CS209891B2 - Connection for protection against overloading of the push-pull capacity amplifiers - Google Patents
Connection for protection against overloading of the push-pull capacity amplifiers Download PDFInfo
- Publication number
- CS209891B2 CS209891B2 CS197978A CS197978A CS209891B2 CS 209891 B2 CS209891 B2 CS 209891B2 CS 197978 A CS197978 A CS 197978A CS 197978 A CS197978 A CS 197978A CS 209891 B2 CS209891 B2 CS 209891B2
- Authority
- CS
- Czechoslovakia
- Prior art keywords
- transistor
- resistor
- output
- collector
- voltage
- Prior art date
Links
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 claims description 26
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 10
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims description 8
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 claims 1
- 230000001010 compromised effect Effects 0.000 claims 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 abstract description 11
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 9
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000005283 ground state Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 239000007779 soft material Substances 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
(54) Zapojení na ochranu proti přetížení dvojčinných výkonových zesilovačů(54) Wiring for overload protection of double-acting power amplifiers
Vynález se týká zapojení na ochranu proti přetížení dvojčinných výkonových zesilovačů třídy В nebo AB osazených tranzistory, přičemž vždy к jedné polovině výkonového zesilovače patří po jednou analogicky uspořádaném ochranném obvodu, kteréžto ochranné obvody obsahují první tranzistor, který při přetížení odvádí řídicí signál koncového tranzistoru a kolektor prvního tranzistoru je připojen přes diodu na vedení signálu řídicího koncový tranzistor a jeho emitor je připojen na výstup výkonového zesilovače a první tranzistor je řízen napětím dodávaným děličem, který sestává z o-dporu nebo členu RC a z prvního nelineárního dvoupólu, jednak z odporu připojeného v sérii ke kolektoru nebo emitoru koncového tranzistoru.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an overload protection circuit for double-acting class V or AB power amplifiers fitted with transistors, one half of the power amplifier having one analogically arranged protective circuit, the protective circuits comprising a first transistor. the first transistor is connected via a diode on the control signal line of the terminal transistor and its emitter is connected to the output of the power amplifier and the first transistor is controlled by a voltage supplied divider consisting of a resistor or RC member and a first non-linear bipolar; to the collector or emitter of the terminal transistor.
Výstup takových výkonových zesilovačů vykazuje malý vnitřní odpor a je prakticky generátorem napětí. Proud dodávaný výkonovým zesilovačem je při zohlednění daného řízení určován jen zatěžovací impedancí. Když se výkonový zesilovač přetíží, to jest, když je zatěžovací impedance menší než přípustná, může na výstupu téci tak velký proud, že se zničí koncové tranzistory. Aby se zaIiránilo této n6YyiiO£l6, vkladů se mezi výstup výkonového zesilovače a zátěž tavná pojistka, nebo některá ze známých elektronických pojistek.The output of such power amplifiers has little internal resistance and is practically a voltage generator. The current supplied by the power amplifier is determined only by the load impedance, taking into account the control. When the power amplifier is overloaded, that is, when the load impedance is less than the permissible, the output current can flow so much that the terminal transistors are destroyed. In order to avoid this, deposits are deposited between the output of the power amplifier and the load fuse, or some of the known electronic fuses.
l) zesilovačů vyšších výkonů třídy В nebo AB se však stává, že proudem přípustným při plném vybuzení, když se tento proud vyskytne v důsledku přetížení při menším vybuzení, se zničí koncový tranzistor. Příčina je v tom. že při menším vybuzení se zvýší napětí mezi kolektorem a emitorem koncového tranzistoru. Při stejném kolektorovém proudu je tudíž okamžitý ztrátový výkon vyšší než při plném vybuzení. Ochranný obvod, použitý v zesilovačích vyšších výkonů (třídy В nebo AB), by se měl tudíž brát zřetel nejen na kolektorový proud koncového tranzistoru, nýbrž také na napětí mezi jeho kolektorem a emitorem. Ochranný obvod by měl tudíž zaručit, aby koncový tranzistor fungoval spolehlivě uvnitř charakteristiky kolektorového- proudu a napětí mezi kolektorem a emitorem jen v oblasti maximálního kolektorového proudu. Takové technické řešení je popsáno v britském patentovém spise číslo 1 236 449.(l) Class V or AB power amplifiers, however, become the case of a full-load current when this current occurs as a result of an overload at a lower excitation, the terminal transistor is destroyed. The cause is that. that with less excitation the voltage between the collector and the emitter of the transistor is increased. Thus, at the same collector current, the instantaneous power dissipation is higher than at full excitation. Therefore, the protective circuit used in higher power amplifiers (class V or AB) should take into account not only the collector current of the terminal transistor, but also the voltage between its collector and emitter. Therefore, the protective circuit should ensure that the terminal transistor operates reliably within the collector current and voltage characteristics between the collector and the emitter only in the region of the maximum collector current. Such a technical solution is described in British Patent Specification No. 1,236,449.
Podstata známého řešení spočívá v tom, že koncovým tranzistorem je napětí, к jehož úbytku dochází na odporu připojeném v sérií к jeho emitoru nebo kolektoru a spojeném jedním koncem s výstupem zesilovače a úměrné proudu koncového tranzistoru, tím více omezováno, čím větší je okamžité výstupní napětí zesilovače. Odvádění řídicího signálu koncového· tranzistoru je řízeno tranzistorem a může ho být dosaženo tím, že v případě malého výstupního napětí, to jest v případě velkého napětí mezi kolektorem a emitorem koncového· tranzistoru, je odvádění řídicího signálu u malého kolektorového proudu větší, než je tomu v případě menšího výstupního napětí, to jest v případě menšího napětí mezi kolektorem a emitorem koncového tranzistoru. Tím se dosáhne toho, že je využit maximální kolektorový proud, přípustný pro koncový tranzistor, aniž by se překročil přípustný okamžitý ztrátový výkon.The essence of the known solution is that the output transistor is a voltage that drops on a resistor connected in series to its emitter or collector and connected at one end to the amplifier output and proportional to the current of the transistor, the more limited the instantaneous output voltage amplifiers. The removal of the control signal of the terminal transistor is controlled by the transistor and can be achieved by the fact that in the case of a small output voltage, i.e. in the case of a high voltage between the collector and the emitter of the terminal transistor, in the case of a lower output voltage, i.e., in the case of a lower voltage between the collector and the emitter of the terminal transistor. This achieves that the maximum collector current allowed for the transistor is utilized without exceeding the permissible instantaneous power dissipation.
Tento ochranný obvod však nedostačuje, když je na zesilovači induktivní přetížení. Při induktivní zátěži posune se okamžitý pracovní bod koncového tranzisto-ru krátkodobě z přípustné oblasti charakteristiky a ve výstupním signálu se objeví jehlový impuls nebo řada jehlových impulsů. Tento jev může být eliminován, když zabráníme, aby při induktivní zátěži se ochranný obvod uvedl v činnost. К induktivnímu přetížení zesilovače dochází nejčastěji tehdy, když je železné jádro transformátoru připojeného к výstupu nasyceno. Pro vyřešení tohoto problému má být výstupní transformátor vytvořen tak, aby jeho železné jádro nebylo nasyceno v oblasti provozního kmitočtu. Tím se však zvyšují jak náklady, tak také rozměry a váha zesilovače.However, this protective circuit is not sufficient when there is inductive overload on the amplifier. Under an inductive load, the instantaneous operating point of the terminal transistor is shifted briefly from the permissible characteristic range and a needle pulse or a series of needle pulses appears in the output signal. This phenomenon can be eliminated by preventing the protective circuit from operating in an inductive load. Inductive overload of the amplifier occurs most often when the iron core of the transformer connected to the output is saturated. To solve this problem, the output transformer should be designed so that its iron core is not saturated in the operating frequency range. However, this increases both the cost and the dimensions and weight of the amplifier.
Cílem vynálezu je vytvoření zapojení chránící proti přetížení tranzistorované výkonové zesilovače, zatěžované transformátorem bez snížení kvality a výkonu zesilovače.It is an object of the present invention to provide an overload circuit of a transistorized power amplifier loaded by a transformer without compromising the quality and power of the amplifier.
Úlohou vynálezu je vytvořit zapojení na ochranu výkonových zesilovačů proti přetížení, které má fungovat dostatečně rychle, má se po skončení přetížení automaticky ihned vrátit do základního stavu, nesmí při přípustném zatížení vyvolávat zvýšení nelineárního zkreslení zesilovače, musí zabezpečit, aby koncový tranzistor fungoval jen v bezpečné funkční oblasti své chrakteristiky, u něhož při induktivním přetížení, zejména při nasycení železného jádra transformátoru zapojeného na výstupu zesilovače, nesmějí být na výstupu zesilovače vytvářeny žádné jehlové impulsy, přičemž je přípustné čisté zkreslení signálu, které lze přičítat vlivu omezeného proudu při nasycení železného jádra, a při zapnutí zesilovače nesmí být vytvářeno žádné budicí napětí.SUMMARY OF THE INVENTION The object of the present invention is to provide an overload protection circuit for power amplifiers which is to operate sufficiently quickly, to automatically return to the ground state immediately after the overload, not to increase the nonlinear distortion of the amplifier. the functional areas of their characteristic, in which, during inductive overload, in particular the saturation of the iron core of the transformer connected to the amplifier output, no needle pulses shall be generated at the amplifier output, with pure signal distortion which is attributable to and no excitation voltage should be generated when the amplifier is turned on.
Uvedená úloWa je podle vynálezu vyřešena a uvedené nevýhody jsou odstraněny u zapojení na ochranu proti přetížení dvojčinných výkonových zesilovačů podle vynálezu, jehož podstata spočívá v tom, že к bázi prvního tranzistoru odvádějícího· při přetížení řídicí signál koncového tranzistoru, je připojen kolektor druhého tranzistoru, к jeho emitoru je připojen emitor druhého tranzistoru, к bázi druhého tranzistoru je připojen první odpor a druhý odpor, první odpor je připojen na napájecí napětí, druhý odpor je připojen na výstup výkonového zesilovače, kolektor třetího tranzistoru je připojen přes třetí odpor na napájecí napětí a přes druhý nelineární dvoupól к bázi prvního tranzistoru, emitor třetího tranzistoru je připojen přes první diodu na výstup výkonového zesilovače, přes druhou diodu na zemní potenciál a přes čtvrtý odpor ke své vlastní bázi, která je přes pátý odpor připojena ke kolektoru prvního tranzistoru, přičemž mezi kolektorem prvního· tranzistoru a napájecím napětím je zapojen šestý odpor.This problem is solved according to the invention and the disadvantages are eliminated in the overload protection circuit of the double-acting power amplifiers according to the invention, characterized in that the collector of the second transistor is connected to the base of the first transistor its emitter is connected to the emitter of the second transistor, to the base of the second transistor is connected the first resistor and the second resistor, the first resistor is connected to the supply voltage, the second resistor is connected to the power amplifier output. second non-linear bipolar to the base of the first transistor, the emitter of the third transistor is connected through the first diode to the output of the power amplifier, through the second diode to ground potential and through the fourth resistor to its own base which is connected via the fifth resistor to a collector of the first transistor, wherein a sixth resistor is connected between the collector of the first transistor and the supply voltage.
Při induktivním přetížení dvojčinného zesilovače třídy В nebo AB v důsledku funkce ochranného obvodu podle vynálezu je zabráněno vytváření nežádoucího jehlového impulsu. Při chemickém přetížení se funkce ochranného obvodu klopným obvodem zapojení neovlivní.The inductive overload of a double-acting amplifier of class В or AB due to the function of the protective circuit according to the invention prevents the formation of an undesired needle pulse. In the event of a chemical overload, the function of the protective circuit by the flip-flop circuit is not affected.
Příklad zapojení podle vynálezu je znázorněn na přiložených výkresech, na nichž na obr. 1 je principiální zapojení na ochranu výkonového zesilovače proti přetížení, na obr. 2 jsou znázorněny poměry při zatížení, které se vyskytují při nasycení transformátoru v případě přetížení, přičemž tranformátor je připojen к výstupu zesilovače, obr. 3 znázorňuje tvary signálů výstupního napětí a na obr. 4 je znázorněn další příklad provedení zapojení podle vynálezu. Na obr. 1 je zapojení dvojčinného zesilovače znázorněn jen jeden z obou koncových tranzistorů T4 a zapojení pracuje, jak je dále popsáno.An example of a circuit according to the invention is shown in the accompanying drawings, in which Fig. 1 shows the principle circuitry to protect the power amplifier against overload. Fig. 2 shows the load ratios that occur when the transformer is saturated in the event of overload. 3 shows the shapes of the output voltage signals, and FIG. 4 shows another embodiment of the circuit according to the invention. In FIG. 1, only one of the two transistors T4 is shown connected to a double-acting amplifier and the circuit is operating as described below.
Zapojení podle vynálezu obsahuje první tranzistor TI, jehož kolektor je připojen přes třeli diodu D3 na vedení V.V. signálu řídicího· koncový tranzistor T4. Emitor prvního tranzistoru TI je připojen na výstup Ki výkonového zesilovače. Báze prvního tranzistoru TI je spojena s prvním nelineárním dvoupólem NL1, jehož druhý konec je spojen se zemním bodem, a dále je spojena přes sedmý odpor R7 s emitorem čtvrtého tranzistoru T4, který je přes osmý odpor R8 spojen s výstupem Ki výkonového zesilovače. К bázi prvního· ztranzistoru TI je připojen kolektor druhého tranzistoru T2, jehož emitor je spojen se zemním bodem, a dále je spojena přes bázi druhého tranzistoru T2 je připojeno přes první odpor RI napájecího napětí +UT a přes druhý odpor R2 výstup Ki výkonového zesilovače. Kolektor třetího tranzistoru T3 je přes třetí odpor R3 připojen na napájecí napětí +UT a přes druhý nelineární dvoupól NL2 к bázi prvního tranzistoru TI. Emitor třetího tranzistoru T3 je připojen přes první diodu Dl к výstupu Ki výkonového zesilovače, přes druhou diodu-D2 na zemní bod a báze je přes pátý odpor R5 připojena ke kolektoru prvního tranzistoru TI, přičemž mezi kolektorem prvního tranzistoru TI a napájecím napětím +UT je zapojen šestý odpor R6.The circuit according to the invention comprises a first transistor T1 whose collector is connected via a diode D3 on a V.V. control signal · terminal transistor T4. The emitter of the first transistor T1 is connected to the output Ki of the power amplifier. The base of the first transistor T1 is coupled to the first non-linear bipolar NL1, the other end of which is coupled to the ground point, and is coupled via the seventh resistor R7 to the emitter of the fourth transistor T4 which is coupled via the eighth resistor R8 to the power amplifier output. The collector of the second transistor T2 is connected to the base of the first transistor T1, the emitter of which is connected to the ground point, and further connected via the base of the second transistor T2 is connected via the first resistor RI of supply voltage + UT. The collector of the third transistor T3 is connected via the third resistor R3 to the supply voltage + UT and through the second non-linear bipolar NL2 to the base of the first transistor T1. The emitter of the third transistor T3 is connected through the first diode D1 to the power amplifier output Ki, through the second diode-D2 to the ground point and the base is connected via the fifth resistor R5 to the collector of the first transistor T1. sixth resistor R6 connected.
Ve výchozím stavu je první tranzistor TI uzavřen a funkce zesilovače není ovlivňována ochranným obvodem. Dosáhno-li proud koncového tranzistoru T4 určité hodnoty, otevře -se první tranzistor TI napětím vytvářeným na osmém odporu R8, čímž , se řídicí signál koncového- tranzistoru T4 stále -více odvádí a tím -se zabrání dalšímu zvýšení jeho proudu.By default, the first transistor T1 is closed and the amplifier function is not affected by the protective circuit. When the current of the transistor T4 reaches a certain value, the first transistor T1 is opened by the voltage generated at the eighth resistor R8, whereby the control signal of the terminal transistor T4 is constantly removed and thereby preventing further increase of its current.
Hodnota proto potřebného výstupního proudu závisí také na. výstupním napětí, poněvadž řídicí napětí, řídicí první tranzistor TI, je ovlivňováno děličem sestávajícím ze sedmého odporu R7 a z prvního nelineárního dvou, pólu NL1 tím -více, čím větší je výstupní napětí.The value of the required output current therefore also depends on. the output voltage, since the control voltage, the control of the first transistor T1, is influenced by the divider consisting of the seventh resistor R7 and the first non-linear two pole NL1 the more the greater the output voltage.
Ze čtvrtého- odporu R4, z pátého odporu R5 a šestého odporu R6 sestávající dělič báze třetího- tranzistoru T3 má být dimenzován tak, aby třetí tranzistor T3 byl nasycen, když je první tranzistor TI a tím třetí dioda. D3 zavřena. To je lehce proveditelné, ježto kvůli druhé diodě D2 je emito'r třetího tranzistoru T3 nejvýše o napětí na druhé diodě D2 kladnější než zemní potenciál. Třetí - dioda D3 se uzavře, když je - na vedení V.V. řídicího signálu, jímž je řízen koncový tranzistor T4, zápornější napětí, než napětí na dělicím bodu pátého odporu R5 a šestého odporu R6. Tím se zabrání tomu, aby řídicím signálem se neuzavřel třetí tranzistor T3. Ve vodivémstavu třetího tranzistoru T3- je nelineární -dvoupól NL2, který -sestává s -výhodou ze čtvrté diody D4 a páté diody D5, zapojených v sérii -s odpovídajícími polaritami, uzavřen a tím je kolektor třetího tranzistoru T3 odpojen od báze prvního tranzistoru TI. Funkce proudu není v tomto případě ovlivňována třetím tranzistorem T3. Když ale vlivem přetížení první tranzistor TI se stane vodivým, bude napětí kolektoru a dělicího bodu pátého· odporu R5 a šestého odporu RB přibližně rovno výstupnímu napětí. Tak -se může třeli tranzistor T3 uzavřít. V tomto- stavu se stane druhý nelineární dvoupól NL2 vodivým a na bázi prvního- tranzistoru TI bude přes třetí odpor R3 (v propustném směru) přiloženo větší napětí, čímž se třetí tranzistor T3 více uzavře. Když -dojde k tomuto klopnému jevu, klesne výstupní napětí zesilovače a jeho proud zpět na nulu.The fourth resistor R4, the fifth resistor R5 and the sixth resistor R6 consisting of the base divider of the third transistor T3 are to be sized such that the third transistor T3 is saturated when the first transistor T1 and hence the third diode. D3 closed. This is easy to do because, due to the second diode D2, the emitter of the third transistor T3 is more positive than the ground potential at the voltage on the second diode D2. The third - diode D3 is closed when - on the V.V. the control signal, which controls the terminal transistor T4, has a more negative voltage than the voltage at the dividing point of the fifth resistor R5 and the sixth resistor R6. This prevents the third transistor T3 from being closed by the control signal. In the conductive state of the third transistor T3, the non-linear NL2, which consists of the fourth diode D4 and the fifth diode D5 connected in series with the corresponding polarities, is closed and the collector of the third transistor T3 is disconnected from the base of the first transistor T1. In this case, the current function is not affected by the third transistor T3. However, when the first transistor T1 becomes conductive due to an overload, the voltage of the collector and the dividing point of the fifth resistor R5 and the sixth resistor RB will be approximately equal to the output voltage. So -se friction transistor T3 can close. In this state, the second non-linear bipolar NL2 becomes conductive and, based on the first transistor T1, a higher voltage is applied over the third resistor R3 (forward), thereby closing the third transistor T3 more. When this tipping event occurs, the amplifier's output voltage and current drops back to zero.
Při kterém výstupním napětí se má uskutečnit tento klopný pochod v případě přetížení zesilovače, je určováno děličem tvořeným čtvrtým odporem R4 -a pátým odporem R5. Překlopení nastane totiž, ježto emitor třetího tranzistoru T3 je druhou dio- , dou D2 zapojen přibližně na zemní potenciál, při výstupním, popřípadě kolektorovém napětí prvního- tranzistoru TI, které je děličem tvořeným čtvrtým odporem R4 a pátým odporem RŠ přiloženo na bázi třetího tranzistoru T3, čímž třetí tranzistor T3 nemůže být více udržován vodivým.At which output voltage this flip-flop is to take place in case of amplifier overload is determined by the divider formed by the fourth resistor R4 -and the fifth resistor R5. Rollover occurs because, since the emitter of the third transistor T3 is a second dio-, dou approximately D2 connected to ground potential at the output, or drain voltage prvního- transistor Tl, which is the fourth divider formed by resistor R4 and the fifth dp Orem RŠ marries the adhesion Ba zi et ¹H three of transistor T3, whereby the third transistor T3 can be maintained more conductive.
Je výhodné dimenzovat dělič tak, aby překlopení mohlo nastat jen při menším výstupním napětí. Když totiž nastane překlopení, klesne výstupní signál strmě na nulu, čímž se v - reproduktorech napájených zesilovačem vyvolá -subjektivně nepříjemné zkreslení. Při menším přetížení zesilovače, vyskytujícím se při normálním provozu, je účelné vyhnout se -takovému zkreslení. Při větším přetížení nebo při zkratu je funkce klopného obvodu velmi užitečná, neboť se tím nápor na silně přetížený koncový tranzistor T4 může snížit na minimum, aniž by -se jeho vybuzení mohlo snížit.It is advantageous to dimension the divider so that the overturning can occur only at a lower output voltage. In fact, when the flip occurs, the output signal drops sharply to zero, causing a - unpleasantly distorting distortion - in amplifiers powered by the amplifier. In the case of a minor overload of the amplifier occurring in normal operation, it is expedient to avoid such distortion. In the event of a major overload or short circuit, the flip-flop function is very useful, since the load on the heavily overloaded terminal transistor T4 can be reduced to a minimum without the excitation of the latter.
Zpětného nastavení do základního stavu a zpětného- překlopení obvodu, se dosahuje druhým tranzistorem T2, přičemž výstupní napětí zesilovače mění svou polaritu. Dělič báze, tvořený prvním odporem RI a druhým odporem R2, má být dimensován -tak, aby při nulovém výstupním napětí byl druhý - - tranzistor T2 na hranici otevření, popřípadě má být vodivým jen poněkud. Když se v tomto případě výstupní napětí stane - záporným, druhý tranzistor T2 jež nevede, první tranzistor TI se stane nevodivým a nastane proto zpětné překlopení.Resetting and flipping the circuit is achieved by a second transistor T2, the output voltage of the amplifier changing its polarity. The base divider formed by the first resistor R1 and the second resistor R2 should be dimensioned so that, at zero output voltage, the second transistor T2 is at the opening limit, or is only somewhat conductive. In this case, when the output voltage becomes negative, the second transistor T2, which is not conducting, the first transistor T1 becomes nonconductive and therefore the flip-over occurs.
Mimoto je výhodné dimenzovat dělič báze, sestávající z prvního odporu RI a druhého odporu R2 tak, aby kolektorový proud druhého tranzistoru T2 mohl - být nastaven tak, aby při neexistenci proudu zatěžujícího zesilovač, to- jest, když je na osmém odporu RS nulové napětí, nastalo zpětné překlopení obvodu při nulovém výstupním napětí. To je totiž podmínka pro to·, aby ochranný obvod proti přetížení po zapnutí zesilovače byl chráněn, ježto- železné jádro transformátoru připojeného- na výstup je nasyceno.In addition, it is advantageous to dimension the base divider consisting of the first resistor R1 and the second resistor R2 so that the collector current of the second transistor T2 can be adjusted so that in the absence of the current loading the amplifier, i.e. the circuit flipped over at zero output voltage. This is a precondition for the overload protection circuit to be protected when the amplifier is switched on, because the iron core of the transformer connected to the output is saturated.
První dioda Dl má zabránit uzavření třetího tranzistoru T3 v záporné půlperiodě výstupního napětí. Jinak by bylo znemožněno zpětné překlopení klopného obvodu, které se děje působením záporného výstupního napětí, a také uzavření prvního tranzistoru TI při záporném výstupním napětí. Nahoře uvedený průběh je však nutný, aby se zabránilo vytvoření impulsu vznikajícího při induktivním přetížení.The first diode D1 is intended to prevent the closure of the third transistor T3 in the negative half-period of the output voltage. Otherwise, the flip-flop, which occurs as a result of the negative output voltage, and the closure of the first transistor T1 at the negative output voltage would be prevented. However, the above-mentioned waveform is necessary in order to avoid the generation of an inductive overload pulse.
V nejjednodušším provedení obsahuje 7apojení podle vynálezu jen tranzistory, vrstvové diody a odpory střední hodnoty, může proto být realizováno hybridními nebo monolitickými integrovanými obvody.In the simplest embodiment, the connection according to the invention comprises only transistors, diodes and medium resistors, and can therefore be realized by hybrid or monolithic integrated circuits.
Na. obr. 2 lze vidět zatěžovací poměry koncového tranzistoru T4 výkonového zesilovače podle vynálezu, a sice v případě, kdy zesilovač je zatížen přes transformátor ohmickou zátěží a železné jádro transformátoru je nasyceno.On. FIG. 2 shows the load ratios of the transistor T4 of the power amplifier according to the invention, namely when the amplifier is loaded through the transformer by a ohmic load and the iron core of the transformer is saturated.
Na obr. 2 znázorňuje - čára A vztah mezi kolektorovým - proudem a napětím mezi - kolektorem a emitorem koncového tranzistoru T4v případě ohmické - zátěže. Označení UKio představuje, že napětí mezi kolektorem a emitorem koncového tranzistoru T4 je nulové. Křivka B, (která ohraničuje šrafovanou oblast) ukazuje, že při přetížení, kdy je o- chranný obvod uveden do provozu, nemůže okamžitý pracovní bod koncového· tranzistoru T4 při -ohmické zátěži vstoupit do- šrafované oblasti. Křivka C mezi body a a b, naznačená čárkovaně, ukazuje účinek klopné209891 ho obvodu zapojení na ochranu proti přetížení. Když přetížení dosáhne hodnotu, při níž ochranné zapo * ení je v provozu na úseku křivky mezi bodem a a bodem UKio, nezůstane okamžitý pracovní bod koncového tranzistoru T4 na křivce B, ale přejde na křivku C a zůstane tam až do konce půlperiody.In Fig. 2, line A shows the relationship between the collector current and the voltage between the collector and the emitter of the transistor T4 in the case of an ohmic load. UKio indicates that the voltage between the collector and the emitter of the transistor T4 is zero. Curve B (which delimits the shaded area) shows that in the event of an overload when the protective circuit is put into operation, the instantaneous operating point of the transistor T4 at the ohmic load cannot enter the shaded area. The curve C between points a and b, indicated by dashed lines, shows the overload protection effect of the flip-on circuit. When the overload reaches a value at which the protective engagement is in operation on the section of the curve between point a and point UK 10, the instantaneous operating point of the terminal transistor T4 does not remain on curve B but goes to curve C and remains there until the end.
Při nasycení železného jádra transformátoru připojeného na výstup zesilovače pohybuje se pracovní bod koncového tranzistoru T4 na čáře A. Když dosáhne bodu c, který odpovídá úplnému vybuzení, nepohybuje se již zpět po čáře A, ale v důsledku přibývajícího induktivního proudu transformátoru po křivce D a když dosáhne bodu d, aktivuje se ochranné zapojení. Kdyby nebylo ochranného obvodu, pohyboval by se pracovní bod koncového tranzistoru T4 od bodu d po čárkovaně značené křivce, čímž by se zjevně koncový tranzistor T4 zn'čil. V důsledku zásahu ochranného zapojení pohybuje se pracovní bod koncového tranzistoru T4 po křivce E. U bodu d otevře se totiž první tranzistor TI a výstupním proudem je zabráněno dalšímu vzrůstu kolektorového proudu koncového tranzistoru T4. Ježto ke konstantnímu proudu patří nulové induktivní napětí, počne výstupní napětí rychle klesat a u bodu a‘ bude tento úbytek napětí v . důsledku uzavření třetího tranzistoru T3 (klopný obvod se překlopí) ještě strmější. Úbytek kolektorového proudu na úseku d — U‘Kio vyplývá z úbytku proudu ohmické zátěže, zatímco induktivní , proud se dále zvětšuje. U bodu U‘Kio změní se polarita výstupního. ' napětí a . indukovaný proud počne klesat. U bodu e se druhý tranzistor T2 otevře natolik, že zmenšuje napětí mezi bází a emitorem v propustném směru a z ubrání dalšímu rychlému poklesu proudu zátěže. Tím přestane napětí mezi kolektorem a emitorem koncového tranzistoru T4 vzrůstat a indukovaný proud klesá, pomalu na · nulu. K tomuto poklesu dojde u bodu f a ’ odtud se pracovní bod koncového tranzistoru T4 pohybuje dále podle ohmické zátěže po křivce A, V blízkosti bodu UKio překlopí se klopný obvod zpět (třetí tranzistor T3 se otevře, první tranzistor TI se zavře·). Tím se ochranné zapojení nastaví do· výchozího· stavu. V následující půlperiodě, když je železné jádro ještě stále nasyceno, počne ochranné zapojení patřící k druhé straně dvojčinného výkonového zesilovače fungovat analogicky.When saturating the iron core of the transformer connected to the amplifier output, the operating point of the terminal transistor T4 moves on line A. When it reaches point c, which corresponds to full excitation, it no longer moves back along line A but due to the increasing inductive current of the transformer along D reaches point d, the protective circuit is activated. Without the protective circuit, the operating point of the terminal transistor T4 would move from the point d along the dashed line, thereby obviously damaging the terminal transistor T4. As a result of the protective circuit intervention, the operating point of the terminal transistor T4 moves along curve E. For point d, the first transistor T1 opens and the output current prevents further increase of the collector current of the terminal transistor T4. Since the constant current includes zero inductive voltage, the output voltage begins to drop rapidly, and at point a tento this voltage drop will be. due to the closure of the third transistor T3 (the flip-flop flips) even steeper. The collector current drop on the d-U‘Kio section results from a decrease in the ohmic load current, while the inductive current increases further. At the U‘Kio point, the output polarity changes. 'voltage and. the induced current begins to decrease. At point e, the second transistor T2 opens to such an extent that it reduces the voltage between the base and the emitter in the forward direction and prevents further rapid drop in the load current. As a result, the voltage between the collector and the emitter of the transistor T4 stops rising and the induced current decreases slowly to zero. This drop occurs at f, and hence the working point of the terminal transistor T4 moves further along the ohmic load along curve A. Near the UKio point, the flip-flop flips back (the third transistor T3 opens, the first transistor T1 closes ·). This resets the protective wiring to its initial state. In the following half-period, when the iron core is still saturated, the protective circuit belonging to the other side of the double-acting power amplifier will start operating analogously.
Obr. 3 znázorňuje tvar impulsů výstupního napětí výkonového zesilovače podle vynálezu za nahoře uvedených poměrů. Body patřící k této křivce jsou označeny stejnou vztahovou značkou.Giant. 3 shows the pulse shape of the output voltage of the power amplifier according to the invention at the above ratios. The points belonging to this curve are indicated with the same reference numeral.
Vidíme, že na úseku d — e, kde je okamžitý ztrátový výkon koncového tranzistoruWe can see that on the section d - e, where is the instantaneous power loss of the terminal transistor
T4 největší, leží pracovní bod jen krátkou dobu. |c známo, že. výkonové tranzistory mohou být po krátkou dobu (1 ....10 msec) zatěžovány větším výkonem. Přitom nedojde k poškození. Na začátku úseku e— f je okamžitý ztrátový výkon dosti veliký, nastává zde rychlý pokles kolektorového proudu. Na dalším úseku dráhy e— f je tak malý, že již nemůže koncový tranzistor T4 ohrozit.T4 largest, the working point lies only for a short time. c known that. power transistors can be loaded for a short time (1 ... 10 msec) with higher power. There is no damage. At the beginning of section e - f, the instantaneous power dissipation is quite large, there is a rapid drop in the collector current. On the next section of path e - f it is so small that it can no longer endanger the transistor T4.
Na obr. 3 je , však také vidět, že tvar výstupního· napětí zesilovače neobsahuje žádné impulsy a žádná větší strmá kolísání napětí (skoky) a zkreslení tvaru je takové, jak vyplývá ze sycení železného· jádra transformátoru.In Fig. 3, however, it can also be seen that the shape of the amplifier output voltage does not contain any pulses and no more steep voltage fluctuations (jumps) and the shape distortion is due to the saturation of the iron core of the transformer.
Zapojení podle vynálezu nemůže v důsledku funkce druhého tranzistoru T2 v půlperiodě výstupního· napětí, v níž koncový tranzistor T4 za normálních okolností nevede (záporná půlperioda), proud koncového tranzistoru T4 prakticky omezit. V důsledku toho je v případě kapacitního přetížení zesilovače v podstatné oblasti kapacitního proudu neúčinné. Koncový tranzistor T4 je vzdor tomu při kapacitním přetížení chráněn proti zn · cení'. Nabíjení kapacitní zátěže se totiž děje na klesajícím úseku kapacitního· proudu, zde je však proud při přetížení omezen ochranným zapojením podle vynálezu. V důsledku toho· může se kapacitní zátěž nabíjet jen na menší napětí než je napětí, které odpovídá řízení. V důsledku toho je ale také vybíjecí proud menší.The circuit according to the invention cannot practically limit the current of the transistor T4 due to the function of the second transistor T2 in the half-period of the output voltage at which the terminal transistor T4 normally does not run (negative half-period). As a result, in the case of capacitive overload of the amplifier, it is ineffective in a substantial region of the capacitive current. However, the terminal transistor T4 is protected against deterioration under capacitive overload. Indeed, the charging of the capacitive load takes place on a decreasing section of the capacitive current, but here the overload current is limited by the protective circuit according to the invention. As a result, the capacitive load can only be charged at a voltage lower than that of the control. As a result, the discharge current is also smaller.
Obr. 4 znázorňuje další příklad provedení vynálezu. U tohoto provedení je mezi třetí diodu D3 a · kolektor prvního tranzistoru TI vložen desátý odpor R10. První nelineární dvoupól NL1 sestává ze sériového zapojení šesté diody D6, Ze-nerovy diody D7 a jedenáctého odporu Rll, přemostěného třetím kondenzátorem C3. Mezi bází druhého tranzistoru T2 a zemním bodem je zapojen devátý odpor R9, přemostěný prvním kondenzátorem Cl. Druhý nelineární dvoupól NL2 je tvořen čtvrtou diodou D4 a pátou diodou D5. přičemž · sedmý odpor R7 je přemostěn · druhým kondenzátorem C2. Výstup Ki výkonového zesilovače je přes sériové zapojení dvanáctého odporu R12 a čtvrtého· kondenzáto·ru C4 spojen se zemním bodem. Zapojením devátého odporu R9 mezi bázi druhého· tranzistoru T2 a zemní potenciál, připojí se tím na bázi druhého tranzistoru T2 v kladné půlperiodě výstupního napětí zesilovače napětí v závěrném směru, v záporné půlperiodě však napětí v propustném směru. Tak je možno že druhý tranzistor T2 je v záporné půlperiodě výstupního napětí více otevřen a drá,ha křivky podle napětí UKio křivky B (viz obr. 2) je strmnější, aniž by uvedením druhého tranzistoru T2 v činnost se zmenšil · proud omezující účinek ochranného· zapojení v kladné půlperiodě výstupního napětí. Tak může být záporné výstupní napětí patřící k tomuto bodu zmenšeno. V případě železného jádra zhotoveného z magneticky měkkého materiálu a majícího obdélníkovou hystarez- . ní smyčku, proběhne pracovní bod úsek d — — e ve velmi krátké době. · Nepracuje-li druhý tranzistor T2 dostatečně rychle, může se v bodě e podle obr. 3 vytvořit záporný jehlový impuls. Aby se tomu zabránilo, je vý209891 hodné, když je paralelně k devátému odporu R9 zapojen první kondenzátor Cl.Giant. 4 shows another embodiment of the invention. In this embodiment, a tenth resistor R10 is interposed between the third diode D3 and the collector of the first transistor T1. The first non-linear bipolar NL1 consists of a series connection of the sixth diode D6, the Zener diode D7 and the eleventh resistor R11 bridged by the third capacitor C3. Between the base of the second transistor T2 and the ground point is connected a ninth resistor R9, bridged by the first capacitor C1. The second non-linear bipolar NL2 consists of the fourth diode D4 and the fifth diode D5. wherein the seventh resistor R7 is bridged by a second capacitor C2. The output of the power amplifier is connected to the ground point via a series connection of the twelfth resistor R12 and the fourth capacitor C4. By connecting the ninth resistor R9 between the base of the second transistor T2 and the ground potential, the second transistor T2 is connected in the positive half-period of the output voltage of the amplifier in the reverse direction, but in the negative half-period of the forward voltage. Thus it is possible that the second transistor T2 is more open in the negative half-period of the output voltage and the stroke curve according to the voltage UKio of curve B (see Fig. 2) is steeper, without actuating the second transistor T2. connection in positive half-period of output voltage. Thus, the negative output voltage belonging to this point can be reduced. In the case of an iron core made of a magnetically soft material and having a rectangular hysteresis. loop, the working point section d - - e runs in a very short time. If the second transistor T2 is not operating fast enough, a negative needle pulse may be generated at point e of FIG. To prevent this, the first capacitor C1 is wired in parallel to the ninth resistor R9.
Když se ale mezi bázi koncového· tranzistoru T4 a -vedení V.V. řídicího signálu zapojí ještě jeden nebo· více tranzitorizovaných stupňů, může být napětím mezi kolektorem a emitorem prvního· tranzistoru TI, aby se zajistilo potřebné proudové zesílení, způsobeno vysokofrekvenční buzení ochranného zapojení v jeho aktivizovaném stavu. Aby se tomu zamezilo, je účelné zapojit mezi kolektor prvního· tranzistoru TI a katodu třetí diody D3 desátý -odpor R10, čímž může být napětí mezi kolektorem a emitorem prvního tranzistoru TI v jeho vodivém stavu libovolně nastaveno.However, when between the base of the transistor T4 and the V.V. If the control signal engages one or more transistorized stages, the voltage between the collector and the emitter of the first transistor T1 may be caused by high-frequency excitation of the protective circuit in its activated state to provide the required current gain. To avoid this, it is expedient to connect a tenth resistor R10 between the collector of the first transistor T1 and the cathode of the third diode D3, whereby the voltage between the collector and the emitter of the first transistor T1 can be arbitrarily adjusted in its conductive state.
Druhým kondenzátorem C2, kompenzujícím fázi, se funkce -ochranného zapojení urychluje. Může být i v některých případech výhodný pro zamezení vysokofrekvenčního buzení ochranného zapojení (v aktivizovaném stavu).The second phase compensating capacitor C2 accelerates the protective circuit function. It may also be advantageous in some cases to avoid high-frequency excitation of the protective circuit (in the activated state).
Šesté diody D6 je třeba, poněvadž jinak by v záporné půlperiodě výstupního napětí na bázi prvního tranzistoru TI bylo přes jedenáctý odpor Rll přiloženo napětí v propustném směru, čímž by stoupající úsek křivky za bodem UKio nebyl tak -strmý. Použitím Zenerovy diody D7 může být aktivizační charakteristika ochranného zapojení (křivka B) výhodně modifikována. Při menším výstupním napětí Zenerova dioda D7 nepropouští a tím je zabráněno odvádění signálu řídicího· prvního tranzistoru TI; při větším výstupním napětí odpovídající Zenerovu napětí a aktivizační charakteristika (křivka B) se posune ve směru většího kolektorového- proudu. Tento účinek může být kompenzován menším dimenzováním osmého odporu R8; - to může být výhodné i z hlediska možnosti vybuzení výkonového zesilovače. Tím - se vytvoří - v oblasti malého výstupního napětí na aktivizační charakteristice vodorovný - úsek, jehož velikost závisí od hodnoty Zenerova napětí Zenerovy diody D7. Na tomto úseku připouští ochranné zapojení větší kolektorový proud (výstupní proud) než -ten, který by byl při-The sixth diodes D6 are needed because otherwise, in the negative half-period of the output voltage based on the first transistor T1, a forward voltage would be applied over the eleventh resistor R1, thus not increasing the steep section of the curve beyond the UK10. By using a Zener diode D7, the protective circuit activation characteristic (curve B) can be advantageously modified. At a lower output voltage, the Zener diode D7 does not pass through, thereby preventing the control signal of the first transistor T1 from being discharged; at a larger output voltage corresponding to the Zener voltage and the activation characteristic (curve B) is shifted in the direction of the higher collector current. This effect can be compensated by a smaller dimensioning of the eighth resistor R8; - this can also be advantageous in terms of excitation of the power amplifier. This creates - in the region of the low output voltage on the activation characteristic a horizontal section - the magnitude of which depends on the value of the Zener voltage of the Zener diode D7. In this section, the protective circuit permits a collector current (output current) greater than -ten, which would be
Claims (5)
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| HU77EE2525A HU174717B (en) | 1977-09-15 | 1977-09-15 | Overload protection for power amplifiers |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CS209891B2 true CS209891B2 (en) | 1981-12-31 |
Family
ID=10995743
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CS197978A CS209891B2 (en) | 1977-09-15 | 1978-03-29 | Connection for protection against overloading of the push-pull capacity amplifiers |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| CS (1) | CS209891B2 (en) |
| DD (1) | DD135429A5 (en) |
| DE (1) | DE2815620C3 (en) |
| HU (1) | HU174717B (en) |
| SU (1) | SU910136A3 (en) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3536958A (en) * | 1967-12-05 | 1970-10-27 | Rca Corp | Amplifier protection circuit |
-
1977
- 1977-09-15 HU HU77EE2525A patent/HU174717B/en unknown
-
1978
- 1978-03-22 DD DD20434678A patent/DD135429A5/en not_active IP Right Cessation
- 1978-03-29 CS CS197978A patent/CS209891B2/en unknown
- 1978-04-11 DE DE19782815620 patent/DE2815620C3/en not_active Expired
- 1978-05-24 SU SU782617648A patent/SU910136A3/en active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DD135429A5 (en) | 1979-05-02 |
| HU174717B (en) | 1980-03-28 |
| DE2815620A1 (en) | 1979-03-22 |
| DE2815620B2 (en) | 1980-11-20 |
| DE2815620C3 (en) | 1981-09-03 |
| SU910136A3 (en) | 1982-02-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0310383B1 (en) | Drive circuit device for inductive load | |
| EP1315291B1 (en) | Wide-band amplifier | |
| US5369308A (en) | Power transistor switching circuit with controlled turn-off | |
| US3526846A (en) | Protective circuitry for high fidelity amplifier | |
| EP0102111B1 (en) | Telephone circuit | |
| CS209891B2 (en) | Connection for protection against overloading of the push-pull capacity amplifiers | |
| US4800294A (en) | Pin driver circuit | |
| US5424666A (en) | Control circuit for slowly turning off a power transistor | |
| US4908857A (en) | Isolated drive circuit | |
| US4529894A (en) | Means for enhancing logic circuit performance | |
| US3829708A (en) | Transistor switching circuit arrangement for an inductive d-c circuit | |
| EP0102660A2 (en) | Telephone circuit | |
| US4607171A (en) | Electronic switching apparatus | |
| US3980930A (en) | Protection circuit | |
| US3912949A (en) | Driving circuit for pin diode switches | |
| RU2037945C1 (en) | D c voltage step-up circuit arrangement | |
| RU2013860C1 (en) | Magnetic-transistor switch | |
| SE432169B (en) | gate | |
| SU440658A2 (en) | Impulse voltage regulator | |
| SU1436270A1 (en) | Protected gate-type power amplifier | |
| RU1791927C (en) | A c transistor key | |
| GB2126052A (en) | Telephone circuit | |
| SU1629980A1 (en) | Trabsistor switch with overload protection | |
| SU1741220A1 (en) | Push-pull power amplifier | |
| KR900006373Y1 (en) | Speaker and power amplifier protection circuit |