RU2013860C1

RU2013860C1 - Magnetic-transistor switch

Info

Publication number: RU2013860C1
Authority: RU
Inventors: Б.С. Сергеев
Original assignee: Уральское отделение Всероссийского научно-исследовательского института железнодорожного транспорта
Priority date: 1991-11-25
Filing date: 1991-11-25
Publication date: 1994-05-30

Abstract

FIELD: pulse engineering. SUBSTANCE: switch has power transistor, which is controlled by two current transformers, performing intermediate transformation of currents, which turn on and off transistors. In order to speed up power transistor, as well as to improve reliability of operation in the mode of pulsing load currents, the capacitor is turned on, providing turning on current of transistor base at initial stage, depending no on collector current. Base current is provided to be proportional to collector current of power transistor as at the stage of its open state, and at the stage of dispersal of excess charges from its semiconductor structure when cutting it off. EFFECT: improved reliability of operation. 5 cl, 6 dwg

Description

Изобретение относится к импульсной технике, а именно к силовым транзисторным ключам, осуществляющим коммутацию силовых электрических сигналов постоянного тока в устройствах электропривода или преобразовательной техники. The invention relates to a pulse technique, namely to power transistor switches for switching power electrical DC signals in electric drive devices or inverter technology.

Известны магнитно-транзисторные ключи для коммутации силовых электрических сигналов постоянного тока, у которых силовой транзистор управляется от источника импульсного напряжения и его базовый ток не зависит от тока коллектора (тока нагрузки ключа). Known magnetic transistor switches for switching power electrical signals of direct current, in which the power transistor is controlled by a pulse voltage source and its base current does not depend on the collector current (key load current).

Недостатком такого устройства является невысокое быстродействие и малый КПД, что в наиболее значительной степени проявляется при использовании высоковольтных силовых транзисторов, обладающих, как правило, незначительными коэффициентами усиления по току. The disadvantage of this device is its low speed and low efficiency, which is most manifested when using high-voltage power transistors, which, as a rule, have insignificant current gains.

Более эффективными являются транзисторные ключи, использующие принцип пропорционально-токового управления при помощи трансформатора тока, который обеспечивает пропорциональность токов как на этапе открытого состояния силового транзистора, так и на интервале рассасывания избыточных зарядов из полупроводниковой структуры на этапе запирания насыщенного силового транзистора. Transistor switches are more efficient, using the principle of proportional-current control using a current transformer, which ensures proportionality of currents both at the stage of the open state of the power transistor and at the interval of absorption of excess charges from the semiconductor structure at the stage of locking the saturated power transistor.

Недостатком этого устройства является невысокая энергетическая эффективность и большие габариты включающего и выключающего транзисторов, так как малые значения коэффициента усиления современных высоковольтных силовых транзисторов обусловливают сравнительно большие токи, коммутируемые включающим и выключающим транзисторами. The disadvantage of this device is the low energy efficiency and large dimensions of the turning on and off transistors, since the small values of the gain of modern high-voltage power transistors determine the relatively high currents switched by turning on and off the transistors.

Лучшими характеристиками обладают магнитно-транзисторные ключи с применением двух трансформаторов тока, первый из которых включен в цепь тока нагрузки ключа, а второй - в базовую цепь силового транзистора. В таких устройствах осуществляется трансформация базового тока силового транзистора, вследствие чего токи, коммутируемые включающим и выключающим транзисторами, могут быть сделаны достаточно малыми. При этом происходит уменьшение мощности потерь коммутирующих транзисторов и в качестве их могут быть применены достаточно малогабаритные транзисторы. Это устройство является наиболее близким по технической сущности к предлагаемому. Magnetic-transistor switches with two current transformers have the best characteristics, the first of which is included in the key load current circuit, and the second - in the base circuit of the power transistor. In such devices, the base current of the power transistor is transformed, as a result of which the currents switched by switching on and off transistors can be made quite small. In this case, the power loss of switching transistors is reduced and rather small-sized transistors can be used as them. This device is the closest in technical essence to the proposed one.

Недостатком этого устройства является недостаточная надежность работы и невысокая энергетическая эффективность, что обусловлено следующими факторами. The disadvantage of this device is the lack of reliability and low energy efficiency, which is due to the following factors.

Связь базы выключающего транзистора через резистор с коллектором включающего транзистора схемы-прототипа вызывает паразитные колебания в цепи выключающего тока на этапе рассасывания избыточных зарядов из полупроводниковой структуры насыщенного силового транзистора на этапе его запирания. Процесс выключения силового транзистора происходит следующим образом. После выключения включающего транзистора должно произойти включение выключающего транзистора. Оно может произойти, если на коллекторе включающего транзистора появится высокий уровень напряжения, создающий достаточный базовый ток выключающего транзистора, так как первоначально, пока выключающий транзистор не открылся и тока через него нет, на коллекторе включающего транзистора действительно появляется высокий уровень напряжения, открывающий выключающий транзистор. Однако после появления выключающего тока через выключающий транзистор и через выключающую обмотку второго трансформатора тока на средней точке второго трансформатора тока напряжение резко уменьшается, так как на этапе рассасывания избыточных зарядов из полупроводниковой структуры насыщенного силового транзистора напряжение на его базоэмиттерном переходе не меняет свою полярность, а только уменьшается по величине, в то время как по выключающей обмотке идет ток обратного направления (в приведенном виде) по отношению к приведенному току этапа открытого состояния силового транзистора. Это обусловливает не изменение полярности напряжения на выключающей обмотке второго трансформатора тока (как это происходит в традиционных двухтактных преобразователях напряжения), а снижение напряжения до уровня, определяемого приведенным напряжением на базоэмиттерном переходе силового транзистора. На включающей обмотке этого же трансформатора тока напряжение также уменьшается, что вызывает прекращение базового тока выключающего транзистора, и он запирается. Таким образом, пока выключающий транзистор заперт, на коллекторе включающего транзистора имеется возможность для появления высокого уровня напряжения, а появление тока через открытый выключающий транзистор эту возможность исключает. Если на рассматриваемом этапе времени запирания силового транзистора базовый ток выключающего транзистора достаточен для его насыщения, то процесс рассасывания избыточных зарядов из базы силового транзистора осуществляется периодическим включением и выключением выключающего транзистора, то есть посредством паразитных колебаний, период которых определяется степенью насыщения выключающего транзистора и соответствующим ей временем рассасывания избыточных зарядов из его полупроводниковой структуры. Подача рассасывающего тока в базу силового транзистора осуществляется рядом коротких импульсов. Такой процесс запирания силового транзистора приводит к невысокой надежности его работы, снижает его быстродействие и ухудшает КПД ключа. The connection of the base of the turn-off transistor through the resistor to the collector of the turn-on transistor of the prototype circuit causes stray oscillations in the turn-off current circuit at the stage of absorption of excess charges from the semiconductor structure of the saturated power transistor at the stage of its closure. The process of turning off the power transistor is as follows. After turning off the turning on transistor, the turning off transistor should turn on. It can happen if a high voltage level appears on the collector of the switching transistor, creating a sufficient base current of the switching transistor, since initially, while the switching transistor is not opened and there is no current through it, a high voltage level really appears on the collector of the switching transistor, opening the switching transistor. However, after the turn-off current appears through the turn-off transistor and through the turn-off winding of the second current transformer at the midpoint of the second current transformer, the voltage decreases sharply, since at the stage of the absorption of excess charges from the semiconductor structure of the saturated power transistor, the voltage at its base-emitter junction does not change its polarity, but only decreases in magnitude, while the reverse direction current (in the reduced form) with respect to the given ku stage open state power transistor. This does not cause a change in the polarity of the voltage at the turn-off winding of the second current transformer (as occurs in traditional push-pull voltage converters), but a decrease in voltage to a level determined by the reduced voltage at the base-emitter junction of the power transistor. At the switching winding of the same current transformer, the voltage also decreases, which causes the base current to stop turning off the transistor, and it is locked. Thus, while the turn-off transistor is locked, the collector of the turn-on transistor has the opportunity for a high voltage level to appear, and the appearance of current through the open turn-off transistor eliminates this possibility. If at the considered stage of the time the power transistor is turned off, the base current of the power transistor is sufficient to saturate it, then the process of absorption of excess charges from the base of the power transistor is carried out by periodically turning the power transistor on and off, that is, by means of stray oscillations, the period of which is determined by the degree of saturation of the power transistor and its corresponding the time of absorption of excess charges from its semiconductor structure. The resorption current is supplied to the base of the power transistor by a series of short pulses. Such a process of locking the power transistor leads to low reliability of its operation, reduces its speed and degrades the efficiency of the key.

Кроме того, недостаточная энергетическая эффективность устройства вызвана следующими обстоятельствами. Управление включающим транзистором осуществляется базовым током, отбираемым от схемы управления, например, от задающего генератора или модулятора. Если коэффициент усиления включающего транзистора невелик или изменяется при воздействии эксплуатационных факторов, то мощность, потребляемая по цепи управления, может стать существенной и будет препятствовать микроминиатюризации схемы уравнения. Использование в схеме управления, например КМОП, логических ИС, обладающих достаточно малым энергопотреблением, не даст должного выигрыша, так как с выходных инверторов схемы управления потребляется ток для создания открытого состояния включающего транзистора, что не уменьшает мощности, потребляемой схемой управления. Вместе с этим, базовый ток выключающего транзистора, когда он существует на этапе времени рассасывания силового транзистора, протекает по включающей обмотке, перемагничивая второй трансформатор тока в направлении, противоположном требуемому, то есть на этапе запертого состояния включающего транзистора ток по включающей обмотке протекать не должен, он должен протекать по выключающей обмотке, включенной встречно с включающей. Это заставляет увеличивать ток выключающей обмотки путем увеличения ее коэффициента трансформации, что приводит при равных рассасывающих токах силового транзистора к увеличению потребления тока по выключающей обмотке. In addition, the lack of energy efficiency of the device is caused by the following circumstances. The switching transistor is controlled by a base current, selected from a control circuit, for example, from a master oscillator or modulator. If the gain of the switching transistor is small or changes due to operational factors, the power consumed by the control circuit can become significant and will prevent the micro-miniaturization of the equation circuit. The use of logical ICs with sufficiently low power consumption in the control circuit, for example CMOS, will not give a proper gain, since the current from the output inverters of the control circuit is used to create an open state of the switching transistor, which does not reduce the power consumed by the control circuit. At the same time, the base current of the turn-off transistor, when it exists at the stage of the resorption time of the power transistor, flows through the switching winding, magnetizing the second current transformer in the opposite direction to that required, that is, at the stage of the closed state of the switching transistor, the current should not flow through the switching winding, it must flow along the turn-off winding, turned on in the opposite direction with the turn-on. This makes it necessary to increase the current of the turn-off winding by increasing its transformation coefficient, which, with equal absorbable currents of the power transistor, leads to an increase in current consumption along the turn-off winding.

Целью изобретения является устранение этих недостатков, а именно расширение функциональных возможностей известного устройства за счет увеличения быстродействия транзисторного ключа, уменьшения мощности потерь и повышения надежности работы. The aim of the invention is to eliminate these disadvantages, namely the expansion of the functionality of the known device by increasing the speed of the transistor switch, reducing power losses and improving reliability.

Цель достигается тем, что в предложенном устройстве осуществлено разделение токов, протекающих по включающей и выключающей обмоткам, за счет исключения точки их объединения, а также введения источника напряжения для создания базового тока выключающего транзистора, независимого от величины напряжения на коллекторе включающего транзистора. Кроме того, для повышения КПД схемы ключа и обеспечения надежной работы в режиме прерывистых токов нагрузки, когда ток коллектора силового транзистора начинается с нулевого значения, в ключ введено устройство для форсированного включения силового транзистора, то есть для реализации увеличенного значения его базового тока, независимого от тока коллектора. С целью снижения мощности, потребляемой управляющей цепью включающего транзистора от первичного источника, в схему ключа введен пусковой транзистор p-n-p-типа проводимости, управляемый коллекторным током включающего транзистора и осуществляющий увеличение его базового тока на этапе включенного состояния. Для улучшения массогабаритных характеристик ключа изменено управление пусковым транзистором и осуществляется через диодно-резистивную цепь от коллектора включающего транзистора. Для реализации защиты силового транзистора от перегрузки по току коллектора введены токоизмерительный датчик, включенный последовательно в цепь тока коллектора включающего транзистора, и защитный транзистор p-n-p-типа проводимости, базоэмиттерный переход которого подключен параллельно токоизмерительному датчику. The goal is achieved by the fact that in the proposed device, the currents flowing along the turning on and off windings are separated by eliminating the point of their association, as well as introducing a voltage source to create the base current of the turning off transistor, independent of the voltage value on the collector of the turning on transistor. In addition, to increase the efficiency of the key circuit and ensure reliable operation in the mode of discontinuous load currents, when the collector current of the power transistor starts from zero, a device is introduced into the key to force the power transistor to turn on, that is, to realize an increased value of its base current independent of collector current. In order to reduce the power consumed by the control circuit of the switching transistor from the primary source, a p-n-p-type starting transistor is introduced into the key circuit, controlled by the collector current of the switching transistor and increasing its base current at the on-state stage. To improve the overall dimensions of the key, the control of the starting transistor is changed and is carried out through the diode-resistive circuit from the collector of the switching transistor. To implement protection of the power transistor against overcurrent of the collector current, a current-measuring sensor is introduced, connected in series to the collector current circuit of the switching transistor, and a p-n-p-type protective transistor, the base emitter junction of which is connected in parallel with the current-measuring sensor.

На фиг. 1-5 приведены схемы магнитно-транзисторных ключей, соответствующие пп. 1-5 формулы изобретения; на фиг. 6 - временные диаграммы работы ключа. In FIG. 1-5 shows the circuit of the magnetic transistor switches corresponding to paragraphs. 1-5 of the claims; in FIG. 6 - timing diagrams of the key.

Магнитно-транзисторный ключ по схеме фиг. 1 содержит силовой транзистор 1, коллектор которого через конец и начало первичной обмотки 2 первого трансформатора 3 тока и через нагрузку 4 подключен к потенциальному полюсу первичного источника питания. Конец вторичной обмотки 5 трансформатора 3 тока подключен к эмиттеру транзистора 1 и к общему полюсу схемы, а начало - к катодам включающего 6, выключающего 7 диодов и через зарядный резистор 8 - к аноду зарядного диода 9, катод которого через выключающий резистор 10 соединен с базой выключающего транзистора 11 и через выключающий конденсатор 12 - с эмиттерами выключающего 11, включающего 13 и силового 1 транзисторов. Катоды включающего 6 и выключающего 7 диодов подключены соответственно к началу включающей 14 и к концу выключающей 15 обмоток второго трансформатора 16 тока, конец и начало которых соответственно соединены с коллекторами включающего 13 и выключающего 11 транзисторов. Начало и конец базовой обмотки 17 трансформатора 16 тока подключены к базе и эмиттеру силового транзистора 1 соответственно. Катод диода 6 подключен к точке соединения первых выводов включающего 18 и пускового 19 резисторов, вторые выводы которых соответственно соединены с базой включающего транзистора 13 и потенциальным полюсом первичного источника питания. База включающего транзистора 13 является входом 20 включающих импульсов, а база выключающего транзистора 11 - входом 21 выключающих импульсов схемы 22 управления. Схема 22 управления, изображенная в качестве примера, состоит из первого 23 и второго 24 КМОП ИС инверторов с открытым стоком, которые соответственно соединены с входами 20 и 21 магнитно-транзисторного ключа, а их истоки объединены и подключены к общему полюсу схемы. Входы первого 23 и второго 24 КМОП-инверторов подключены соответственно к выходу и входу логического инвертора 25. Выход задающего генератора (модулятора) 26 соединен с тем же входом инвертора 25. The magnetic transistor switch according to the circuit of FIG. 1 contains a power transistor 1, the collector of which is connected to the potential pole of the primary power source through the end and beginning of the primary winding 2 of the first current transformer 3 and through the load 4. The end of the secondary winding 5 of the current transformer 3 is connected to the emitter of the transistor 1 and to the common pole of the circuit, and the beginning is connected to the cathodes of the switching 6, turning off 7 diodes and through the charging resistor 8 to the anode of the charging diode 9, the cathode of which is connected to the base through the switching resistor 10 the turning-off transistor 11 and through the turning-off capacitor 12 - with the emitters of the turning-off 11, including 13 and power 1 transistors. The cathodes including 6 and 7 diodes turning off are connected respectively to the beginning of turning on 14 and to the end of turning off 15 windings of the second current transformer 16, the end and beginning of which are respectively connected to the collectors of turning 13 and turning off 11 transistors. The beginning and end of the base winding 17 of the current transformer 16 are connected to the base and emitter of the power transistor 1, respectively. The cathode of the diode 6 is connected to the connection point of the first terminals including 18 and starting 19 resistors, the second terminals of which are respectively connected to the base of the switching transistor 13 and the potential pole of the primary power source. The base of the turning on transistor 13 is an input of 20 switching pulses, and the base of a switching transistor 11 is an input of 21 turning pulses of a control circuit 22. The control circuit 22, shown as an example, consists of the first 23 and second 24 CMOS ICs of open-drain inverters, which are respectively connected to the inputs 20 and 21 of the magnetic transistor switch, and their sources are combined and connected to the common pole of the circuit. The inputs of the first 23 and second 24 CMOS inverters are connected respectively to the output and input of the logical inverter 25. The output of the master oscillator (modulator) 26 is connected to the same input of the inverter 25.

Схема по фиг. 2, кроме описанных элементов, содержит пусковой диод 27, катодом и анодом включенный между катодом включающего диода 6 и точкой объединения первых выводов резисторов 18 и 19, а между катодами диодов 6 и 27 и эмиттером включающего транзистора 13 включен пусковой конденсатор 28. The circuit of FIG. 2, in addition to the described elements, it contains a starting diode 27, a cathode and anode connected between the cathode of the switching diode 6 and the point of combining the first terminals of the resistors 18 and 19, and a starting capacitor 28 is connected between the cathodes of the diodes 6 and 27 and the emitter of the switching transistor 13.

Схема по фиг. 3, кроме описанных элементов, содержит пусковой транзистор 29 p-n-p-типа проводимости и коллекторный резистор 30, включенный между базой включающего транзистора 13 и точкой соединения второго вывода включающего резистора 18 и коллектора пускового транзистора 29, база которого соединена с началом включающей обмотки 15 второго трансформатора 16, а эмиттер - с точкой соединения катодов пускового 27 и включающего 6 диодов. The circuit of FIG. 3, in addition to the described elements, it contains a pnp-type starting transistor 29 and a collector resistor 30 connected between the base of the switching transistor 13 and the connection point of the second output of the switching resistor 18 and the collector of the starting transistor 29, the base of which is connected to the beginning of the switching winding 15 of the second transformer 16 and the emitter with the connection point of the starting cathodes 27 and including 6 diodes.

Схема по фиг. 4, кроме описанных по фиг. 1 и 2 элементов, содержит пусковой транзистор 29 p-n-p-типа проводимости, коллекторный резистор 30 и последовательную диодно-резистивную цепь, состоящую из диода 31 и резистора 32. Коллекторный резистор 30 включен между базой включающего транзистора 13 и точкой соединения второго вывода включающего резистора 18 и коллектором пускового транзистора 29, эмиттер которого соединен с точкой объединения катодов пускового 27 и включающего 6 диодов, а база через названную диодно-резистивную цепь 31, 32 - с коллектором включающего транзистора 13 и с концом включающей обмотки 15 трансформатора 16. The circuit of FIG. 4, in addition to those described in FIG. 1 and 2 elements, contains a pnp-type starting transistor 29, a collector resistor 30, and a series diode-resistor circuit consisting of a diode 31 and a resistor 32. A collector resistor 30 is connected between the base of the turning transistor 13 and the connection point of the second output of the turning resistor 18 and a collector of the starting transistor 29, the emitter of which is connected to the point of combining the cathodes of the starting 27 and including 6 diodes, and the base through the aforementioned diode-resistive circuit 31, 32 with the collector of the turning on transistor 13 and with the end of conductive winding 15 of the transformer 16.

Схема по фиг. 5, кроме описанных по фиг. 1 и 2 элементов, содержит датчик 33 тока, включенный между катодом включающего диода 6 и точкой соединения катода пускового диода 27 с пусковым конденсатором 28. К катоду диода 6 подключен эмиттер p-n-p-защитного транзистора 34, базой соединенного с катодом пускового диода 27, эмиттер этого транзистора является выходом защитных импульсов, воздействующих на схему 22 управления. The circuit of FIG. 5, in addition to those described in FIG. 1 and 2 of the elements, contains a current sensor 33 connected between the cathode of the switching diode 6 and the connection point of the cathode of the starting diode 27 with the starting capacitor 28. An emitter of a pnp protective transistor 34 connected to the cathode of the starting diode 27 is connected to the cathode of the diode 6, the emitter of this the transistor is the output of the protective pulses acting on the control circuit 22.

Временные диаграммы фиг. 6 изображают эпюры: 35 - напряжение на прямом выводе 20 схемы 22 управления, очевидно, что напряжение на инверсном 21 выводе будет обратным; 36 - напряжение на пусковом конденсаторе 28; 37 - включающий ток через транзистор 13; 38 - ток коллектора силового транзистора 1; 39 - напряжение коллектор-эмиттер силового транзистора 1; 40 - напряжение на выключающем конденсаторе 12; 41 - выключающий ток через транзистор 11; 42 - базовый ток силового транзистора 1;
Магнитно-транзисторный ключ по схеме фиг. 1 работает следующим образом. Примем за исходное положение ключа запертое состояние силового транзистора 1 и соответствующие управляющие сигналы по выводам 21 и 22. При этом конденсатор 21 разряжен, а сигнал по выводу 20 схемы 22 управления соответствует нулевому, то есть ток через резисторы 18 и 19 поступает на нулевое состояние выхода КМОП-инвертора с открытым стоком 23, чем шунтируется вход транзистора 13 и обеспечивается его запертое состояние. Выход КМОП-инвертора с открытым стоком 24 заперт, однако транзистор 11 также заперт, так как разряженный конденсатор 12 не обеспечивает протекание его базового тока. Запертое состояние транзисторов 11 и 13 исключает протекание токов по обмоткам 14 и 15 второго трансформатора тока 16 и обеспечивает запертое положение силового транзистора 1. Вследствие отсутствия тока его коллектора на вторичной обмотке 5 первого трансформатора тока 3 напряжение и ток отсутствуют.Timing diagrams of FIG. 6 depict diagrams: 35 — voltage at the direct terminal 20 of the control circuit 22, it is obvious that the voltage at the inverse 21 terminal will be reverse; 36 - voltage at the starting capacitor 28; 37 - including current through a transistor 13; 38 - collector current of the power transistor 1; 39 - voltage collector-emitter power transistor 1; 40 - voltage at the turning-off capacitor 12; 41 - turning off the current through the transistor 11; 42 - the base current of the power transistor 1;
The magnetic transistor switch according to the circuit of FIG. 1 works as follows. We will take for the initial position of the switch the locked state of the power transistor 1 and the corresponding control signals at terminals 21 and 22. In this case, the capacitor 21 is discharged, and the signal at terminal 20 of the control circuit 22 corresponds to zero, that is, the current through the resistors 18 and 19 enters the zero state of the output An open drain CMOS inverter 23, which shunts the input of transistor 13 and ensures its locked state. The output of the open-drain CMOS inverter 24 is locked, but the transistor 11 is also locked, since the discharged capacitor 12 does not allow its base current to flow. The locked state of the transistors 11 and 13 eliminates the flow of currents through the windings 14 and 15 of the second current transformer 16 and provides a locked position of the power transistor 1. Due to the lack of current of its collector on the secondary winding 5 of the first current transformer 3, there is no voltage and current.

Когда, вследствие работы задающего генератора 26 схемы 22 управления, полевой транзистор КМОП-инвертора 23 запрется, ток через резисторы 18 и 19 начнет протекать в базу включающего транзистора 13, открывая его. Это обусловит появление тока во включающей обмотке 15 трансформатора 16 и во вторичной 17, нагруженной на базоэмиттерный переход силового транзистора 1. Транзистор 1 входит в линейный режим работы с появлением коллекторного тока, протекающего по обмотке 2 трансформатора 3 тока. Появляется ток во вторичной обмотке 5 трансформатора 3, который далее протекает по включающей обмотке 15 трансформатора 16 и обеспечивает дальнейшее насыщение силового транзистора 1 за счет положительной регенеративной обратной связи трансформаторов 3 и 16 ока. Силовой транзистор 1 далее остается открытым и насыщенным, и его ток коллектора определяется характером нагрузки 4 (активная, индуктивная или емкостная). Одновременно с этим протекание тока по обмотке 5 трансформатора 3 определяет появление на ней напряжения, величина которого равна приведенному падению напряжения на базоэмиттерном переходе транзистора 1 плюс падение напряжения на диоде 6 и включенном транзисторе 13. Практически это напряжение лежит в пределах 3-5 В. От него через резистор 8 и диод 9 заряжается выключающий конденсатор 12, который ранее был разряжен до нулевого напряжения. Увеличивающееся напряжение на конденсаторе 12 создает ток через резистор 10, который, однако, не открывает выключающий транзистор 11, так как его базоэмиттерный переход шунтирован открытым полевым транзистором КМОП-инвертора 24. До тех пор, пока полевой транзистор КМОП-инвертора 23 заперт, включающий транзистор 13 открыт, выключающий 11 - заперт и через обмотку 15 трансформатора 16 тока протекает включающий ток, обеспечивая прямой ток базы силового транзистора 1. When, due to the operation of the master oscillator 26 of the control circuit 22, the field-effect transistor of the CMOS inverter 23 is locked, current through the resistors 18 and 19 will begin to flow into the base of the switching transistor 13, opening it. This will cause the appearance of current in the including winding 15 of the transformer 16 and in the secondary 17, loaded on the base-emitter junction of the power transistor 1. The transistor 1 enters the linear mode of operation with the appearance of the collector current flowing through the winding 2 of the current transformer 3. A current appears in the secondary winding 5 of the transformer 3, which then flows along the including winding 15 of the transformer 16 and provides further saturation of the power transistor 1 due to the positive regenerative feedback of the transformers 3 and 16 eye. The power transistor 1 then remains open and saturated, and its collector current is determined by the nature of the load 4 (active, inductive or capacitive). At the same time, the current flow through the winding 5 of the transformer 3 determines the appearance of a voltage on it, the value of which is equal to the reduced voltage drop at the base-emitter junction of the transistor 1 plus the voltage drop across the diode 6 and the transistor 13 turned on. In practice, this voltage lies within 3-5 V. him through a resistor 8 and a diode 9 is charged off capacitor 12, which was previously discharged to zero voltage. The increasing voltage across the capacitor 12 generates a current through the resistor 10, which, however, does not open the turn-off transistor 11, since its base-emitter junction is shunted by the open field-effect transistor of the CMOS inverter 24. Until the field-effect transistor of the CMOS inverter 23 is locked, the transistor is turned on 13 is open, turning off 11 is locked and the switching current flows through the winding 15 of the current transformer 16, providing a direct current base of the power transistor 1.

Далее схемой 22 управления начинает формироваться сигнал запирания силового транзистора 1. При этом полевой транзистор КМОП-инвертора 23 открывается, шунтируя базоэмиттерный переход транзистора 13 и запирая его, а полевой транзистор КМОП-инвертора 24 запирается, чем открывается выключающий транзистор 11, так как ток через резистор 10 от заряженного конденсатора 12 идет в его базу. В это время существует ток коллектора силового транзистора 1, трансформирующийся в обмотку 5 трансформатора 3. Включение транзистора 11 и наличие тока в обмотке 5 приводят к появлению выключающего тока по обмотке 14 трансформатора 16 тока. Вследствие встречного по отношению к обмотке 15 включения обмотки 14 по вторичной обмотке 17 начнет протекать ток обратного направления, вызывающий рассасывание избыточных зарядов из полупроводниковой структуры силового транзистора 1. На этапе рассасывания ток базы транзистора 11 обеспечивается напряжением на конденсаторе 12, разряд которого за это время должен быть таким, чтобы ток базы транзистора 11 бы достаточен для его открытого состояния. Then, the locking signal of the power transistor 1 begins to be generated by the control circuit 22. In this case, the field-effect transistor of the CMOS inverter 23 opens, bypassing the base emitter junction of the transistor 13 and locking it, and the field-effect transistor of the CMOS inverter 24 is blocked, thereby opening the turn-off transistor 11, since the current through the resistor 10 from the charged capacitor 12 goes to its base. At this time, there is a collector current of the power transistor 1, which is transformed into the winding 5 of the transformer 3. Turning on the transistor 11 and the presence of current in the winding 5 leads to the appearance of a shut-off current through the winding 14 of the current transformer 16. Due to the inclusion of the winding 14 opposite the winding 15, the reverse current will flow through the secondary winding 17, causing the absorption of excess charges from the semiconductor structure of the power transistor 1. At the resorption stage, the base current of the transistor 11 is provided by the voltage across the capacitor 12, the discharge of which during this time should be such that the base current of transistor 11 is sufficient for its open state.

По окончании времени рассасывания транзистор 1 запирается, исчезают его ток коллектора, ток вторичной обмотки 5 трансформатора 3, включающий ток через обмотку 14 трансформатора 16 тока и рассасывающий ток базы транзистора 1. Конденсатора 12 продолжает разряжаться на базу транзистора 11, и его базоэмиттерный переход остается открытым, не вызывая при этом каких-либо изменений в работе схемы. At the end of the resorption time, the transistor 1 closes, its collector current disappears, the current of the secondary winding 5 of the transformer 3, including the current through the winding 14 of the current transformer 16 and the absorbable current of the base of the transistor 1. The capacitor 12 continues to discharge to the base of the transistor 11, and its base-emitter junction remains open without causing any changes in the operation of the circuit.

После окончания разряда конденсатора 12 схема приходит в первоначальное состояние и далее процессы повторяются. В общем случае конденсатор 12 может и не разряжаться до конца к приходу последующего импульса включения включающего транзистора 13, однако при этом несколько снижается энергетическая эффективность схемы за счет бесполезности остаточного напряжения конденсатора. After the discharge of the capacitor 12, the circuit comes to its original state and then the processes are repeated. In the general case, the capacitor 12 may not be completely discharged by the arrival of the next switching pulse of the switching transistor 13, however, this slightly reduces the energy efficiency of the circuit due to the uselessness of the residual voltage of the capacitor.

Таким образом, в предложенной схеме управление выключающим транзистором осуществляется от напряжения, накопленного на выключающем конденсаторе 12 на этапе времени открытого состояния силового транзистора 1 и существования его коллекторного тока, и не зависит от напряжения на коллекторе включающего транзистора или от какого-либо напряжения на обмотках второго трансформатора 16 тока. Кроме того, управление включающим 13 и выключающим 11 транзисторами от схемы 22 управления осуществляется при помощи КМОП логических ИС с открытым стоком, чем практически исключается энергопотребление ключа от схемы управления. Кроме того, процесс выключения силового транзистора 1 осуществляется непрерывным импульсом обратного тока и без разрывных паразитных автоколебаний, чем повышается надежность работы схемы и ее быстродействие. Thus, in the proposed circuit, the switching-off transistor is controlled by the voltage accumulated on the switching-off capacitor 12 at the stage of the open state of the power transistor 1 and the existence of its collector current, and does not depend on the voltage on the collector of the switching-on transistor or on any voltage on the windings of the second transformer 16 current. In addition, the control of the turning-on 13 and turning-off 11 transistors from the control circuit 22 is carried out using CMOS logic ICs with an open drain, which practically eliminates the power consumption of the key from the control circuit. In addition, the process of turning off the power transistor 1 is carried out by a continuous reverse current pulse and without discontinuous spurious self-oscillations, which increases the reliability of the circuit and its speed.

Ключ по схеме фиг. 2 работает следующим образом. В исходном положении, так же как и в предыдущей схеме, транзисторы 11 и 13 заперты и токи через обмотки 14 и 15 отсутствуют. Силовой транзистор 1 выключен. Однако пусковой конденсатор 28 в предыдущем такте работы ключа заряжен или зарядился через резистор 19 и диод 27 от первичного источника (в первоначальный момент пуска ключа). The key according to the scheme of FIG. 2 works as follows. In the initial position, as in the previous circuit, the transistors 11 and 13 are locked and there are no currents through the windings 14 and 15. Power transistor 1 is turned off. However, the starting capacitor 28 in the previous cycle of the key is charged or charged through the resistor 19 and the diode 27 from the primary source (at the initial moment of starting the key).

Как и в предыдущем случае, с запиранием полевого транзистора КМОП-инвертора 23 открывается включающий транзистор 13. Пока не появился коллекторный ток силового транзистора 1 и не вступила в действие положительная обратная связь трансформаторов 3 и 16 тока, ток через включающую обмотку обеспечивается за счет разряда пускового конденсатора 28, который, разряжаясь, форсирует первоначальный ток базы силового транзистора 1, ускоряет его включение, а также повышает надежность работы ключа при индуктивной нагрузке с нулевыми начальными условиями (режим прерывистых токов нагрузки). Емкость конденсатора 28 выбирается такой, чтобы ток через включающую обмотку 15 был достаточен для требуемой степени форсирования или для поддержания тока базы силового транзистора 1 на должном уровне до "подхватывания" положительной обратной связи трансформаторов 3 и 16 тока. Практически она лежит в пределах долей микрофарады. После появления коллекторного тока конденсатор 28 подзаряжается от обмотки 5 трансформатора 3 тока через включающий диод 6 и его энергия не расходуется. As in the previous case, with the CMOS inverter 23 field-effect transistor turned on, the switching transistor 13 opens. Until the collector current of the power transistor 1 appears and the positive feedback of the current transformers 3 and 16 has come into effect, the current through the including winding is provided by the discharge of the starting capacitor 28, which, when discharged, forces the initial base current of the power transistor 1, accelerates its inclusion, and also increases the reliability of the switch under inductive load with zero initial conditions ( Mode discontinuous load currents). The capacitance of the capacitor 28 is selected so that the current through the including winding 15 is sufficient for the required degree of boosting or to maintain the base current of the power transistor 1 at the proper level until the positive feedback of current transformers 3 and 16 is “picked up”. In practice, it lies within microfarads. After the appearance of the collector current, the capacitor 28 is recharged from the winding 5 of the current transformer 3 through the switching diode 6 and its energy is not consumed.

Процессы выключения включающего 13 и включения выключающего 11 транзисторов, а также запирания силового транзистора 1 не отличаются от описанных ранее. The processes of turning off the turning on 13 and turning on the turning off 11 transistors, as well as locking the power transistor 1 do not differ from those described previously.

Таким образом, в схеме фиг. 2 обеспечивается форсирование включения силового транзистора 1 и надежная работа ключа при использовании индуктивной нагрузки с нулевыми начальными условиями. Thus, in the diagram of FIG. 2, the switching on of the power transistor 1 and the reliable operation of the switch when using an inductive load with zero initial conditions are ensured.

Ключ по схеме фиг. 3 работает следующим образом. В момент включения включающего транзистора 13 появляющийся его коллекторный ток (ток включающей обмотки 15) открывает пусковой транзистор 29. Если в начальный момент открывания транзистора 13 его базовый ток определялся суммой сопротивлений резисторов 19, 18 и 30, то после появления коллекторного тока его базовый ток определяется напряжением на заряженном, как это было видно из описанной выше схемы, пусковом конденсаторе 28 и может быть сделан большим, без существенных энергозатрат, чем в предыдущей схеме. Это обусловлено тем, что в предыдущей схеме базовый ток включающего транзистора 13 образовывался первичным источником питания, напряжение которого практически всегда более значительно, чем напряжение на пусковом конденсаторе 28. Поэтому в схеме фиг. 3 начальный ток включения включающего транзистора 13 (через резисторы 19, 18 и 30) может быть выбран значительно меньшим, достаточным для введения его в линейный режим, то есть до появления коллекторного тока, который затем увеличивает напряжение на резисторе 30 и ток базы транзистора 13. Здесь ток через резисторы 19, 18 и 30 не должен обеспечивать насыщения включающего транзистора, так как оно будет выполнено базовым током через резистор 30 от напряжения на пусковом конденсаторе 28. Остальные процессы работы аналогичны описанным выше. The key according to the scheme of FIG. 3 works as follows. At the moment of turning on the turning on transistor 13, its appearing collector current (current of turning on winding 15) opens the starting transistor 29. If at the initial moment of opening the transistor 13 its base current was determined by the sum of the resistances of the resistors 19, 18 and 30, then after the appearance of the collector current its base current is determined voltage on a charged, as was seen from the above-described circuit, starting capacitor 28 and can be made larger, without significant energy consumption, than in the previous circuit. This is due to the fact that in the previous circuit, the base current of the switching transistor 13 was formed by a primary power source, the voltage of which is almost always more significant than the voltage at the starting capacitor 28. Therefore, in the circuit of FIG. 3, the initial turn-on current of the turning on transistor 13 (through resistors 19, 18, and 30) can be chosen much smaller, sufficient to bring it into linear mode, that is, until the collector current appears, which then increases the voltage across the resistor 30 and the base current of the transistor 13. Here, the current through the resistors 19, 18 and 30 should not provide saturation of the switching transistor, since it will be performed by the base current through the resistor 30 from the voltage at the starting capacitor 28. The rest of the operation processes are similar to those described above.

Таким образом, введение пускового транзистора 29 и резистора 30 в схеме фиг. 3 обеспечивает снижение мощности потерь ключа за счет питания базовой цепи включающего транзистора 13 от менее низковольтного источника питания, получаемого от вторичной обмотки 5 первого трансформатора 3 тока. Thus, the introduction of the starting transistor 29 and the resistor 30 in the circuit of FIG. 3 provides a reduction in the power of key losses due to the supply of the base circuit of the switching transistor 13 from a less low-voltage power source obtained from the secondary winding 5 of the first current transformer 3.

Ключ по схеме фиг. 4 работает следующим образом. Пусковой транзистор открывается не током коллектора включающего транзистора 13, а от напряжения на его коллекторе. Когда транзистор 13 открыт, что соответствует протеканию через него тока, включается и пусковой транзистор 29, базовый ток которого задается диодно-резистивной цепью из элементов 31 и 32. Величины базового тока включающего транзистора 13 определяются, как и в предыдущей схеме, теми же факторами и элементами. Остальные процессы работы аналогичны описанным выше. The key according to the scheme of FIG. 4 works as follows. The starting transistor is opened not by the collector current of the switching transistor 13, but by the voltage on its collector. When the transistor 13 is open, which corresponds to the flow of current through it, the starting transistor 29 is turned on, the base current of which is set by the diode-resistive circuit from elements 31 and 32. The values of the base current of the turning transistor 13 are determined, as in the previous circuit, by the same factors and elements. Other work processes are similar to those described above.

Схема фиг. 4 дает возможность использовать в качестве пускового транзисторы существенно меньшей мощности, так как в предыдущей схеме относительно большие значения включающего тока обмотки 15 требуют применения транзистора 29 с таким же большим допустимым базовым током, что не всегда приемлемо по соображениям ограничения массогабаритных характеристик. The circuit of FIG. 4 makes it possible to use substantially lower power as a starting transistor, since in the previous circuit relatively large values of the switching current of the winding 15 require the use of a transistor 29 with the same large allowable base current, which is not always acceptable for reasons of limiting weight and size characteristics.

Ключ по схеме фиг. 5 отличается ведением регистрации превышения тока коллектора свыше допустимого значения. Падение напряжения на токоизмерительном датчике 33 вызывает включение защитного транзистора 34, который, открываясь, дает соответствующий сигнал в схему 22 управления на выключение силового транзистора 1 посредством выключения включающего транзистора 13 или вызывая какие-либо другие действие. The key according to the scheme of FIG. 5 is distinguished by maintaining registration of excess collector current above the permissible value. The voltage drop on the current-sensing sensor 33 causes the protective transistor 34 to turn on, which, when opened, gives the corresponding signal to the control circuit 22 to turn off the power transistor 1 by turning off the turning on transistor 13 or causing any other action.

Таким образом в схеме фиг. 5 обеспечивается реализация функции защиты от превышения выключающего тока, который в приведенном виде (через коэффициент трансформации первого трансформатора 3 тока) равен току коллектора силового транзистора 1. Thus, in the circuit of FIG. 5, the implementation of the overcurrent protection function is provided, which in the reduced form (through the transformation coefficient of the first current transformer 3) is equal to the collector current of the power transistor 1.

Временные диаграммы отображают процессы схемы по фиг. 2. Они показывают следующее. В момент времени to открывается включающий транзистор 13, так как с его базы снимается шунтирование полевым транзистором КМОП-инвертора 23 (эпюра 35). Появляется его коллекторный ток (эпюра 37). Начинается разряд конденсатора 28 (эпюра 36), длящийся до момента времени t₁. Как видно из эпюры 37, разряд конденсатора 28 определяет форсирование тока через включающую обмотку 15 трансформатора 16 тока, что обусловливает форсирование прямого тока базы силового транзистора 1 (эпюра 42). Появляется ток коллектора силового транзистора 1 (эпюра 33) и напряжение коллектор-эмиттер снижается до нуля (эпюра 39). Далее до момента времени t₃ ток коллектора транзистора 1 увеличивается по линейному закону - принимается, что нагрузка 4 имеет индуктивный характер. Конденсатор 12 на протяжении этого времени заряжается (эпюра 40) и должен полностью зарядиться. Одновременно с этим заряжается и конденсатор 28, восстанавливая заряд, частично потерянный для форсирования включения силового транзистора 1.Timing diagrams depict the processes of the circuit of FIG. 2. They show the following. At time to, the switching transistor 13 opens, since the shunt of the CMOS inverter 23 by the field effect transistor is removed from its base (plot 35). His collector current appears (plot 37). The discharge of the capacitor 28 begins (plot 36), which lasts until time t ₁ . As can be seen from diagram 37, the discharge of the capacitor 28 determines the current boost through the including winding 15 of the current transformer 16, which causes the direct current boost of the base of the power transistor 1 (diagram 42). The collector current of the power transistor 1 appears (plot 33) and the collector-emitter voltage drops to zero (plot 39). Further, until time t ₃ , the collector current of transistor 1 increases linearly - it is assumed that load 4 is inductive. The capacitor 12 is charged during this time (plot 40) and must be fully charged. At the same time, the capacitor 28 is also charged, restoring the charge partially lost to force the inclusion of the power transistor 1.

Когда в момент времени t₃ кончается импульс длительности t_n, включающий транзистор 13 запирается, исчезает его ток коллектора (эпюра 37) и включается включающий транзистор 11 с появлением выключающего тока (эпюра 41). Этот ток обусловливает появление обратного рассасывающего базового тока силового транзистора 1 (эпюра 42). Конденсатор 12 разряжается на базу выключающего транзистора 11. На всем протяжении времени рассасывания t_s разряд конденсатора 12 не должен закончиться (эпюра 40). После окончания времени рассасывания ток коллектора силового транзистора прекращается (эпюра 37), напряжение коллектор-эмиттер увеличивается (эпюра 39), прекращается и выключающий ток транзистора 11 (эпюра 41). Далее схема приходит в исходное состояние и процессы повторяются.When at a time t _{3 an} impulse of duration t _n ends, the switching transistor 13 is turned off, its collector current disappears (plot 37) and the switching transistor 11 is turned on with the appearance of a switching current (plot 41). This current causes the appearance of the reverse absorbable base current of the power transistor 1 (diagram 42). The capacitor 12 is discharged to the base of the turning off transistor 11. Throughout the time of absorption t _{s the} discharge of the capacitor 12 should not end (plot 40). After the end of the resorption time, the collector current of the power transistor ceases (plot 37), the collector-emitter voltage increases (plot 39), and the current of the transistor 11 is stopped and cut (plot 41). Then the circuit returns to its initial state and the processes are repeated.

Следовательно, предложенные схемы фиг. 1-5 расширяют функциональные возможности применения магнитно-транзисторного ключа в современных системах автоматики, радиоэлектроники и преобразовательной техники за счет повышения надежности работы, снижения мощности потерь, улучшения массогабаритных характеристик и повышения быстродействия. Therefore, the proposed schemes of FIG. 1-5 expand the functionality of using a magnetic transistor switch in modern automation systems, electronics and converting equipment by increasing the reliability, reducing power losses, improving overall dimensions and increasing speed.

Действие схем изобретения проверено на макете со следующими данными: силовой транзистор 2Т866А, включающий и выключающий транзисторы 1НТ251А, пусковой и защитный транзисторы 2Т326Б, КМОП-инверторы 24 и 23 ИС типа 564ЛА10. Напряжение питания 30 В, нагрузка индуктивно-активная с током коммутации 3 А. Испытания показали работоспособность устройства и верность изложенных в описании положений. The action of the schemes of the invention was tested on a layout with the following data: power transistor 2T866A, turning on and off transistors 1HT251A, starting and protective transistors 2T326B, CMOS inverters 24 and 23 of the IC type 564LA10. The supply voltage is 30 V, the load is inductive-active with a switching current of 3 A. Tests have shown the operability of the device and the fidelity of the provisions described in the description.

Claims

1. A MAGNETIC TRANSISTOR KEY containing a first power transistor, in series with a collector and emitter of which a primary power source, a load and a primary winding of a first current transformer are connected, with an end of a secondary winding connected to emitters of the first, second and third power transistors and with a common bus, and also a second current transformer, in which the beginning and end of the base winding are connected to the base and emitter of the first power transistor, respectively, the end of the turning winding is connected to the collector of the second power transistor, and the beginning of the turn-off winding with the collector of the third power transistor, the base of which is connected to the first output of the first resistor, and the base of the second power transistor is an input of switching control pulses, characterized in that the beginning of the secondary winding of the first current transformer is connected to the anodes of the first and second diodes and through the second resistor to the anode of the third diode, the cathode of which is connected to the second output of the first resistor and through the first capacitor to the emitter of the third power transistor, ba and which is the input of the turning-off control pulses, the cathode of the second diode is connected to the end of the turning-off winding of the second current transformer, and the cathode of the first diode is connected to the beginning of the turning-on winding of the same transformer and to the connection point of the first conclusions of the third and fourth resistors, the second conclusions of which are connected to the base of the second power transistor and potential pole of the primary power source, respectively.

2. A magnetic transistor switch containing a first power transistor, in series with a collector and emitter of which a primary power source, a load and a primary winding of a first current transformer are connected, with an end of a secondary winding connected to emitters of the first, third and third power transistors and with a common bus, and also a second current transformer, in which the beginning and end of the base winding are connected to the base and emitter of the first power transistor, respectively, the end of the turning winding is connected to the collector of the second force of the second transistor, and the beginning of the turn-off winding with the collector of the third power transistor, the base of which is connected to the first output of the first resistor, and the base of the second power transistor is an input of switching control pulses, characterized in that the beginning of the secondary winding of the first current transformer is connected to the anodes of the first and second diodes through the second resistor to the anode of the third diode, the cathode of which is connected to the second output of the first resistor and through the first capacitor to the emitter of the third power transistor, bases and which is the input of the switching control pulses, the cathodes of the first and second diodes are connected to the beginning of the turning winding and the end of the turning off winding of the second current transformer, respectively, the first conclusions of the third and fourth resistors are interconnected, and their second conclusions are connected to the base of the second power transistor and the potential pole the primary power source, respectively, the connection point of the first terminals of the third and fourth resistors is connected to the anode of the introduced fourth diode, the cathode of which connected to the cathode of the first diode, and injected through a second capacitor - to the emitter of the second power transistor.

3. A magnetic transistor switch containing a first power transistor, in series with a collector and emitter of which a primary power source, a load and a primary winding of a first current transformer are connected, with an end of a secondary winding connected to emitters of the first, second and third power transistors and with a common bus, and also a second current transformer, in which the beginning and end of the base winding are connected to the base and emitter of the first power transistor, respectively, the end of the turning winding and the beginning of the turning off winding with the collectors of the second and third power transistors, respectively, the base of the third power transistor is connected to the first output of the first resistor, and the base of the second power transistor is an input of switching control pulses, characterized in that the beginning of the secondary winding of the first current transformer is connected to the anodes of the first and second diodes and through the second resistor - to the anode of the third diode, the cathode of which is connected to the second terminal of the first resistor and through the first capacitor to the emitter of the third power transistor, the base of which is the input of the turn-off control pulses, the cathode of the second diode is connected to the end of the turn-off winding of the second current transformer, the first conclusions of the third and fourth resistors are connected to the anode of the fourth diode, the cathode of which is connected to the cathode of the first diode and through the second capacitor to the emitter of the second power transistor, in addition, an additional transistor of a different type of conductivity is introduced into it, the emitter of which is connected to the cathode of the first diode, the base to the beginning of the second winding including the transformer current, and the collector - to the point of connection of the second terminal of the third resistor and the first input inputted fifth resistor, whose second terminal is connected to the base of the second power transistor.

4. A magnetic transistor switch containing a first power transistor, in series with a collector and emitter of which a primary power source, a load and a primary winding of a first current transformer are connected, with an end of a secondary winding connected to emitters of the first, second and third power transistors and with a common bus, and also a second current transformer, in which the beginning and end of the base winding are connected to the base and emitter of the first power transistor, respectively, the end of the turning winding is connected to the collector of the second power of the first transistor, the base of which is connected to the first output of the first resistor, and the base of the second power transistor is an input of switching control pulses, characterized in that the beginning of the secondary winding of the first current transformer is connected to the anodes of the first and second diodes and through the second resistor to the anode of the third diode, the cathode of which is connected to the second output of the first resistor and through the capacitor to the emitter of the third power transistor, the base of which the first is the input of the switching control pulses, the cathodes of the first and second diodes are connected respectively to the beginning of the turning on and end of the turning-off windings of the second current transformer, the first terminals of the third and fourth resistors are connected to the anode of the fourth diode, the cathode of which is connected to the cathode of the first diode, an emitter of an additional transistor of another type conductivity and through the second capacitor to the emitter of the second power transistor, the collector of an additional transistor of a different type of conductivity is connected to a point connecting the second terminal of the third resistor and the first terminal of the fifth resistor, the second terminal of which is connected to the base of the second power transistor, the base of an additional other type of conductivity is connected to the collector of the second power transistor through the introduced serial diode-resistive circuit.

5. Magnetic transistor switch containing the first power transistor, in series with the emitter and collector of which the primary power source, load and primary winding of the first current transformer are connected, with the end of the secondary winding connected to the emitters of the first, second and third power transistors and with a common bus, and also a second current transformer, in which the beginning and end of the base winding are connected to the base and emitter of the first transistor, respectively, the end of the switching winding is connected to the collector of the second power transi stor, and the beginning of the turn-off - with the collector of the third power transistor, the base of which is connected to the first output of the first resistor, and the base of the second power transistor is an input of switching control pulses, characterized in that the beginning of the secondary winding of the first current transformer is connected to the anodes of the first and second diodes and through the second resistor - to the anode of the third diode, the cathode of which is connected to the second terminal of the first resistor and through the capacitor - to the emitter of the third power transistor, the base of which is the input ohms of the switching control pulses, and the first conclusions of the third and fourth resistors are connected to the anode of the fourth diode, the cathode of which is connected through the second capacitor to the emitter of the second power transistor, and the second conclusions of these resistors are connected to the potential pole of the primary power source and the base of the second power transistor, respectively, the cathode the fourth diode is connected to the base of the introduced fourth transistor of a different type of conductivity and to the beginning of the including winding of the second current transformer, the fourth collector second transistor of another conductivity type is the output protection control unit, and an emitter connected to the cathode of the first diode, wherein between the base and emitter of the fourth transistor of another conductivity type current sensor is included.