CZ18758U1 - Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells - Google Patents
Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells Download PDFInfo
- Publication number
- CZ18758U1 CZ18758U1 CZ200819971U CZ200819971U CZ18758U1 CZ 18758 U1 CZ18758 U1 CZ 18758U1 CZ 200819971 U CZ200819971 U CZ 200819971U CZ 200819971 U CZ200819971 U CZ 200819971U CZ 18758 U1 CZ18758 U1 CZ 18758U1
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- output
- input
- broadband
- mixer
- coupled
- Prior art date
Links
Description
Předkládané řešení se týká širokopásmového radarového senzoru pro detekci a měření pancéřových střel, který je špatně zaměřitelný a tedy senzor není možné jednoduše najít a popřípadě zneškodnit.The present invention relates to a broadband radar sensor for detecting and measuring armored missiles, which is difficult to locate and thus cannot be easily found and possibly disposed of.
Dosavadní stav technikyBACKGROUND OF THE INVENTION
Vojenská vozidla nejrůznějších typů patří mezi nejvíce ohrožené vojenské cíle, a to i vozidla velmi dobře opancéřovaná. Důvodem je existence velkého počtu specializovaných střel, které jsou schopné prorazit i velmi silné pancíře. Příkladem mohou být tzv. kinetické podkalibemí střely nebo kumulativní střely. Kinetické střely jsou tvořeny relativně tenkým šípem s vysokou hmotností a jsou vystřelovány velmi vysokou rychlostí až 1700 m/s z tankových nebo dělových hlavní. Takové střely jsou schopné prorazit pancíř takové tloušťky, která se přibližně shoduje s délkou střely. Kinetický šíp dlouhý 50 cm je schopný prorazit pancíř silný až 50 cm, kinetický šíp dlouhý 1 m je schopný prorazit pancíř silný až 1 m. Ze strategického hlediska jsou možná ještě nebezpečnější tzv. kumulativní střely. Ty mají hlavici s náloží a měděným kalíškem, hlavice je přitom poháněna malým raketovým motorem. Při dopadu na cíl je aktivována nálož, která stlačí kalíšek a vytvoří z něj cca 10 mm silný paprsek stlačené mědi pohybující se rychlostí až 10000 m/s. Takový paprsek je schopný prorazit pancíř až 30 cm silný. Hlavní nebezpečí kumulativních střel je v tom, že jsou výrobně velmi levné, byly jich vyrobeny desítky miliónů kusů, mohou být odpáleny z jednoduchého ručního odpalovače a jsou jimi vybaveny oficiální i neoficiální armády a teroristické skupiny i v těch nejchudších zemích třetího světa. Tyto kumulativní střely představují obrovské nebezpečí nejen pro jakékoliv vozidlo, ale třeba i pro vrtulník, a to téměř kdekoliv na světě.Military vehicles of various types are among the most endangered military targets, even vehicles very well armored. The reason is the existence of a large number of specialized missiles, which are able to break through even very strong armor. Examples are the so-called kinetic podkalibemí projectiles or cumulative projectiles. Kinetic missiles are made up of relatively thin arrows with a high weight and are fired at a very high speed of up to 1700 m / s from tank or cannon barrels. Such bullets are capable of piercing armor of a thickness that approximately matches the length of the bullet. A 50 cm kinetic arrow is capable of penetrating up to 50 cm thick armor, and a 1 m kinetic arrow is capable of penetrating up to 1 m thick armor. They have a warhead with a bomb and a copper cup, while the warhead is powered by a small rocket engine. Upon impact, a charge is activated to compress the cup and make it a 10 mm thick jet of compressed copper moving at up to 10,000 m / s. Such a beam is capable of piercing armor up to 30 cm thick. The main danger of cumulative missiles is that they are very cheap to manufacture, tens of millions have been produced, can be fired from a simple handheld launcher, and are equipped with official and unofficial armies and terrorist groups even in the poorest third world countries. These cumulative missiles present a huge danger not only for any vehicle but also for a helicopter, almost anywhere in the world.
Při takových schopnostech a rozšíření protipancéřových střel není možné ani efektivní zvyšovat bezpečnost vojenských vozidel zvyšováním tloušťky pancířů. Vozidla s extrémně silnými pancíři by byla velmi drahá, velmi těžká, měla by špatnou průchodnost a byla by špatně ovladatelná. I tak by byla stále relativně snadno zranitelná. Pozornost je proto spíše zaměřována na tzv. aktivní ochranu. Principem aktivní ochrany je detekce letící protipancéřové střely a aktivace určité formy protistřely, která je schopná střelu ohrožující bojové vozidlo zneškodnit nebo alespoň snížit její účinky. Obranné prostředky tohoto typu jsou zatím spíše ve stádiu vývoje, nicméně některé z nich dosahují pozoruhodné výsledky a jsou určitě velmi perspektivní.With such capabilities and the expansion of armor-piercing missiles, it is neither possible nor effective to increase the safety of military vehicles by increasing the thickness of the armor. Vehicles with extremely thick armor would be very expensive, very heavy, poorly maneuverable and difficult to handle. Even so, it would still be relatively vulnerable. Therefore, the focus is on active protection. The principle of active protection is the detection of a flying armored missile and activation of a form of counter-missile, which is able to destroy a missile threatening combat vehicle or at least reduce its effects. Defense means of this type are still rather in development, but some of them are achieving remarkable results and are certainly very promising.
Základem většiny prostředků aktivní ochrany je senzor nebo skupina senzorů, které jsou schopné detekovat letící ohrožující střelu a vyslat informace nebo i spouštěcí impulsy pro aktivaci protistřely. Pro detekci mohou tyto senzory využívat optické paprsky nebo elektromagnetické vlny v mikrovlnné frekvenční oblasti. Výhodou optických systémů bude určitě možnost přesnější lokalizace střely, výhodou mikrovlnných senzorů by mohla být větší odolnost detekce například proti prachu nebo vodním kapkám. Pro zabezpečení vysoké spolehlivosti detekce lze doporučit spolupráci obou typů senzorů.The basis of most active protection devices is a sensor or group of sensors that are capable of detecting a flying threatening missile and sending information or triggering pulses to activate the counter-missile. For detection, these sensors can utilize optical beams or electromagnetic waves in the microwave frequency domain. The advantage of optical systems will certainly be the possibility of more accurate location of missiles, the advantage of microwave sensors could be greater detection resistance, for example, against dust or water droplets. To ensure high reliability of detection it is recommended to cooperate with both types of sensors.
Senzory využívající elektromagnetické vlny jsou obvykle založené na radarovém principu. Vy40 sílač senzoru spolu s vysílací anténou vyšlou k monitorované střele mikrovlnný výkon jehož malá část se od střely odráží a vrací se zpét k přijímači. Z přijaté odražené vlny lze vyhodnotit některé důležité parametry střely. Základním parametrem radarového senzoru je jeho maximální dosah Ρ„αχ. Ten je dán vztahem:Sensors using electromagnetic waves are usually based on the radar principle. The sensor sensor together with the transmitting antenna will transmit microwave power to the monitored missile, a small part of which is reflected from the missile and returned to the receiver. Some important parameters of the projectile can be evaluated from the received reflected wave. The basic parameter of the radar sensor is its maximum range Ρ „ αχ . This is given by:
maxmax
PVGVG„RCS λ2 {4k)\SIN)~J^B~P V G G V "RCS λ 2 {4k) \ SIN) ~ J ~ ^ B
- 1 CZ 18758 Ul- 1 CZ 18758 Ul
Význam jednotlivých proměnných v tomto vztahuje následující:The meaning of each variable in this applies to the following:
Pv je vysílaný výkonP v is the transmitted power
Gv je maximální zisk vysílací antényG v is the maximum gain of the transmitting antenna
Gp je maximální zisk přijímací antényG p is the maximum gain of the receiving antenna
RCS je efektivní odrazná plocha střely λ je vlnová délka vysílané elektromagnetické vlny λ-c/f kde c = 3,108 m, 5 je rychlost světla a/je vysílaná frekvenceRCS is the effective reflective surface of the projectile λ is the wavelength of the emitted electromagnetic wave λ-c / f where c = 3,10 8 m, 5 is the speed of light and / is the transmitted frequency
S/Nnin. je minimální hodnota odstupu signál-šum, při které je senzor schopný informace o cíli spolehlivě zpracovat ío k j e Boltzmanova konstanta £= 1,3 8.10’23.//ÁTS / Nnin. is the minimum signal-to-noise ratio at which the sensor is able to reliably target information to process IO k is Boltzmann's constant = 1.3 £ 8.10 '23 .//ÁT
Ts je ekvivalentní šumová teplota radarového systému Be je efektivní frekvenční šířka pásma přijímače.T s is the equivalent noise temperature of the radar system B e is the effective frequency bandwidth of the receiver.
Ve vztahu pro R™·, se vyskytuje celá řada proměnných, nicméně většina z nich je do značné míry determinovaná.There are a number of variables in the relation for R ™, but most of them are largely determined.
Dosah senzoru lze zvýšit použitím vyššího výstupního výkonu Pv, nicméně generování vyšších výkonů jev mikrovlnné oblasti relativně drahé, vede to na rozměrné obvody chladiče a senzor s vysokým vysílaným výkonem je z vojenského hlediska možné snadno zaměřit a deaktivovat.The sensor range can be increased by using higher output power P v , however generating higher power in the microwave area is relatively expensive, leading to large heat sink circuits, and the high emitting power sensor can be easily pinpointed and deactivated from a military point of view.
Hodnoty zisků Gv a Gp odpovídají požadovaným vyzařovacím anténním diagramům. Pokud je požadováno přehledové monitorování, je nutné použít antény se širokými vyzařovacími diagra20 my a tedy s nízkým ziskem.The gain values G v and G p correspond to the required radiation antenna diagrams. If surveillance monitoring is required, antennas with wide radiation patterns and therefore low gains must be used.
Hodnoty efektivní odrazné plochy střely, dále jen RCS, jsou dány rozměry a tvarem monitorovaných střel a úhlem, pod kterým senzor tyto střely měří.The values of effective reflective surface of the projectile, hereinafter referred to as RCS, are given by the size and shape of the monitored projectiles and the angle at which the sensor measures these projectiles.
Standardní používaná minimální hodnota odstupu signál-šum S / Pípři které je senzor schopný informace o cíli spolehlivě zpracovat je 15 až 20 dB.The standard minimum signal-to-noise ratio S / P that the sensor is capable of handling reliably is 15 to 20 dB.
Hodnota ekvivalentní šumové teploty radarového systému Ts se skládá z šumové teploty přijímací antény TA a z šumové teploty vlastního přijímače Tp. Vzhledem k tomu, že přijímací anténa je často zaměřena na zemský povrch, je nutné uvažovat teplotu TA - 300 K. Vstupní obvody radarových přijímačů bývají relativně komplikované, takže v praxi není jednoduché dosáhnout hodnot Tp nižších než cca 600 K. Výsledná hodnota Ts bývá kolem 900 K nebo i vyšší.The equivalent noise temperature value of the radar system T s consists of the noise temperature of the receiving antenna T A and the noise temperature of the receiver itself T p . Since the receiving antenna is often focused on the earth's surface, it is necessary to consider the temperature T A - 300 K. The input circuits of radar receivers are relatively complicated, so in practice it is not easy to reach T p values lower than about 600 K. s is around 900 K or even higher.
Šumová šířka pásma Be je dominantně určena potřebným rozsahem dopplerovských frekvencí fd = 2fvr/ c, kde vr je radiální složka rychlosti střely vůči senzoru.The noise bandwidth B e is predominantly determined by the necessary range of doppler frequencies f d = 2fv r / c, where v r is the radial component of the velocity of the projectile relative to the sensor.
Výše uvedený přehled ukazuje, že dosah senzoru je zásadním způsobem ovlivněn parametrem RCS. Ten popisuje schopnost cíle odrážet elektromagnetické viny zpět k vysílači. Problémem detekce předmětných protipancéřových střel je skutečnost, že hodnoty RCS jsou velmi závislé na geometrii střel, na geometrii sledování střel, na pracovní frekvenci senzoru a že se ujednotil vých střel zásadním způsobem liší. Na obr. 1 jsou uvedeny frekvenční charakteristiky RCS vynesené v rozsahu 6 až 11,5 GHz vypočtené pro výše uvedené typy střel, tedy pro kinetický šíp délky 50 cm a kumulativní střelu RPG-7, a to pro případ kdy střela letí přímo na senzor. V zobrazeném diagramu je „Missile A“ kumulativní střela RPG-7 a „Missile B“ je podkalibemí kinetická střela délky 50 cm. Uvedené frekvenční závislosti RCS vykazují výrazná maxima a minima, přičemž jejich polohy a hodnoty jsou pro jednotlivé střely rozdílné. Hodnoty RCS v maximech jsou i více než 100x vyšší než v minimech. Důsledkem je skutečnost, že na frekvencích odpovídajících minimům RCS je dosah senzoru výrazně kratší a některé střely mohou být na těchto frekvencích téměř „neviditelné“. Prakticky provedené testy potvrzují, že se dosah senzoru může pro některé střely na některých frekvencích snížit natolik, že nezbývá dostatečný čas na aktivaci protistřely.The above overview shows that the sensor range is significantly affected by the RCS parameter. This describes the ability of the target to reflect electromagnetic guilt back to the transmitter. The problem with the detection of the armored missiles in question is that the RCS values are very dependent on the geometry of the missiles, the geometry of the missile tracking, the operating frequency of the sensor, and that the unified missiles differ fundamentally. Figure 1 shows the RCS frequency characteristics plotted in the 6 to 11.5 GHz range calculated for the above-mentioned missile types, a 50 cm kinetic arrow and an RPG-7 cumulative missile, when the missile flies directly to the sensor. In the diagram shown, "Missile A" is a cumulative RPG-7 bullet and "Missile B" is a 50 cm long kinetic bullet. The above-mentioned RCS frequency dependencies show significant maxima and minima, and their positions and values are different for individual missiles. RCS values at maximums are more than 100 times higher than at minimums. As a result, at frequencies corresponding to the RCS minimums, the sensor range is considerably shorter and some missiles may be almost “invisible” at these frequencies. Practical tests confirm that the range of the sensor for some missiles at some frequencies can be reduced enough that there is not enough time to activate the counter-missile.
Stávající radarové senzory často používají pro detekci a měření jednoduchý signál s jednou pracovní frekvencí. Takové senzory jsou konstrukčně a výrobně velmi jednoduché a levné, nicméně při detekci protipancéřových střel je nutné počítat s výše uvedenými problémy. Problémy jsou takového charakteru, že tento typ senzorů je pro dané účely spíše nepoužitelný. Na vozidlo může _ 7 _Existing radar sensors often use a single signal at one operating frequency for detection and measurement. Such sensors are very simple and inexpensive to design and manufacture, however, the problems mentioned above must be taken into account when detecting armored missiles. The problems are of such a nature that this type of sensor is rather unusable for a given purpose. The vehicle can _ 7 _
CZ 18758 Ul zaútočit mnoho různých typů střel a nejistota, že detekce bude nespolehlivá, je v daných souvislostech velmi pravděpodobně nepřijatelná.CZ 18758 Ul to attack many different types of missiles and the uncertainty that detection will be unreliable is very unacceptable in the present context.
Podstata technického řešeníThe essence of the technical solution
Navržený senzor řeší zejména výše popsané problémy s frekvenčně závislými hodnotami RCS a souvisejícími dosahy senzoru a spolehlivostí detekce. Jeho podstatou je, že sestává z oscilátoru spojeného přes zesilovač se vstupem prvního děliče, jehož jeden výstup je spojen se vstupem místního oscilátoru upkonvertoru, který má jeden výstup spojen přes pásmovou propust a výkonový zesilovač s vysílací anténou. Druhý výstup prvního děliče je spojen se vstupem druhého děliče, který má stejný fázový posuv obou výstupů. První výstup druhého děliče je spojen se vstupem místního oscilátoru prvního směšovače a jeho druhý výstup je spojen se vstupem místního oscilátoru druhého smešovače. Signálový vstup prvního a druhého směšovače jsou spojeny s výstupy vstupního děliče s fázovým posuvem 90° mezi výstupy. Tento vstupní dělič je svým vstupem připojen na výstup nízkošumového předzesilovače, na jehož vstup je zapojena přijímací anténa. Mezifrekvenční výstup prvního směšovače je propojen přes první filtr typu pásmová propust na jeden vstup sčítacího členu s fázovým posuvem -90° respektive 0°. Na druhý vstup sčítacího členu je přes druhý filtr typu pásmová propust připojen mezifrekvenční výstup druhého směšovače. Jeden z výstupů sčítacího členu je spojen se signálovým vstupem třetího směšovače a druhý výstup sčítacího členu je spojen se signálovým vstupem čtvrtého směšovacího obvodu. Vstup místního oscilátoru třetího směšovače je spojen s jedním výstupem třetího děliče, který má stejný fázový posuv do obou výstupů, na jehož druhý výstup je připojen vstup čtvrtého směšovače. Vstup třetího děliče je propojen s prvním výstupem generátoru frekvenčních skoků, který má druhý výstup spojen s mezifrekvenčním vstupem upkonvertoru. Výstup třetího směšovače je spojen se vstupem prvního filtru typu dolní propust, který má výstup signálu odpovídající dopplerovské frekvenci dolního postranního pásma. Výstup čtvrtého směšovače je spojen se vstupem druhého filtru typu dolní propust, který má výstup signálu odpovídající dopplerovské frekvenci horního postranního pásma.In particular, the proposed sensor solves the problems described above with frequency-dependent RCS values and the associated sensor range and detection reliability. Its essence is that it consists of an oscillator coupled via an amplifier to the input of the first divider, one output of which is coupled to the input of the local upconverter oscillator, which has one output coupled through a band-pass filter and a power amplifier to the transmitting antenna. The second output of the first divider is coupled to the input of the second divider having the same phase shift of both outputs. The first output of the second divider is coupled to the local oscillator input of the first mixer and its second output is coupled to the local oscillator input of the second mixer. The signal inputs of the first and second mixers are coupled to the outputs of the input divider with a 90 ° phase shift between the outputs. This input splitter is connected to the output of a low-noise preamplifier, to which the receiving antenna is connected. The intermediate frequency output of the first mixer is connected via a first band-pass filter to one input of the adder with a phase shift of -90 ° and 0 °, respectively. The second input of the second mixer is connected to the second input of the adder via a second bandpass filter. One of the outputs of the adder is coupled to the signal input of the third mixer and the other outputs of the adder is coupled to the signal input of the fourth mixer circuit. The local mixer input of the third mixer is coupled to one output of a third divider having the same phase shift to both outputs to which the second mixer input is connected. The input of the third divider is coupled to the first output of the frequency hop generator, which has the second output coupled to the intermediate frequency input of the converter. The output of the third mixer is coupled to the input of a first low-pass filter having a signal output corresponding to the lower sideband doppler frequency. The output of the fourth mixer is coupled to the input of a second low-pass filter having a signal output corresponding to the upper sideband doppler frequency.
V jednom možném provedení je druhý dělič realizován příčkovým článkem se čtyřmi úseky mikropáskového vedení s délkou λ/4, kde jedna z bran příčkového článku je zakončena bezodrazovou koncovkou.In one possible embodiment, the second divider is realized by a cross-member with four sections of microstrip line of length λ / 4, where one of the cross-member gates is terminated by an anechoic terminal.
Sčítací obvod může být s výhodou tvořen na vstupu spojeném s prvním filtrem prvním širokopásmovým dělicím obvodem majícím stejný fázový posuv do obou výstupů a na vstupu spojeném s druhým filtrem druhým širokopásmovým dělicím obvodem majícím také stejný fázový posuv do obou výstupů. Dále je sčítací obvod tvořen prvním širokopásmovým sčítacím obvodem majícím rozdíl fází přenosů mezi dvěma vstupy a výstupem rovným 90° a druhým širokopásmovým sčítacím obvodem majícím rovněž rozdíl fází přenosů mezi dvěma vstupy a výstupem rovným 90°. Výstupy prvního a druhého širokopásmového dělicího obvodu jsou výstupy sčítacího obvodu. Vstup prvního širokopásmového sčítacího obvodu s relativním fázovým posuvem -90° je napojen na výstup prvního širokopásmového dělicího obvodu a vstup prvního širokopásmového sčítacího obvodu s relativním fázovým posuvem 0° je napojen na výstup druhého širokopásmového dělicího obvodu. Analogicky pak vstup druhého širokopásmového sčítacího obvodu s relativním fázovým posuvem -90° je napojen na výstup druhého širokopásmového dělicího obvodu a vstup druhého širokopásmového sčítacího obvodu s relativním fázovým posuvem 0° je napojen na výstup prvního širokopásmového dělicího obvodu.The addition circuit may preferably be formed at an inlet coupled to the first filter by a first broadband splitter circuit having the same phase shift to both outlets and at an inlet coupled to the second filter by a second broadband splitter circuit also having the same phase shift to both outlets. Further, the adder circuit comprises a first broadband adder circuit having a phase transfer difference between two inputs and an output equal to 90 ° and a second broadband adder circuit also having a phase transfer difference between two inputs and an output equal to 90 °. The outputs of the first and second broadband splitter circuits are outputs of the adder circuit. The input of the first broadband adder circuit with a relative phase shift of -90 ° is connected to the output of the first wideband splitter circuit, and the input of the first broadband adder circuit with a relative phase shift of 0 ° is connected to the output of the second broadband splitter circuit. Analogously, the input of the second broadband adder circuit with a relative phase shift of -90 ° is connected to the output of the second wideband splitter circuit and the input of the second broadband adder circuit with a relative phase shift of 0 ° is connected to the output of the first broadband splitter circuit.
Základní ideou uvedeného řešení je použití techniky zvané „frequency hopping“ (FH), kdy vysílač ve skocích velmi rychle mění výstupní vysílanou frekvenci, a to v relativně širokém frekvenčním pásmu. V dané aplikaci je vhodné použít takový rozsah skoků, aby byla alespoň v určitém rozsahu pokryta periodicita zvlnění frekvenčních charakteristik RCS. V rozsahu skoků bude potom vždy vedle minim alespoň 1 maximum RCS a při dostatečně rychlém přepínání frekvencí se nemůže stát, že by střela byla zcela „neviditelná“. Senzor bude vykazovat dosah odpovídající průměrné hodnotě RCS. Vzhledem k tomu, že maxima jsou obvykle široká a plochá a minimaThe basic idea of this solution is to use a technique called frequency hopping (FH), in which the transmitter changes very quickly the output transmitted frequency in a relatively wide frequency band. In a given application, it is advisable to use a range of jumps such that the frequency of the RCS frequency response is covered at least to some extent. In the range of jumps, there will always be at least 1 RCS maximum next to the minima, and if the frequency switching is fast enough, the missile cannot be completely “invisible”. The sensor will have a range corresponding to the average RCS value. Since the maxima are usually wide and flat and minima
CZ 18758 Ul úzká a ostrá, bude průměrná hodnota RCS pro spolehlivou detekci vždy dostatečná. Použití techniky „frequency hopping přináší pro danou aplikaci i další důležitou výhodu. Při vysílání 1 měřicí frekvence je možné zdroj vysílání celkem jednoduše zaměřit. Ve vojenských aplikacích to je docela zásadní problém, neboť lze takový senzorem vysílaný signál využít pro zaměření bojové5 ho vozidla a případně i pro navedení zneškodňující střely. Při použití metody „frequency hopping“ se vysílané frekvence velmi rychle skokové mění a zaměření zdroje vysílání je podstatně složitější. Metoda „frequency hopping“ patří mezi vojenské techniky utajeného vysílání a radiové komunikace.Ul narrow and sharp, the average RCS value will always be sufficient for reliable detection. The use of frequency hopping brings another important advantage for the application. When transmitting 1 measuring frequency, it is quite easy to locate the transmission source. In military applications, this is quite a major problem, because such sensor-transmitted signal can be used to target combat vehicles and possibly to guide the destructive missiles. Using frequency hopping, the broadcast frequencies change very quickly and the focus of the broadcast source is much more complex. Frequency hopping is a military technique of clandestine broadcasting and radio communication.
Výhodou uvedeného řešení je, že senzor používá pro měření širokopásmový signál, a tedy měřeío ní je odolné proti minimům RCS. Měřicí širokopásmový signál je získán upkonverzí, přičemž jsou použita obě postranní pásma. Odpadá tak problém s výběrem jen jednoho postranního pásma, při kterém je nutné použít mikrovlnný filtr s dosti vysokými nároky na strmost frekvenční charakteristiky. Použití měřicího signálu se dvěma postranními pásmy však může vést na výstupu přijímače ke vzniku záznějů daných součtem dvou signálů \fdpp a Hfhpp s málo odlišnými frek15 vencemi. Při vzniku záznějů existují časové úseky, kdy se signály s frekvencemi Δ/)ρρ a &fhpp navzájem odečítají a na výstupu přijímače je pro další zpracování k dispozici jen velmi slabý signál. To by velmi pravděpodobně vedlo ke snížení spolehlivosti detekce a měření střel. Navržené zapojení odděluje signály dopplerovských frekvencí odpovídajících dolnímu postrannímu pásmu a hornímu postrannímu pásmu již ve vysokofrekvenčních obvodech senzoru. V nízko20 frekvenčních obvodech senzoru proto nemůže dojít ke vzniku záznějů. Další výhodou je, že senzor měří odrazy od měřené střely vždy současně na dvou různých frekvencích a sekvenčně na řádě různých frekvencí. Zpracováním výstupních signálů lze získat řadu informací o parametrech střely pro její bližší identifikaci. Signály typu „frequency hopping“ jsou z vojenského hlediska špatně zaměřitelné, senzor není možné jednoduše najít a popřípadě zneškodnit.The advantage of said solution is that the sensor uses a broadband signal for measurement and thus the measurement is resistant to the minima of RCS. The measuring broadband signal is obtained by upconversion using both sidebands. This eliminates the problem of selecting only one sideband in which it is necessary to use a microwave filter with fairly high demands on the steepness of the frequency response. However, the use of a two-sideband measurement signal may result in beacons given by the sum of two dpp and Hf hpp signals at slightly different frequencies at the receiver output. There are periods of time when the beacons arise when signals with Δ /) ρρ and & f hpp are subtracted from each other and only a very weak signal is available at the receiver output for further processing. This would very likely lead to a reduction in the reliability of missile detection and measurement. The proposed circuit separates the doppler frequency signals corresponding to the lower sideband and the upper sideband already in the high-frequency circuits of the sensor. Therefore, no noise can occur in the low -20 frequency circuits of the sensor. Another advantage is that the sensor measures the reflections from the measured missile simultaneously at two different frequencies and sequentially on the order of different frequencies. By processing the output signals, a lot of information about the missile parameters can be obtained for more detailed identification. Frequency hopping signals are difficult to locate from a military point of view, the sensor cannot be easily found and possibly disposed of.
Přehled obrázků na výkresechBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
Řešení bude dále popsáno pomocí přiložených obrázků. Na obr. 1 je uvedena závislost efektivní odrazné plochy střely RCS na frekvenci a na obr. 2 je uvedeno blokové schéma příkladu provedení širokopásmového radarového senzoru pro detekci a měření protipancéřových střel.The solution will be further described by means of the attached figures. Fig. 1 shows the dependence of the effective reflective surface of the RCS missile on frequency, and Fig. 2 shows a block diagram of an exemplary embodiment of a broadband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing missiles.
Příklady provedení technického řešeníExamples of technical solution
Jeden možný příklad provedení širokopásmového radarového senzoru pro detekci a měření protipancéřových střel podle předkládaného řešení je uveden schematicky na obr. 2.One possible embodiment of a broadband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing missiles according to the present invention is shown schematically in Fig. 2.
Širokopásmový radarový senzor je tvořen oscilátorem i, který je přes zesilovač 2 spojen se vstupem prvního děliče 3. Jeden výstup prvního děliče 3 je spojen se vstupem LO místního oscilátoru upkonvertoru 4, který má jeden výstup spojen přes pásmovou propust 5 a výkonový zesilovačThe wideband radar sensor consists of an oscillator 1, which is connected via an amplifier 2 to the input of the first divider 3. One output of the first divider 3 is connected to the LO input of the local oscillator of the converter 4, which has one output connected via bandpass 5 and power amplifier.
6 s vysílací anténou 7. Druhý výstup prvního děliče 3 je spojen se vstupem druhého děliče 12, který má stejný fázový posuv obou výstupů. První výstup druhého děliče 12 je spojen se vstupem LO místního oscilátoru prvního směšovače 111 a jeho druhý výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru druhého směšovače 112. Signálový vstup RF prvního směšovače 111 a signálový vstup RF druhého směšovače 112 jsou spojeny s výstupy vstupního děliče 9 s fázovým posuvem 90° mezi výstupy. Vstupní dělič 9 je svým vstupem připojen na výstup nízkošumového předzesilovače 8, na jehož vstup je zapojena přijímací anténa 11. Mezifrekvenční výstup IF prvního směšovače 111 je propojen přes první filtr 131 typu pásmová propust na jeden vstup sčítacího členu 13 s fázovým posuvem -90° respektive 0°, na jehož druhý vstup je přes druhý filtr 132 typu pásmová propust připojen mezifrekvenční výstup IF druhého směšovače 112. Jeden z \ý~ stupů sčítacího členu 13 je spojen se signálovým vstupem RF třetího směšovače 151 a druhý jeho je spojen se signálovým RF vstupem čtvrtého směšovacího obvodu 152. Vstup LO místního oscilátoru třetího směšovače 151 ie spojen s jedním výstupem třetího děliče 14, která má stejný fázový posuv do obou výstupů, na jehož druhý výstup je připojen vstup LO čtvrtého směšovače 152 a jehož vstup je propojen s prvním výstupem generátoru 15 frekvenčních skoků. Generátor6 with the transmitting antenna 7. The second output of the first divider 3 is connected to the input of the second divider 12, which has the same phase shift of the two outputs. The first output of the second divider 12 is coupled to the local oscillator input L0 of the first mixer 111 and its second output is coupled to the local oscillator input L0 of the second mixer 112. The RF signal input of the first mixer 111 and the RF signal input of the second mixer 112 are coupled to the with a 90 ° phase shift between the outputs. The input divider 9 is connected via its input to the output of a low noise preamplifier 8 to which the receiving antenna 11 is connected. The IF output of the first mixer 111 is connected via a first band-pass filter 131 to one input of the adder 13 with a phase shift of -90 °. The second input 112 is connected to the second input via a second bandpass filter 132. One of the outputs of the adder 13 is connected to the RF input signal of the third mixer 151 and the other is connected to the RF input signal. the fourth mixer circuit 152. the local oscillator input L0 of the third mixer 151 is connected to one output of the third divider 14 having the same phase shift to both outputs, the second output of which is connected to the LO input of the fourth mixer 152 and connected to the first generator output 15 frequency jumps. Generator
-4CZ 18758 Ul frekvenčních skoků má druhý výstup spojen s vstupem IF upkonvertoru 4. Výstup třetího směšovače 151 je spojen se vstupem prvního filtru 171 typu dolní propust, na jehož výstupu 181 je signál odpovídající dopplerovské frekvenci dolního postranního pásma. Výstup čtvrtého směšovače Γ52 je spojen se vstupem druhého filtru 172 typu dolní propust, na jehož výstupu 182 je signál odpovídající dopplerovské frekvenci horního postranního pásma.The output of the third mixer 151 is coupled to the input of the first lowpass filter 171, whose output 181 is a signal corresponding to the doppler frequency of the lower sideband. The output of the fourth mixer 52 is coupled to the input of the second low-pass filter 172 at the output 182 of which is a signal corresponding to the doppler frequency of the upper sideband.
Vstupní dělič 9 je v uvedeném příkladě realizován příčkovým článkem se čtyřmi úseky mikropáskového vedení s délkou λ/4, kde jedna z bran příčkového článkuje zakončena bezodrazovou koncovkou H) o hodnotě 50 Ω.The inlet divider 9 in this example is realized by a cross-section with four sections of microstrip line with length λ / 4, where one of the cross-sectional gates is terminated by an echo-free terminal H) of 50 Ω.
Sčítací člen 13 může být realizován různým způsobem. V uvedeném výhodném provedení je ío tvořen na vstupu spojeném s prvním filtrem 131 prvním širokopásmovým dělicím obvodem 141. který má stejný fázový posuv do obou výstupů. Na vstupu spojeném s druhým filtrem 132 je zařazen druhý širokopásmový dělicí obvod 142 rovněž se stejným fázovým posuvem do obou výstupů. Dále je sčítací člen 13 tvořen prvním širokopásmovým sčítacím obvodem 143 a druhým širokopásmovým sčítacím obvodem 144, které mají rozdíl fází přenosů mezi dvěma vstupy a výstupem rovným 90°. Výstupy prvního a druhého širokopásmového sčítacího obvodu 143 a 144 jsou výstupy sčítacího členu 13. Vstup prvního širokopásmového sčítacího obvodu 143 s relativním fázovým posuvem -90° je napojen na výstup prvního širokopásmového dělicího obvodu 141 a jeho vstup s relativním fázovým posuvem 0° je napojen na výstup druhého širokopásmového dělicího obvodu 142. Vstup druhého širokopásmového sčítacího obvodu 144 s relativním fázo20 vým posuvem -90° je napojen na výstup druhého širokopásmového dělicího obvodu 142 a jeho s relativním fázovým posuvem 0° je napojen na výstup prvního širokopásmového dělicího obvodu 141.The adder 13 may be implemented in various ways. In said preferred embodiment, it is formed at an inlet connected to the first filter 131 by a first broadband separation circuit 141 having the same phase shift to both outlets. At the inlet connected to the second filter 132, a second broadband separation circuit 142 is also provided with the same phase shift to both outlets. Further, the adder 13 is formed by a first broadband adder circuit 143 and a second broadband adder circuit 144 having a phase transfer difference between two inputs and an output equal to 90 °. The outputs of the first and second broadband adder circuits 143 and 144 are outputs of the adder 13. The input of the first broadband adder circuit 143 with a relative phase shift of -90 ° is coupled to the output of the first wideband splitter circuit 141 and its input with a relative phase shift of 0 ° the output of the second broadband splitter circuit 142. The input of the second broadband adder circuit 144 with a relative phase shift of -90 ° is coupled to the output of the second broadband splitter circuit 142 and its relative 0 ° phase shift is coupled to the output of the first broadband splitter circuit 141.
Signál se střední frekvencí vysílaného frekvenčního pásma j\ je generován oscilátorem 1. Zesilovač 2 odděluje oscilátor 1 od navazujících obvodů a spolu s prvním děličem 3 zajišťuje výkono25 vé úrovně potřebné pro vybuzení vstupu LO místního oscilátoru upkonvertoru 4, prvního směšovače 111 a druhého směšovače 112 v obvodu IRM (Image Reject Mixer - směšovač oddělující dolní a homí postranní frekvenční pásmo). Generátor 15 frekvenčních skoků generuje sadu frekvencí fy, které se skokově mění v rozsahufyrf Vhodný rozsah těchto frekvencí je například fyř/ = 100 MHz afyA = 300 MHz. Upkonvertor 4 směšuje střední frekvenci fy s frekvencemify, a výsledný signál na výstupu upkonvertoru 4 obsahuje dolní postranní pásmo fy -fy, určitou zbytkovou úroveň střední frekvence fy a homí postranní pásmo fy +fy. Výstupní spektrum obsahuje dvě frekvenční pásma široká Bv = fyA - fyd vzdálená od sebe 2fyrf, pro výše uvedené typické hodnoty se jedná o pásma Bv « 2 χ 200 MHz vzdálená od sebe 200 MHz. To je dostatečný frekvenční rozsah pro to, aby měřicí signál pokryl vedle minim RCS alespoň jedno nebo i více maxim a byla zajištěna velmi dobrá „viditelnost“ jakéhokoliv typu střely.The middle frequency signal of the transmitted frequency band 1 is generated by the oscillator 1. The amplifier 2 separates the oscillator 1 from the downstream circuits and together with the first divider 3 provides the power levels 25 required to excite the LO input of the local oscillator upconverter 4, first mixer 111 and IRM (Image Reject Mixer). Frequency hopping generator 15 generates a set of frequency fy, which abruptly changes the RF rozsahufy suitable range of frequencies such as, for example fy R / = 100 MHz AFY A = 300 MHz. The converter 4 mixes the middle frequency fy with the frequency φ, and the resulting signal at the output of the converter 4 comprises a lower sideband fy-fy, a certain residual level of the middle frequency fy, and an upper sideband fy + fy. The output spectrum contains two frequency bands wide B v = fy A - fy d spaced 2fy rf apart, for the typical values mentioned above, these are B bands in «2 χ 200 MHz spaced 200 MHz apart. This is a sufficient frequency range for the measurement signal to cover at least one or more maxima alongside the RCS minima and ensure very good 'visibility' of any type of missile.
Širokopásmový signál je filtrován pásmovou propustí 5, zesílen výkonovým zesilovačem 6 a vyslán vysílací anténou 7. Signál odražený od cíle je frekvenčně posunut vlivem Dopplerova jevu a obsahuje frekvence fy -fy + i\fdpp a fy +fy + Δ/Λρρ, kde dopplerovský frekvenční posuvThe broadband signal is filtered by bandpass filter 5, amplified by power amplifier 6, and transmitted by a transmitting antenna 7. The signal reflected from the target is frequency shifted by the Doppler effect and contains the frequencies fy -fy + i \ f dpp and fy + fy + Δ / Λρρ . frequency shift
Pdpp odpovídá vysílanému dolnímu postrannímu pásmu fy -fy a dopplerovský frekvenční posuv odpovídá vysílanému hornímu postrannímu pásmu fy + fy. Přitom vr je radiální složka rychlosti cíle vzhledem k senzoru a c je rychlost světla ve volném prostředí.Pdpp corresponds to the transmitted lower sideband of fy-fy and the Doppler frequency shift corresponds to the transmitted upper sideband of fy + fy. In this case, r is the radial component of the target velocity relative to the sensor and c is the velocity of light in the free environment.
Výše popsaný signál odražený od cíle je přijat přijímací anténou 11, zesílen nízkošumovým 45 předzesilovačem 8 a je přiveden na vstup obvodu IRM. Úkolem tohoto obvodu je směšovat přijatý signál na frekvence fy takovým způsobem, aby došlo k oddělení dolního postranního pásmaThe above-described signal reflected from the target is received by the receiving antenna 11, amplified by the low-noise 45 preamplifier 8, and applied to the IRM circuit input. The purpose of this circuit is to mix the received signal to the frequency of the firm in such a way that the lower sideband is separated
CZ 18758 Ul fi - čfdpp a horního postranního pásma f + Sfhpp. Obvod IRM obsahuje vstupní dělič 9, který rozdělí vstupní signál do dvou větví s fázovým posuvem -90° a 0°. Tento vstupní dělič 9 je v pásmu mikrovlnných frekvencí obvykle realizován příčkovým článkem se Čtyřmi úseky mikropáskových vedení s délkou λ/4 s tím, že jedna z bran příčkového článku je zakončena bezodrazovou kon5 covkou JO. Fázově posunuté signály jsou v prvním směšovači 111 a ve druhém směšovači 112 směšovány se střední frekvencí f. Signály pro buzení LO vstupů, což jsou vstupy místního oscilátoru prvního směšovače 111 a druhého směšovače 112, jsou získány z jednoho z výstupů prvního děliče 3, a to rozdělením druhým děličem 12, přičemž druhý dělič 12 má stejný fázový posuv do obou výstupů, tedy má fázový rozdíl 0° mezi výstupy. Produkty směšování jsou filtrovány io prvním filtrem 131 typu pásmová propust a druhým filtrem 132 typu pásmová propust, které mají pracovní propustné pásmo o něco širší nežýrf až/2A, a jsou přivedeny na sčítací člen 13 realizující součet s fázovým posuvem -90° resp. 0°.CZ 18758 Ul fi - cfdpp and upper sideband f + Sf hpp . The IRM circuit includes an input divider 9 that splits the input signal into two branches with a phase shift of -90 ° and 0 °. This input divider 9 is typically implemented in the microwave frequency band by a four-segmented microstrip line length member with a length of λ / 4, with one of the inter-cell gates terminating in a non-reflective terminal JO. The phase-shifted signals in the first mixer 111 and the second mixer 112 are mixed with a medium frequency f. The L0 input excitation signals, which are the local oscillator inputs of the first mixer 111 and the second mixer 112, are obtained from one of the outputs of the first divider 3. by dividing the second divider 12, the second divider 12 having the same phase shift to both outputs, i.e. having a 0 ° phase difference between the outputs. The mixing products are also filtered by a first band-pass filter 131 and a second band-pass filter 132 having a working bandwidth slightly wider than 1 / 2A , and are fed to an addition member 13 providing a sum with a phase shift of -90 ° and / or. 0 °.
Realizace takového sčítacího členu 13 na frekvencích přibližně nad 1 GHz je relativně jednoduchá, doporučit lze stejnou strukturu příčkového členu, jako má vstupní dělič 9. Vzhledem k tomu, že délka jeho ramen je přibližně λ/4, byly by rozměry takového členu pro doporučené pásmo frekvencí fd a.žfi_h, například pro 100 až 300 MHz, kde je pásmo omezeno zatím dostupnými frekvencemi generátoru 15, který lze realizovat obvody DDS - Direct Digital Synthesis, příliš rozměrné, kdy délka příčky na běžném substrátu je cca 19 cm, a mohl by mít problémy s parametry na krajích frekvenčního pásma. Navržený obvod řeší tento problém kombinací běžně dostupných širokopásmových dělicích/sčítacích obvodů s fázovým posuvem 0° a 90°. První širokopásmový dělicí obvod 141 dělí signál z výstupu prvního filtru 131 s fázovým posuvem 0° do obou výstupů. Se stejným fázovým posuvem dělí druhý širokopásmový dělicí obvod 142 signál z výstupu druhého filtru 132. První širokopásmový sčítací obvod 143 sčítá signály z prvního širokopásmového dělicího obvodu 141 a z druhého širokopásmového dělicího obvodu 142. a to sig25 nál z výstupu prvního širokopásmového dělicího obvodu 141 s fázovým posuvem 0° a signál z výstupu druhého širokopásmového dělicího obvodu 142 s fázovým posuvem 90°. Druhý širokopásmový sčítací obvod 144 sčítá signál z výstupu prvního širokopásmového dělicího obvodu 141 s fázovým posuvem 90° a signál z výstupu druhého širokopásmového dělicího obvodu 142 s fázovým posuvem 0°. Takto lze realizovat sčítací člen 13 funkčně ekvivalenlní příčkovému členu tvořícímu vstupní dělič 9 i na relativně nízkých frekvencích.Implementing such an adder 13 at frequencies above about 1 GHz is relatively simple, it is recommended to use the same bar structure as the input divider 9. Since its length is approximately λ / 4, the dimensions of such a member would be for the recommended band frequency fd a.žfi_ h, for example from 100 to 300 MHz, where the band is limited by the available frequencies far generator 15, which can be realized circuits DDS - Direct Digital Synthesis, too large when the length of the rungs on the normal of the substrate is about 19 cm, and could would have problems with the parameters at the edges of the frequency band. The proposed circuit solves this problem by combining commercially available broadband separation / addition circuits with 0 ° and 90 ° phase shift. The first broadband splitter circuit 141 divides the signal from the output of the first 0-phase filter 131 to both outputs. With the same phase shift, the second broadband splitter circuit 142 divides the signal from the output of the second filter 132. The first broadband splitter circuit 143 sums the signals from the first broadband splitter circuit 141 and the second broadband splitter circuit 142. a 0 ° offset and a signal from the output of the second broadband separation circuit 142 with a 90 ° phase shift. The second broadband adder circuit 144 sums the signal from the output of the first wideband splitter circuit 141 with a 90 ° phase shift and the signal from the output of the second broadband splitter circuit 142 with a 0 ° phase shift. Thus, the adder 13 can be realized functionally equivalent to the bar member forming the input divider 9 even at relatively low frequencies.
Funkcí celého obvodu IRM je to, že odseparuje signály dolního a horního postranního pásma vysílaných frekvencí. Na výstupu prvního širokopásmového sčítacího obvodu 143 jsou přítomny signály s frekvencí f - ffdpp, na výstupu druhého širokopásmového sčítacího obvodu 144 jsou přítomny signály s frekvencí f + bf,pp. Tyto signály jsou ve třetím směšovači 151 a ve čtvrtém směšovači 152 směšovány vždy s aktuální frekvencí!?· Signály s touto frekvencí jsou ke vstupům LO místních oscilátorů třetího směšovače 151 a čtvrtého směšovače 152 přivedeny z obvodu generátoru JJ, a to přes třetí dělič 14. Signály na výstupech třetího směšovače 151 a čtvrtého směšovač 152 jsou filtrovány prvním a druhým filtrem 171 a 172 typu dolní propust. Na výstupu 181 prvního filtru 171 typu dolní propust je signál odpovídající dopplerovské frekvenci dolního postranního pásma &fdpp. Na výstupu 182 druhého filtru 172 typu dolní propust je signál odpovídající dopplerovské frekvenci horního postranního pásma Ísfhpp.The function of the whole IRM circuit is to separate the lower and upper sideband signals of the transmitted frequencies. At the output of the first broadband addition circuit 143 signals are present at a frequency f - ffd pp , at the output of the second broadband addition circuit 144 signals are present at a frequency f + bf, pp . These signals are always mixed with the current frequency in the third mixer 151 and the fourth mixer 152. The signals with this frequency are fed to the local oscillator inputs L0 of the third mixer 151 and the fourth mixer 152 from the generator circuit 11 via the third divider 14. The signals at the outputs of the third mixer 151 and the fourth mixer 152 are filtered by the first and second low pass filters 171 and 172, respectively. At the output 181 of the first lowpass filter 171 there is a signal corresponding to the lower side band doppler frequency < f dpp . At the output 182 of the second low-pass filter 172 there is a signal corresponding to the upper sideband doppler frequency i sf hpp .
Průmyslová využitelnost širokopásmový radarový senzor lze použít v systémech aktivní ochrany bojových vozidel a objektů, a to pro detekci a měření ohrožujících protipancéřových střel. Signály z výstupů senzoru j sou po zpracování nízkofrekvenčními nebo digitálními obvody schopné aktivovat odpálení protistřely.Industrial Applicability A broadband radar sensor can be used in the active protection systems of combat vehicles and objects for the detection and measurement of threatening armored missiles. The signals from the sensor outputs are capable of firing the counter-missile after processing by low-frequency or digital circuits.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ200819971U CZ18758U1 (en) | 2008-05-23 | 2008-05-23 | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ200819971U CZ18758U1 (en) | 2008-05-23 | 2008-05-23 | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ18758U1 true CZ18758U1 (en) | 2008-07-24 |
Family
ID=39669851
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ200819971U CZ18758U1 (en) | 2008-05-23 | 2008-05-23 | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ18758U1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ301898B6 (en) * | 2009-02-11 | 2010-07-21 | Ceské vysoké ucení technické v Praze, Fakulta elektrotechnická | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals |
-
2008
- 2008-05-23 CZ CZ200819971U patent/CZ18758U1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ301898B6 (en) * | 2009-02-11 | 2010-07-21 | Ceské vysoké ucení technické v Praze, Fakulta elektrotechnická | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| De Martino | Introduction to modern EW systems | |
| Spezio | Electronic warfare systems | |
| EP0465737B1 (en) | Electronic countermeasure system | |
| Stove et al. | Low probability of intercept radar strategies | |
| US9316733B2 (en) | W-band, ultra-wide band (UWB) trajectory detector | |
| Fuller | To see and not be seen | |
| US7417582B2 (en) | System and method for triggering an explosive device | |
| CA2385635A1 (en) | Apparatus and method for providing a deception trackless and response system | |
| US9097793B2 (en) | System for the detection of incoming munitions | |
| Kuschel | VHF/UHF radar. Part 2: Operational aspects and applications | |
| Shoykhetbrod et al. | A scanning FMCW-radar system for the detection of fast moving objects | |
| US7505368B2 (en) | Missile defense system | |
| CZ301898B6 (en) | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals | |
| CZ300902B6 (en) | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells | |
| Vardhan et al. | Information jamming in electronic warfare: operational requirements and techniques | |
| Choi et al. | A design and assessment of a direction finding proximity fuze sensor | |
| CZ18758U1 (en) | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells | |
| Hudec et al. | Multimode adaptable microwave radar sensor based on leaky-wave antennas | |
| Fougias et al. | Netted LPI radars | |
| RU2650198C1 (en) | Radar system of very-high frequency band and low-frequency part of an ultra high frequency band with identification system | |
| RU2579994C2 (en) | Active decoys against radar sources and method for protecting objects using said decoys | |
| US3924234A (en) | Automatic active/passive fuze system | |
| KR101948572B1 (en) | Front facing countermeasure using incision type front sensing device and method thereof | |
| KR102315327B1 (en) | Apparatus and method for generating spoofing signal including Decoy in the launch vehicle | |
| US6492931B1 (en) | Electronic countermeasures system and method |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FG1K | Utility model registered |
Effective date: 20080724 |
|
| ND1K | First or second extension of term of utility model |
Effective date: 20120420 |
|
| MK1K | Utility model expired |
Effective date: 20150523 |