu. Izolační výstup bloku změny fázového posuvu signálu je spojen s druhým vstupem slučovacího Členu. Výstup slučovacího členu je spojen se vstupem řídicí a vyhodnocovací jednotky opatřené indikátorem mikrovlnného výkonu či napětí nebo proudu. Její řídicí výstup je spojen se vstupem přeladitelného mikrovlnného gene- 1 CZ 303181 B6 rátoru. V testovacím kanálu může být zařazen druhý atenuátor s proměnným útlumem a/nebo první zesilovač s proměnným zesílením a/nebo v referenčním kanálu může být v kaskádě s atenuátorem s proměnným útlumem zařazen druhý zesilovač s proměnným zesílením.The above drawback removes the non-contact reflective layer thickness measurement system of the present invention, which includes a tunable microwave generator. The essence of the new solution is that the tunable microwave generator has a microwave output connected to the input of the splitter. The first output of the Hub member is the input of the reference channel and is connected to the input of the first attenuator with variable attenuation. The attenuator output is connected to the first input of the merge member. The second output of the hub is the input of the test channel and is coupled to the input of the phase shift block of the signal reflected from the reflective surfaces in the test channel relative to the signal in the reference channel. The isolation output of the signal shift block is coupled to the second input of the combiner. The output of the combiner is connected to the input of the control and evaluation unit provided with an indicator of microwave power or voltage or current. Its control output is connected to the input of the tunable microwave generator. A second variable attenuator and / or a first variable gain amplifier may be included in the test channel, and / or a second variable gain amplifier may be included in the reference channel in a cascade with a variable attenuator.
Analogické zapojení je, že mikrovlnný výstup přeladitelného mikrovlnného generátoru je připojen na vstup rozbočovacího členu. Rozbočovací člen má první výstup, který je vstupem referenčního kanálu, připojen na první vstup slučovacího členu. Druhý výstup rozbočovacího členu je vstupem testovacího kanálu a je připojen na vstup bloku změny fázového posuvu signálu odraženého od reflexních povrchů v testovacím kanálu vzhledem k signálu v referenčním kanálu. Izoio lační výstup bloku změny fázového posuvu signálu je spojen přes první zesilovač s proměnným zesílením s druhým vstupem slučovacího členu. Výstup slučovacího členu je spojen se vstupem řídicí a vyhodnocovací jednotky opatřené indikátorem mikrovlnného výkonu či napětí nebo proudu. Její řídicí výstup je spojen se vstupem přeladitelného mikrovlnného generátoru. V referenčním kanálu může být zařazen první atenuátor s proměnným útlumem a/nebo druhý zesilovač s proměnným zesílením a/nebo v testovacím kanálu může být v kaskádě s prvním zesilovačem s proměnným zesílením zařazen druhý atenuátor s proměnným útlumem.An analogous connection is that the microwave output of the tunable microwave generator is connected to the input of the splitter. The hub has a first output, which is a reference channel input, connected to the first input of the merge member. The second output of the splitter is the input of the test channel and is connected to the input of the phase shift block of the signal reflected from the reflective surfaces in the test channel relative to the signal in the reference channel. The isolation output of the phase shift block is coupled via the first variable gain amplifier to the second input of the combiner. The output of the combiner is connected to the input of the control and evaluation unit provided with an indicator of microwave power or voltage or current. Its control output is connected to the input of the tunable microwave generator. A first variable attenuator and / or a second variable gain amplifier may be included in the reference channel, and / or a second variable attenuator may be included in the test channel cascade with the first variable gain amplifier.
V jednom možném provedení je pro obě výše uvedená řešení řídicí a vyhodnocovací jednotka tvořena detektorem, jehož výstup je spojen přes A/D převodník s počítačem, který je propojen s přeladitelným mikrovlnným generátorem.In one possible embodiment, for both of the above solutions, the control and evaluation unit comprises a detector whose output is connected via an A / D converter to a computer, which is connected to a tunable microwave generator.
Další modifikací pro obě základní provedení je, že v referenčním kanálu je zařazen první izolátor a/nebo v testovacím kanálu je zařazen před a/nebo za blokem změny fázového posuvu signálu odraženého od reflexního povrchu v testovacím kanálu vzhledem k signálu v referenčním kanálu druhý a/nebo třetí izolátor. Všechny tyto izolátory jsou orientovány propustným směrem k slučovacímu obvodu.A further modification for both basic embodiments is that a first insulator is included in the reference channel and / or a test channel is downstream and / or downstream of the change in phase shift signal reflected from the reflective surface in the test channel relative to the second channel or a third insulator. All these insulators are forwardly oriented towards the merge circuit.
Blok změny fázového posuvu signálu odraženého od reflexních povrchů měřené vrstvy v testovacím kanálu vzhledem k signálu v referenčním kanálu je s výhodou na svém vstupu tvořen vstupním trojbranem, jehož vstup je propojen se vstupem bloku změny fázového posuvu signálu, který je externě propojen s druhým výstupem rozbočovacího členu. První výstup vstupního trojbranu je propojen s první anténou ajeho druhý výstup je připojen na druhý výstup výstupního troj bránu, jehož první výstup je připojen na druhou anténu a jehož vstup je izolačním výstupem bloku změny fázového posuvu signálu odraženého od reflexních povrchů v testovacím kanálu vzhledem k signálu v referenčním kanálu. Mezi vstupem a druhým výstupem vstupního i výstupního trojbranu je izolace.The phase shift block of the signal reflected from the reflective surfaces of the measured layer in the test channel relative to the signal in the reference channel is preferably at its input formed by an input tri-gate whose input is coupled to the input of the phase shift block of the signal externally connected to the second output member. The first output of the input tri-gate is connected to the first antenna and its second output is connected to the second output of the output tri-gate, whose first output is connected to the second antenna and whose input is the isolation output of the phase shift block of the signal reflected from the reflective surfaces in the test channel. in the reference channel. There is insulation between the input and the second output of the input and output tri-port.
V bloku změny fázového posuvu signálu může být mezi druhým výstupem vstupního trojbranu a druhým výstupem výstupního trojbranu zařazen čtvrtý izolátor orientovaný propustným směrem k slučovacímu členu.In the signal shift phase block, a fourth forward-oriented insulator oriented towards the merge member may be provided between the second output of the input tri-gate and the second output of the output tri-gate.
Vstupní a/nebo výstupní trojbran může být také realizován směrovým čtyřbranem, jehož čtvrtá brána je bezodrazově zakončena a/nebo děličem výkonu s izolací mezi výstupy a/nebo cirkulátorem.The inlet and / or outlet tri-gate may also be realized by a directional four-gate, the fourth gate of which is non-reflective terminated and / or a power divider with insulation between the outlets and / or the circulator.
Rozbočovací člen a/nebo slučovací Člen mohou být tvořeny děličem výkonu a/nebo směrovým čtyřbranem, jehož čtvrtá brána je bezodrazově zakončena.The splitter and / or combining member may be a power divider and / or directional quadrilateral, the fourth gate of which is terminated without reflection.
Hlavní výhodou nového řešení je, že oproti stávajícímu řešení umožňuje dosáhnout současně so velmi úzké rezonanční křivky a zároveň velké amplitudy této křivky.The main advantage of the new solution is that, compared to the existing solution, it allows to achieve simultaneously a very narrow resonance curve and at the same time a large amplitude of this curve.
-2CZ 303181 B6-2GB 303181 B6
Objasněn í výkresůClarification of drawings
Na obr 1 je principielní schéma měřicího systému s atenuátorem v referenčním kanálu. Na obr. 2 je alternativní konstrukční řešení se zesilovačem v testovacím kanálu.Fig. 1 is a schematic diagram of a measurement system with an attenuator in a reference channel. Fig. 2 shows an alternative design with an amplifier in the test channel.
Příklad uskutečnění vynálezu io Jeden možný příklad zapojení bezkontaktního mikrovlnného měřiče malých vzdáleností od reflexního povrchu je uveden na obr 1. Zapojení je tvořeno preladitelným mikrovlnným generátorem I, který je s výhodou syntezovaný aje zde řízen počítačem 2. Jeho řízení může být i manuální, ale v praxi bude dána přednost řízení počítačem. PřeladíteIný mikrovlnný generátor 1 je svým mikrovlnným výstupem připojen na vstup 34 rozbočovacího členu 3, který je v tomto pří15 kládě tvořen prvním děličem výkonu, kterým je zde magické T zakončené na svém třetím výstupu bezodrazově. Na prvním výstupu 31 tohoto rozbočovacího členu 3, tedy prvního děliče výkonu, začíná referenční kanál, který končí na prvním vstupu 61 slučovacího členu 6, kterým je zde druhý dělič výkonu tvořený v tomto příkladě rovněž magickým T zakončeným na třetím výstupu bezodrazově. K prvnímu výstupu 31 rozbočovacího členu 3 je zde připojena kaskáda tvořená prvním izolátorem 4 a prvním atenuátorem 5 s proměnným útlumem, který je v základním zapojení připojen přímo na první vstup 61 slučovacího členu 6. První atenuátor 5 proměnným útlumem může být s prvním vstupem 61 slučovacího členu 6 spojen také v kaskádě s druhým zesilovačem 14.1 proměnným zesílením, což je na obr. 1 naznačeno čárkovaně. Část zapojení mezi prvním výstupem 31 rozbočovacího členu 3 a prvním vstupem 61 slučovacího členu 6 se nazývá referenční kanál, jak je i na obr. 1 pro lepší srozumitelnost vyznačenoAn example of an embodiment of the invention One possible example of the connection of a contactless microwave meter of small distances from the reflective surface is shown in Fig. 1. The connection consists of a tunable microwave generator I, which is preferably synthesized and controlled by a computer 2. In practice, computer control will be preferred. The tunable microwave generator 1 is connected to the input 34 of the splitter 3 by its microwave output, which in this example is a first power divider, which here is a magical T terminated at its third output without reflection. At the first output 31 of this splitter 3, i.e. the first power divider, a reference channel begins, which terminates at the first input 61 of the merging member 6, which here is the second power divider formed in this example also by magic T terminated at the third output. Connected to the first outlet 31 of the splitter 3 is a cascade formed by a first insulator 4 and a first attenuator 5 with variable attenuation, which in the basic circuit is connected directly to the first input 61 of the combining member 6. The first attenuator 5 may be variable attenuator 1 also connected in cascade to the second amplifier 14.1 by a variable gain, which is indicated in broken lines in FIG. The part of the connection between the first output 31 of the splitter 3 and the first input 61 of the combiner 6 is called the reference channel, as shown in FIG.
Na druhém výstupu 32 rozbočovacího členu 3 začíná testovací kanál, který se skládá v provedení dle obr. 1 z bloku 7 změny fázového posuvu signálu odraženého od reflexních povrchů reflexní vrstvy 9 v testovacím kanálu vzhledem k signálu v referenčním kanálu, který má vstup 71 a izo30 lační výstup 72. Blok 7 změny fázového posuvu signálu je na svém vstupu tvořen vstupním trojbranem 80, jehož vstup 81 je propojen se vstupem 71 bloku 7 změny fázového posuvu signálu, jehož první výstup 82 je propojen s první anténou 83 a jehož druhý výstup 84 je přes čtvrtý izolátor 95 propojen s druhým výstupem 94 výstupního trojbranu 90, jehož první výstup 92 je připojen na druhou anténu 93 a jehož vstup 91 je propojen s izolačním výstupem 72 bloku 7 změny fázového posuvu signálu. V testovacím kanále je zde zařazen také na výstupu bloku 7 změny fázového posuvu signálu druhý izolátor 10 a na vstupu bloku 2 změny fázového posuvu signálu třetí izolátor 10.1. První izolátor 4, druhý izolátor 10, třetí izolátor 10.1 a čtvrtý izolátor 95 jsou orientovány propustným směrem ke slučovacímu obvodu 6, avšak jejich použití není nezbytnou podmínkou pro činnost měřiče. Jejich význam spočívá v potlačení vlivu nedokonalých vlastností použitých komponent a umožňují tak rozšířit použitelné frekvenční pásmo a tím í rozsah a přesnost měření. Testovací kanál končí v základním provedení na druhém vstupu 62 slučovacího členu 6. V příkladu podle obr. 1 je čárkovaně naznačena další možnost, kdy je mezi výstup druhého izolátoru 10 a druhý vstup 62 slučovacího členu 6 zařazena kaskáda tvořená druhým atenuátorem 5.1 s proměnným útlumem a prvním zesilovačem 14 s proměnným zesílením.At the second output 32 of the hub 3, a test channel comprises, in the embodiment of FIG. 1, a block 7 of the phase shift of the signal reflected from the reflective surfaces of the reflective layer 9 in the test channel relative to the reference channel signal having input 71 and iso30 The output signal block 7 at its input is formed by an input tri-gate 80 whose input 81 is connected to the input 71 of the signal shift block 7 whose first output 82 is connected to the first antenna 83 and whose second output 84 is via a fourth insulator 95 coupled to the second output 94 of the output tri-port 90, the first output 92 of which is connected to the second antenna 93 and whose input 91 is coupled to the isolation output 72 of the phase shift signal block 7. In the test channel there is also included a second insulator 10 at the output of the signal shift block 7 and a third insulator 10.1 at the input of the signal shift block 2. The first insulator 4, the second insulator 10, the third insulator 10.1 and the fourth insulator 95 are oriented in a forward direction towards the merge circuit 6, but their use is not a necessary condition for the meter to operate. Their importance lies in suppressing the influence of imperfect properties of the used components and thus allows to extend the usable frequency band and thus the measuring range and accuracy. The test channel terminates in the basic embodiment at the second inlet 62 of the combiner member 6. In the example of FIG. 1, a further dashed line is indicated where a cascade formed by the second attenuator 5.1 with variable attenuation 5.1 is included between the outlet of the second insulator 10 and the second inlet 62. a first variable gain amplifier 14.
Základní provedení na obr. 2 se od provedení na obr. 1 liší tím, že v referenčním kanále není zařazen první atenuátor 5 s proměnným útlumem a naproti tomu je v testovacím kanále zařazen první zesilovač L4 s proměnným zesílením. Obě tyto varianty umožňují změnu amplitudy procházejícího signálu. Nicméně i zde jsou možné varianty, naznačené na obr. 2 čárkovaně, tedy že v referenčním kanálu je mezi výstup prvního izolátoru 4 a první vstup 61 slučovacího obvodu 6 zapojena kaskáda prvního atenuátoru 5 proměnným útlumem a druhého zesilovače 14.1 s proměnným zesílením. Rovněž tak v testovacím kanálu může být navíc zařazen druhý atenuátor 5.1 s proměnným útlumem. Výstup 64 slučovacího členu 6 je spojen s řídící a vyhodnocovací jednotkou 13, která je opatřena indikátorem mikrovlnného výkonu nebo napětí nebo proudu. JejíThe basic embodiment of Fig. 2 differs from the embodiment of Fig. 1 in that the first attenuator 5 with variable attenuation 5 is not included in the reference channel and, on the other hand, the first amplifier L4 with variable gain is included in the test channel. Both of these variants allow the amplitude of the transmitted signal to be changed. However, here again, the variants shown in dashed lines are possible, that in the reference channel, a cascade of the first attenuator 5 of variable attenuation 5 and the second amplifier 14.1 of variable amplification is connected between the output of the first insulator 4 and the first input 61 of the merge circuit 6. Also, a second attenuator 5.1 with variable attenuation may be included in the test channel. The output 64 of the combining member 6 is connected to a control and evaluation unit 13, which is provided with an indicator of microwave power or voltage or current. Her
-3 CZ 303181 B6 řídicí výstup je spojen se vstupem přeladíte lného mikrovlnného generátoru L V uváděných příkladech je řídicí a vyhodnocovací jednotka f3 tvořena detektorem _1_L, na jehož výstup je připojen A/D převodník 12 spojený s počítačem 2.The control output is coupled to the input of the tuning microwave generator L In the examples given, the control and evaluation unit f3 is formed by a detector 11, to the output of which the A / D converter 12 is connected to the computer 2.
Popis funkce bude popsán pro základní provedení, tedy bez popisu funkce čárkovaně vyznačených prvků v obr. 1 a 2, jejichž funkce bude popsána na konci. Mikrovlnný signál z přeladitelného mikrovlnného generátoru 1 vstupuje vstupem 34 do rozhodovacího členu 3, který ho rozdělí na dvě přibližně stejné části, které pak vystupují prvním výstupem 31 do referenčního kanálu a druhým 32 výstupem do testovacího kanálu. V referenčním kanálu signál prochází z prvního výstupu 31 přes první izolátor 4 a, v případě provedení podle obr. 1 pres první atenuátor 5 s proměnným útlumem, v případě provedení podle obr. 2 přímo, do prvního vstupu 61 slučovacího členu 6 jako napěťová vlna hrí,f. V testovacím kanálu postupuje signál z druhého výstupu 32 do vstupu 71 bloku 7 změny fázového posuvu signálu odraženého od prvního reflexního povrchu reflexní vrstvy 9 v testovacím kanálu vzhledem k signálu v referenčním kanálu, který je na svém vstupu tvořen vstupním trojbranem 80 zde tvořený směrovým čtyřbranem, jehož čtvrtá brána je bezodrazové zakončena. V obou provedeních je zde zařazen na vstupu bloku 7 změny fázového posuvu signálu třetí izolátor 10.1, jehož úlohou je potlačit vliv možných vícenásobných odrazů mezi blokem 7 změny fázového posunu signálu a druhým výstupem 32 rozhodovacího členu 3. Část signálu vystupuje prvním výstupem 82 vstupního troj bránu 80, postupuje do antény 83 je anténou vyzářena, odráží se od reflexního povrchu 9, je opět přijata anténou 83 a postupuje vstupním trojbranem 80 na jeho druhý výstup 84 je přes čtvrtý izolátor 95 propojen s druhým výstupem výstupního trojbranu 91 zde tvořeného také směrovým Čtyřbranem, jehož čtvrtá brána je bezodrazové zakončena. Z druhého výstupu 94 výstupního trojbranu 90 postupuje signál na jeho první výstup 92, propojený s druhou anténou 93 je vyzářen, odráží se od druhého reflexního povrchu reflexní vrstvy 9 a je opět přijat druhou anténou 93. Z této druhé antény 93 postupuje na první výstup 92 výstupního trojbranu 90 ajeho část vystupuje na jeho vstupu 91, který je spojen s izolačním výstupem 72 bloku 7 změny fázového posuvu signálu a dále postupuje přes, v případě provedení podle obr. 1 pres druhý izolátor 10, v případě provedení podle obr. 2 přes první zesilovač J_4 s proměnným zesílením, a jako napěťová vlna b vstupuje do druhého vstupu 62 slučovacího členu 6, tvořeného zde druhým děličem výkonu, kterým je zde magické T zakončené na svém třetím výstupu bezodrazové. Oba signály vstupující do prvního vstupu 61 a druhého vstupu 62 slučovacího členu 6 jsou koherentní. Z výstupu 64 slučovacího členu 6, zde tedy ze vstupní brány druhého děliče výkonu, který je tvořen magickým T zakončeným na svém třetím výstupu bezodrazové, postupuje součtový signál b^b na detektor 11 a dále do převodníku A/D 12. Prvním atenuátorem 5 s proměnným útlumem v referenčním kanálu nebo prvním zesilovačem J_4 s proměnným zesílením v testovacím kanálu lze nastavit identickou amplitudu signálů vstupujících do prvního 61 i druhého 62 vstupu slučovacího členu 6. Obdobně se nastavuje identická amplituda signálů vstupujících do prvního vstupu 61 i druhého vstupu 62 slučovacího členu 6 i v případě použití prvního zesilovače 14 s proměnným zesílením, druhého zesilovačeThe function description will be described for the basic embodiment, i.e. without the function description of the dashed elements in Figs. 1 and 2, the function of which will be described at the end. The microwave signal from the tunable microwave generator 1 enters through the input 34 to the decision member 3, which divides it into two approximately equal parts, which then output through the first output 31 to the reference channel and the second 32 output to the test channel. In the reference channel, the signal passes from the first output 31 through the first insulator 4 and, in the embodiment of FIG. 1, through the first attenuator 5 with variable attenuation, in the case of the embodiment of FIG. 2 directly to the first input 61 of the combining member 6 as a voltage wave rí , f . In the test channel, the signal from the second output 32 to the input 71 of the block 7 changes the phase shift of the signal reflected from the first reflective surface of the reflective layer 9 in the test channel with respect to the signal in the reference channel. whose fourth gate is without reflection. In both embodiments, a third insulator 10.1 is provided at the input of the phase shift signal block 7 to suppress the effect of possible multiple reflections between the phase shift signal block 7 and the second output 32 of the decision member 3. Part of the signal exits through the first output 82 of the input tri gate 80, proceeds to the antenna 83 is radiated by the antenna, reflected from the reflective surface 9, is again received by the antenna 83 and proceeds through the input tri-gate 80 to its second output 84 is connected via the fourth insulator 95 to whose fourth gate is without reflection. From the second output 94 of the output tri-port 90, the signal passes to its first output 92, communicating with the second antenna 93 is emitted, reflected from the second reflective surface of the reflective layer 9 and is again received by the second antenna 93. of the output tri-port 90 and its portion extends at its input 91, which is connected to the isolation output 72 of the signal shift phase block 7, and proceeds through, in the case of FIG. 1, the second insulator 10, in the case of FIG. the variable gain amplifier 14, a, as a voltage wave b, enters the second input 62 of the combining member 6 formed here by the second power divider, here the magical T terminated at its third output reflectorlessly. The two signals entering the first input 61 and the second input 62 of the merge member 6 are coherent. From the output 64 of the combining member 6, here from the input gate of the second power divider, which is formed by a magical T terminated at its third non-reflective output, the sum signal b ^ b passes to the detector 11 and further to the A / D converter 12. By varying the attenuation in the reference channel or the first amplifier 14 with a variable gain in the test channel, an identical amplitude of the signals entering both the first 61 and the second 62 inputs of the combining member 6 can be set. even in the case of using a first variable gain amplifier 14, a second amplifier
14.1 s proměnným zesílením a druhého atenuátoru 5.1 s proměnným útlumem v případě varianty dle obr. I nebo druhého zesilovače 14.1 s proměnným zesílením a prvního atenuátoru 5 a druhého atenuátoru 5.1 s proměnným útlumem v případě varianty dle obr. 2. Použití dalšího zesilovače resp. zesilovačů a atenuátoru resp. atenuátoru zvyšuje adaptibilitu systému pro různé podmínky měření. V závislosti na vzdálenosti reflexních povrchů reflexní vrstvy 9, tj. v závislosti na její tloušťce, a tím i na rozdílu elektrických délek referenčního a testovacího kanálu se na některých frekvencích oba signály sečtou ve fázi a na jiných v protifázi. Ve fázi se signály sečtou v případě, že rozdíl elektrických délek obou kanálů bude na příslušné frekvenci sudým násobkem poloviny vlnové délky. V případě, že rozdíl elektrických délek obou kanálů bude na příslušné frekvenci roven lichému násobku poloviny vlnové délky, signály se sečtou v protifázi a poskytnou tak velmi ostrá minima napětí indikovaná např. detektorem. Napětí indikované detektorem lije v minimu teoreticky nulové, prakticky je omezené šumem detektoru H. Vybranou tloušťku reflexní vrstvy 9 a některé jí odpovídající napěťové minimum lze vybrat jako referenční. Se změnou tloušťky reflexní vrstvy 9 se změní frekvence příslušného napěťového minima, kterou lze určit přelaďováním mikrovlnného generátoru L Ze změny frekvence odpovídající napěťovému mini-4CZ 303181 B6 tnu lze pří znalosti lichého počtu polovin vlnových délek, o které se liší elektrické délky obou kanálů, určit změnu tloušťky reflexního vrstvy 9, resp. po provedené kalibraci přímo tloušťku reflexní vrstvy 9 obdobně jako u stávajících metod používajících rezonátor. Průběh napětí kolem minima však u bezkontaktního systému pro měření malých diferencí vzdáleností odpovídá průbě5 hu rezonanční křivky rezonátoru s činitelem jakosti Qo jdoucím nade všechny meze, což u známých metod nelze dosáhnout. Na rozdíl od známých metod tak lze získat průběh odpovídající rezonanční křivce, která má dostatečně velkou amplitudu a současně extrémně ostrý vrchol.14.1 with variable gain and second attenuator 5.1 with variable attenuation in the case of the variant according to FIG. I or the second amplifier 14.1 with variable gain and first attenuator 5 and the second attenuator 5.1 with variable attenuation in the case of the variant according to FIG. amplifiers and attenuator respectively. attenuator increases system adaptability for different measurement conditions. Depending on the distance of the reflective surfaces of the reflective layer 9, i.e., its thickness, and thus the difference in electrical lengths of the reference and test channels, at some frequencies the two signals are summed in phase and in others in counter-phase. In the phase, the signals are summed if the difference in the electrical lengths of the two channels at an appropriate frequency is an even multiple of half the wavelength. In the event that the difference in the electrical lengths of the two channels at an appropriate frequency equals an odd multiple of half the wavelength, the signals add up in counter-phase to provide a very sharp voltage minimum indicated by, for example, a detector. The voltage indicated by the detector 11 is theoretically zero in the minimum, practically limited by the noise of the detector H. The selected thickness of the reflective layer 9 and some of its corresponding voltage minimum can be selected as a reference. As the thickness of the reflective layer 9 changes, the frequency of the respective voltage minimum, which can be determined by tuning the microwave generator L, can be determined from the frequency change corresponding to the voltage mini-4EN 303181 B6. change of the thickness of the reflective layer 9, resp. directly after the calibration, the thickness of the reflective layer 9 is similar to the existing resonator methods. Around the minimum voltage waveform, however, in non-contact system for measuring small differences distance corresponds průbě5 hu resonance curve of the resonator with a quality factor Q of successive infinitum, which in the known methods can not be achieved. Thus, unlike known methods, a waveform corresponding to a resonance curve having a sufficiently high amplitude and an extremely sharp peak can be obtained.
Digitální informace odpovídající usměrněnému součtovému signálu brcf/b je zpracována počítalo čem 2. V automatizovaném procesu počítač 2 přelaďuje mikrovlnný generátor I a určuje frekvenci odpovídající vybranému napěťovému minimu, ze které pak určuje změnu polohy reflexního povrchu 9.The digital information corresponding to the rectified sum signal b rc f / b is processed by the counter 2. In an automated process, the computer 2 tunes the microwave generator I and determines the frequency corresponding to the selected voltage minimum, from which it determines the position of the reflective surface 9.
Vlastnosti měřicího systému byly testovány počítačovou simulací. Při rozdílu elektrických délek is testovacího a referenčního kanálu 20,5 vlnové délky bylo na frekvenci 10 GHz dosaženo při změně vzdálenosti reflexního povrchu od antény o 1 μηι změny frekvence napěťového minima oThe properties of the measuring system were tested by computer simulation. With a difference in the electrical lengths of the test and reference channels of 20.5 wavelengths, the frequency of the voltage minimum of
61,95 kHz.61.95 kHz.
Průmyslová využitelnostIndustrial applicability
Zapojení pro měření malých diferencí vzdálenosti a s ním související nová metoda určení diference malých vzdáleností je průmyslově využitelná všude tam, kde je třeba bezkontaktně měřit s vysokou přesností změny vzdálenosti povrchů, které jsou v mikrovlnné části spektra reflexní.The wiring for measuring small distance differences and the associated new method for determining the small distance difference is industrially applicable wherever contact-free measurements of the variations in the distance of reflective surfaces in the microwave portion need to be measured with high accuracy.
Jedná se např. o válcování tenkých kovových fólií.These include rolling thin metal foils.
Claims (10)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20100529A CZ303181B6 (en) | 2010-07-02 | 2010-07-02 | Contactless microwave meter of small differences in thickness of reflected layers |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20100529A CZ303181B6 (en) | 2010-07-02 | 2010-07-02 | Contactless microwave meter of small differences in thickness of reflected layers |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ2010529A3 CZ2010529A3 (en) | 2012-01-11 |
| CZ303181B6 true CZ303181B6 (en) | 2012-05-16 |
Family
ID=45439950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ20100529A CZ303181B6 (en) | 2010-07-02 | 2010-07-02 | Contactless microwave meter of small differences in thickness of reflected layers |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ303181B6 (en) |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4520308A (en) * | 1981-09-05 | 1985-05-28 | Elektro Physik Hans Nix & Dr. Erich Steingroever | Process and device for the nondestructive measurement of material accumulations or coating thicknesses on dielectric materials, in particular plastic |
| EP0267683B1 (en) * | 1986-11-12 | 1991-03-20 | United Kingdom Atomic Energy Authority | Thin layer monitor |
| DD288229A5 (en) * | 1989-09-29 | 1991-03-21 | Hochhschule F. Architektur U. Bauwesen,De | CIRCUIT ARRANGEMENT FOR HUMIDITY MEASUREMENT WITH MICROWAVES |
| EP0508854B1 (en) * | 1991-03-29 | 1995-05-24 | Alcatel N.V. | Continuous contact-free thickness measuring device for thin conductive films on an insulating substrate, such as a moving fibre or band |
| US6005397A (en) * | 1991-07-29 | 1999-12-21 | Colorado State University Research Foundation | Microwave thickness measurement and apparatus |
| US6989675B2 (en) * | 2003-03-13 | 2006-01-24 | Multimetrixs Llc | Method and apparatus for precision measurement of film thickness |
-
2010
- 2010-07-02 CZ CZ20100529A patent/CZ303181B6/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4520308A (en) * | 1981-09-05 | 1985-05-28 | Elektro Physik Hans Nix & Dr. Erich Steingroever | Process and device for the nondestructive measurement of material accumulations or coating thicknesses on dielectric materials, in particular plastic |
| EP0267683B1 (en) * | 1986-11-12 | 1991-03-20 | United Kingdom Atomic Energy Authority | Thin layer monitor |
| DD288229A5 (en) * | 1989-09-29 | 1991-03-21 | Hochhschule F. Architektur U. Bauwesen,De | CIRCUIT ARRANGEMENT FOR HUMIDITY MEASUREMENT WITH MICROWAVES |
| EP0508854B1 (en) * | 1991-03-29 | 1995-05-24 | Alcatel N.V. | Continuous contact-free thickness measuring device for thin conductive films on an insulating substrate, such as a moving fibre or band |
| US6005397A (en) * | 1991-07-29 | 1999-12-21 | Colorado State University Research Foundation | Microwave thickness measurement and apparatus |
| US6989675B2 (en) * | 2003-03-13 | 2006-01-24 | Multimetrixs Llc | Method and apparatus for precision measurement of film thickness |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| XP031144011 Dmitry A Usanov; et al.: "Microwave Measurements of Thickness of Nanometer Metal Layers and Conductivity of Semiconductor in Structures Metal-Semiconductor", Microwaves, Radar and Wireless Communications, Poland, 17-19.05.2004 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CZ2010529A3 (en) | 2012-01-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2960672B1 (en) | Adjustable self-interference cancellation in an fmcw radar altimeter | |
| EP3139135A1 (en) | Optical fiber characteristic measuring device | |
| CA2695462C (en) | Loop-type directional coupler | |
| EP2382479A1 (en) | High frequency analysis of a device under test | |
| Kang et al. | Planar offset short applicable to the calibration of a free-space material measurement system in W-band | |
| JP2013195219A (en) | Internal defect inspection device and internal defect inspection method | |
| Hasar et al. | Application of the Kalman Filter/Smoother for accurate material characterization of planar dielectric samples by using free-space measurements at sub-THz frequencies | |
| CZ303181B6 (en) | Contactless microwave meter of small differences in thickness of reflected layers | |
| CZ302714B6 (en) | Contactless microwave radiator of small distance differences from reflecting surface | |
| CZ21247U1 (en) | Contactless microwave meter of small differences of distance from reflective surface | |
| CZ21248U1 (en) | Contactless microwave meter of small differences in thickness of reflected layers | |
| CZ2011547A3 (en) | Contactless microwave meter of reflecting surface distance | |
| Hegazy et al. | Remote material characterization with complex baseband FMCW radar sensors | |
| Chernousov et al. | Bandpass characteristics of coupled resonators | |
| US20160320317A1 (en) | High Sensitivity Tunable Radio Frequency Sensors | |
| Hoffmann et al. | Contactless distance measurement method | |
| RU2488838C2 (en) | Method for measurement of uhf load reflection factor | |
| RU2731020C1 (en) | Method for measuring reflection coefficient of microwave load | |
| Hoffmann et al. | Microwave interferometric method for metal sheet thickness measurement | |
| JP2007033093A (en) | Antenna delay measuring method | |
| CZ23160U1 (en) | Contactless microwave meter of distance of baffle surface | |
| CZ308033B6 (en) | Contactless microwave distance meter from the reflective surface from 1/4 wavelength to several hundred times the wavelength | |
| Schappert et al. | Systematic uncertainties in RF-based measurement of superconducting cavity quality factors | |
| KR101374321B1 (en) | Appartus and method for contactless tickness measurement | |
| Baskakova et al. | Investigation of waveguide sensors for ultra-short-distance measurements |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20180702 |