CS200853B1

CS200853B1 - Connection for measuring the relation of two currents

Info

Publication number: CS200853B1
Application number: CS442678A
Authority: CS
Inventors: Eduard Blaha; Jan Zounek
Original assignee: Eduard Blaha; Jan Zounek
Priority date: 1978-07-04
Filing date: 1978-07-04
Publication date: 1980-10-31

Description

Vynález se týká zapojení k měření poměru dvou napětí dvoukanálovým voltmetrem sestávajícího v podstatě z měřicího a referenčního kanálu a obvodů pro zajištění souběhu zesílení obou kanálů a dosažení nejmenší chyby měření poměru napětí.The invention relates to a circuit for measuring the ratio of two voltages with a two-channel voltmeter consisting essentially of a measuring and reference channel and circuits to ensure concurrent gain of both channels and to achieve the smallest voltage ratio error.

Měření poměru dvou napětí je vedle měření napětí nejčastějším použitím voltmetru v nízkofrekvenční a vysokofrekvenční měřicí technice. Měření poměru napětí je nejvíce používáno při měření zisku zesilovačů nebo útlumu děličů a filtrů. Měřený objekt - Čtyřpól - je spojen se zdrojem napětí, například signálním generátorem, a dvoukanálovým voltmetrem je měřen poměr mezi výstupním napětím Ug a vstupním napětím U^ měřeného objektu, často i bez požadavku měření vzájemné fáze mezi dvěma napětími U_A a ϋ_β. Je-li také měřena fáze, pak například zisk je určen obecně komplexním výrazem:Measurement of the two-voltages ratio is the most common use of a voltmeter in low-frequency and high-frequency measurement techniques in addition to voltage measurements. Voltage ratio measurement is most commonly used to measure amplifier gain or attenuation of dividers and filters. The measured object - quadrupole - is connected to a voltage source, for example a signal generator, and the two-channel voltmeter measures the ratio between the output voltage Ug and the input voltage U ^ of the object being measured, often without requiring measurement of the phase between two voltages U _A and _{β β} . If the phase is also measured, then, for example, the gain is determined by a generally complex expression:

»A A»A A

Vedle tohoto nejužívanějšího použití je měření poměru napětí používáno zejména při měření úplné matice s-parametrů čtyřpólů. Z této matice lze pak určit všechny potřebné veličiny čtyřpólů, jako například vstupní a výstupní impedanci, výkonový zisk, činitelIn addition to this most commonly used application, the voltage ratio measurement is used in particular to measure the complete matrix of four-pole s-parameters. From this matrix it is possible to determine all necessary quantities of quadrupoles, such as input and output impedance, power gain, factor

200 8S3 stability, skupinové zpoždění, atd. Každý člen matice s-parametrů ^a2i> ^si2’ ^s22 totiž definován jako poměr dvou napětí, a to napětí U^ vlny vstupující do čtyřpólu k napětí U_Q vlny vystupující ze čtyřpólu. S-parametry jeou tedy obecně rovněž, stejně jako poměr mezi dvěma napětími Ug : U_A, bezrozměrná komplexní čísla tvaru200 8S3 of stability, group delay, etc. Each member of the matrix of s-parameters ^and 2i> ^s i2 ' ^s 22 is defined as the ratio of two voltages, namely the voltage U ^ of the wave entering the quadrupole to the voltage U _{Q of the} wave exiting the quadrupole. Thus, S-parameters are generally also dimensionless complex shape numbers, as well as the ratio between two stresses Ug: U _A

Definice s-parametrů používá tedy odražených a přímých vln napětí ve vysokofrekvenčních vedeních a měření poměru napětí U_o : umožňuje tedy také definovat činitel odrazu, poměr stojatých vln a jiné parametry vedení. Napětí U_o a jsou v koaxiálních vedeních nejčastěji snímána směrovými vazbami.Thus, the definition of the s-parameters uses reflected and direct voltage waves in the high-frequency lines, and the measurement of the voltage ratio U _o : thus also allows to define the reflection factor, the standing wave ratio and other line parameters. The voltages U _o and are most often sensed in directional coaxial lines.

Význam měření poměru napětí v celém kmitočtovém pásmu je tedy zřejmý a je proto pochopitelné, že je snaha řešit měřicí přístroje tak, aby nebylo nutné měřit obě napětí jednotlivě a počítat jejich poměr, ale aby měřicí zařízení bylo vybaveno tak, aby údaj poměru byl odečítán přímo v jednom měření. K tomu přistupuje současně požadavek, aby změny úrovně výstupního napětí signálního generátoru napájecího měřený čtyřpól, ke kterým dochází například při přelaďování kmitočtu signálního generátoru, neměly vliv na údaj poměru mezi dvěma napětími Ug : U_A, pokud se jeho hodnota s kmitočtem nebo úrovní signálu sama nemění. Při tom je důležité, aby chyba měření poměru i za těchto podmínek byla minimální a nezměnila se v závislosti na úrovni signálu.The importance of measuring the voltage ratio over the entire frequency range is therefore obvious, and it is therefore understandable that there is an effort to solve the measuring instruments so that it is not necessary to measure both voltages individually and calculate their ratio, but that the measuring equipment is equipped so that the ratio is read directly in one measurement. Added to this same requirement to change the output voltage level signal generator power measured quadrupole, such as occur in the tuning frequency signal generator, did not affect the data rate between two voltages Ug: U _And if the value of frequency or signal level itself does not change. Here, it is important that the ratio measurement error, even under these conditions, is minimal and does not change depending on the signal level.

Uvedené skutečnosti představuji základní požadavky na přímé měření poměru. Jsou to tedy tyto požadavky: přímý údaj poměru napětí Ug : U_A, nezávislost údaje poměru napětí Ug · U_A na změnách úrovně signálu v kanálu A o + N dB a minimální chyba měření poměrní.These facts represent the basic requirements for direct ratio measurement. Thus, the following requirements are required: direct indication of the voltage ratio Ug: U _A , independence of the indication of voltage ratio Ug · U _A on the variation of the signal level in channel A by + N dB and the minimum measurement error relative.

Měření poměru dvou napětí je nejčastěji prováděno tak, že je změřeno vstupní napětí U_A, pak výstupní napětí Ug, a poměr napětí je určen potom početně jako poměr napětí Ug : U_A. Má-li voltmetr dB stupnici, pak poměr můžeme určit v dB jako rozdíl úrovní signálů Ug a U_A vyjádřených v dB. Takto lze například měřit zisk, útlum, atd. i pomocí jednokanálového voltmetru. Je zřejmé, že tento způsob je pracný a zdlouhavý a neumožňuje určit fázi.The measurement of the ratio of two voltages is most often performed by measuring the input voltage U _A , then the output voltage Ug, and the voltage ratio is then calculated numerically as the ratio of the voltage Ug: U _A. If the voltmeter has a dB scale, then the ratio can be determined in dB as the difference between the levels of the Ug and U _A signals expressed in dB. For example, gain, attenuation, etc. can also be measured using a single-channel voltmeter. Obviously, this method is laborious and time consuming and does not make it possible to determine the phase.

Moderní měřicí technika vyžaduje věak přímé měření poměru napětí s přímým odečtem poměrní napětí Ug : U_A bez nutnosti výpočtu nebo dostavování, a kromě toho i měření vzájemné fáze těchto napětí. Tyto požadavky mohou splnit až dvoukanálová voltmetry, která snímají současně obě napětí U_A a Ug. Takové přístroje mohou měřit i fázi mezi těmito signály přímo ukazujícím způsobem, ale poměr napětí Og : U_A, pokud k tomu přístroj není zvláší uzpůsoben, nemůže měřit jinak než zase jako jednotlivá měření napětí U_A a Ug a výsledný poměr je nutno určit výpočtem.However, modern measuring technology requires direct measurement of the voltage ratio with a direct reading of the relative voltage Ug: U _A without the need for calculation or adjustment, and in addition the measurement of the relative phase of these voltages. These requirements can be fulfilled to a two-channel voltmeter to detect simultaneously both the voltage U _and Ug. Such devices may also measure the phase between these signals directly indicating means, but the voltage ratio Og U _A, if that device is not specially adapted can not be measured differently than in turn as each measurement voltage U _A and Ug, and the resulting ratio is to be determined by calculation.

Poněvadž měření poměru napětí je velmi časté a představuje převážné použití dvoukanálového voltmetru na nízkofrekvenčních a vysokofrekvenčních kmitočtech, je již řadu let snaha provádět měření poměru napětí co nejjednodušším a nejrychlejším způsobem hned jakoSince voltage ratio measurement is very common and represents the predominant use of a 2-channel voltmeter on low and high frequency frequencies, it has been an effort for many years to make voltage ratio measurements as simple and fast as possible.

200 8S3 poměr. VětSina těchto zařízení toto přímé měření poměru provádí tak, že úroveň měrného signálu napětí U_A na vstupu čtyřpólu je udržována konstantní pomocí automatické regulační smyčky, která z výstupu voltmetru měřícího úroveň signálu v referenčním kanálu na vstupu čtyřpólu musí ovládat výstupní napětí signálního generátoru. Tak byly řešeny různé rozmítané soupravy, atd. Je-li totiž úroveň napětí U_A = konst., pak výstupní napětí Ug čtyřpólu je přímo úměrné poměru napětí p, poněvadž platí:200 8S3 ratio. Most of these devices such direct ratio measurement carried out by measuring the signal level of the voltage U at _the input of the quadripole is kept constant by an automatic control loop, the output of which a voltmeter measuring the signal level in the reference channel at the input of the quadrupole must control the output voltage of the signal generator. Thus, different swept sets were solved, etc. If the voltage level U _A = constant, then the output voltage Ug of the quadrupole is proportional to the ratio of the voltage p, since:

U, konst ⁼ U, const ⁼

Napětí Ug měřené měřícím kanálem voltmetru je tedy úměrné poměru napětí Ug : U_A, kde k je konstanta úměrnosti. Řešení takové regulace, vzhledem k tomu, že je nutno z výstupu jednoho přístroje, například voltmetru, řídit jiný přístroj, například výstup vysokofrekvenčního signálního generátoru, představuje náročnou problematiku, pokud by tato regulace měla spolehlivě pracovat v širokém pásmu kmitočtů i v Širokém rozsahu úrovní signálu. Regulace vestavěná přímo v generátoru totiž nezaručuje na vysokofrekvenčních kmitočtech, že totéž napětí, které je na výstupu je i na vzdáleném vstupu měřeného čtyřpólu. Je tedy zřejmé, že byla snaha tuto regulaci provést jinak, a to tak, aby nebylo nutné řízení úrovní vysokofrekvenčního signálu na výstupu generátoru a celý regulační proces byl uskutečněn se stejným výsledkem uvnitř samotného voltmetru, i za cenu toho, že skutečné napětí U_A. na vstupu měřeného objektu nemá nyní konstantní hodnotu. Současné voltmetry pracující na principu přeměny vysokofrekvenčních kmitočtů signálů na pevný mezifrekvenční kmitočet provádějí tuto regulaci, jejímž cílem je přímé měření poměru na svém pevném mezifrekvenčním kmitočtu. Tento kmitočet je například pro heterodynní voltmetry 10,7 MHz, pro vzorkovací vektorvoltmetry např. 20 kHz nebo 5 kHz. Provedení jednotlivých řešení je však různé, různý je i stupeň splnění uvedených požadavků na přímé měření poměru.Thus, the voltage Ug measured by the voltmeter measuring channel is proportional to the voltage ratio Ug: U _A , where k is the proportionality constant. The solution of such a control, since it is necessary to control another device from the output of one device, such as a voltmeter, for example the output of a high-frequency signal generator, is a challenge if the control should operate reliably over a wide frequency range even over a wide range of signal levels. . The regulation built-in directly in the generator does not guarantee on the high-frequency frequencies that the same voltage that is present on the remote input of the measured quadrupole. Thus, it is apparent that this control has been attempted differently, so that the control of the RF signal levels at the generator output is not necessary and the entire control process has been performed with the same result within the voltmeter itself, even at the actual voltage U _A. it does not have a constant value at the input of the measured object. Current voltmeters working on the principle of converting high-frequency signal frequencies to a fixed intermediate frequency perform this regulation, which aims to directly measure the ratio at their fixed intermediate frequency. This frequency is for example 10.7 MHz for heterodyne voltmeters, for example 20 kHz or 5 kHz for sampling vector voltmeters. However, the design of the individual solutions is different, and the degree of compliance with the direct ratio measurement requirements also varies.

Nevýhodou dosavadních zapojení je především to, že podle velikosti poměru obou napětí je nutno volit příslušnou střední úroveň signálu 0 dB v referenčním kanálu, a není tak např. možné měřit určitou hodnotu poměru s požadovanou střední úrovní v kanálu A 0 dB. Jiná řešení mají jen jednu úroveň 0 dB, obyčejně cca 100 mV a jsou nevhodné pro měření zisku, pro něž je nejvhodnější signál A cca 1 mV. Nedostatky dosavadních zapojení mohou tedy vést např. k tomu, že není splněna podmínka měření parametrů čtyřpólů signálem, který nepřekročí lineární oblast charakteristik čtyřpólů.The disadvantage of the existing circuitry is, first of all, that according to the magnitude of the ratio of the two voltages, it is necessary to select the appropriate mean signal level of 0 dB in the reference channel and thus it is not possible to measure a certain value with the desired mean level in channel A of 0 dB. Other solutions have only one level of 0 dB, usually about 100 mV, and are unsuitable for measurement of gain for which the A signal is about 1 mV. Thus, the shortcomings of the prior art circuitry may lead, for example, to the failure to meet the four-pole parameter measurement condition by a signal that does not exceed the linear range of the four-pole characteristics.

Tyto dosavadní nevýhody odstraňuje zapojení k měření poměru dvou napětí dvoukanálovým voltmetrem sestávající v základě z měřicího a referenčního kanálu. Jeho podstatou je, že vstupní svorka měřicího kanálu je spojena přes první oddělovací zesilovač s uzlem prvního regulačního odporu a s prvním kolektorem dvojitého tranzistoru řízeného polem, jehož první emitor je spojen přes první svodový odpor se zemním vodičem a s prvním vstupem prvního zesilovače s řízeným zesílením, jehož druhý vstup je spojenThese prior art drawbacks are eliminated by a dual voltage voltmeter circuit consisting of a measuring and reference channel. It is based on the fact that the input terminal of the measuring channel is connected via the first isolating amplifier to the node of the first control resistor and to the first collector of the dual field-controlled transistor whose first emitter is coupled via the first leakage resistor to ground. the second input is connected

833 a prvním regulačním odporem a přes první vazební odpor s jeho výstupem, který je epojen pře8 první detektor s voltmetrem, zatímco vstupní svorka referenčního kanálu je spojena přes dělicí odpory se zemním vodičem a přes přepínač a druhý oddělovací zesilovač e oddělovacím odporem a s druhým kolektorem dvojitého tranzistoru řízeného pólem, jehož druhý emitor je spojen přes druhý svodový odpor se zemním vodičem a β prvním vstupem druhého zesilovače s řízeným zesílením, jehož druhý vstup je epojen s oddělovacím odporem a přes druhý vazební odpor e jeho výstupem spojeným přes druhý detektor e prvním vstupem zesilovače odchylky, jehož druhý vstup je epojen s běžcem druhého regulačního odporu zapojeného se svorkami zdroje referenčního napětí a výstup zesilovače odchylky je spojen s běžcem třetího regulačního odporu spojeného jednak s prvním a druhým hradlem dvojitého tranzistoru řízeného polem a jednak sa dvěma koncovými odpory děliče spojeného se zdrojem napětí.833 and a first control resistor and through a first coupling resistor with its output, which is connected through a first detector with a voltmeter, while the input channel reference terminal is connected via a resistor to the ground and through a switch and a second isolation amplifier. a pole-controlled transistor whose second emitter is coupled via a second earth-leakage resistor to a ground conductor and β through the first input of a second gain-controlled amplifier, the second input of which is coupled to a decoupling resistor and via a second coupling resistor a deviation, the second input of which is connected to the second regulator resistor connected to the terminals of the reference voltage source, and the deviation amplifier output is connected to the third regulator resistor connected to the first and second gates of the dual field-controlled transistor and is dnak sa with two terminal resistors of the splitter connected to the voltage source.

Předností zapojení je, že vylučuje vliv rozdílů v zesílení mezi zesilovači s řízeným zesílením měřicího kanálu a referenčního kenálu a zaručuje vzájemný souběh pomocí souběhových prvků. DalSí výhodou tohoto zapojení je, že umožňuje v měřicím kanálu pracovat se stejnosměrným signálem a v referenčním kanálu pracovat se střídavým signálem, čímž ee zabraňuje pronikání střídavého signálu mezi oběma tranzistory dvojitého tranzistoru řízeného polem pro mezifrekvenční kmitočty vyěěí jak 50 kHz. Tento pracovní režim umožňuje přemístění detektoru z výstupu prvního zesilovače s řízeným zesílením mezi výstup oddělovacího zesilovače a společný uzel prvního regulačního odporu a prvního kolektoru dvojitého tranzistoru řízeného polem.The advantage of the wiring is that it eliminates the influence of gain differences between the amplifiers with controlled gain of the measuring channel and the reference kenal and guarantees mutual matching by means of parallel elements. Another advantage of this circuit is that it allows the DC signal to be used in the measurement channel and the AC signal to be used in the reference channel, thus preventing the AC signal from penetrating between the two transistors of the dual field-controlled transistor for frequencies higher than 50 kHz. This operating mode allows the detector to be moved from the output of the first gain-controlled amplifier between the output of the isolation amplifier and the common node of the first control resistor and the first collector of the dual-field controlled transistor.

Vynález blíže objasní přiložený výkres, kde na obr. 1 je uveden příklad zapojení a na obr. 2 grafické znázornění vzájemného vztahu obou zesilovačů s řízeným zesílením v závislosti na velikosti signálu.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The invention is illustrated in greater detail in the accompanying drawing, in which: FIG. 1 shows an example of connection and FIG. 2 shows a graphical representation of the relationship of the two amplifiers with controlled gain in dependence on the signal size.

Zapojení na obr. 1 sestává z měřícího kanálu B, jehož vstupní svorka 1 je spojena přes první oddělovací zesilovač J přímo, nebo při druhé variantě přes detektor 25. kdy je detektor £ vynechán, s uzlem prvního kolektoru dvojitého tranzistoru 2 řízeného polem například typu FET, a s prvním regulačním odporem £ druhým vývodem spojeným jednak přes první vazební odpor J a výstupem prvního Zesilovače 8 s řízeným zesílením a jednak s jeho prvním vstupem. Druhý vstup prvního zesilovače § s řízeným zesílením je spojen s prvním emitorem dvojitého tranzistoru 2 řízeného polem a přes první svodový odpor £ se zemním vodičem. Výstup prvního zesilovače 8 s řízeným zesílením je přes první detektor £ spojen s voltmetrem 10. Referenční kanál A je vstupní svorkou 2 spojen přes dělicí odpory 11 a 12 se zemním vodičem a přes přepínač 14 β druhým oddělovacím zesilovačem 13. jehož výstup je spojen s uzlem druhého kolektoru dvojitého tranzistoru % řízeného polem a s oddělovacím odporem 16 spojeným do uzlu s druhým vstupem druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením a přes druhý vazební odpor 17 s jeho výstupem. První vstup druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením je spojen s druhým emitorem dvojitého tranzistoru % řízeného polem a přes druhý svodový odpor 19 se zemním vodičem. Výstup druhého zesilovačeThe circuit in FIG. 1 consists of a measuring channel B whose input terminal 1 is connected directly via the first decoupling amplifier J or, in the second variant, through the detector 25, when the detector 8 is omitted, with the node of the first collector and with a first control resistor 6 through a second terminal connected both via the first coupling resistor J and the output of the first gain-controlled amplifier 8 and on the other hand with its first input. The second input of the first gain-controlled amplifier 6 is coupled to the first emitter of the field-controlled dual transistor 2 and to the ground conductor via a first leakage resistor 6. The output of the first amplified controlled amplifier 8 is connected to a voltmeter 10 via the first detector 8. The reference channel A is connected to the ground conductor via the separating resistors 11 and 12 and via the switch 14 β to the second separating amplifier 13 whose output is connected to the node. a second collector of the dual field effect transistor (%) and a decoupling resistor 16 coupled to the node with a second input of the second gain-controlled amplifier 18 and via a second coupling resistor 17 with its output. The first input of the second gain-controlled amplifier 18 is coupled to the second emitter of the dual field-controlled transistor 18 and via the second earth-leakage resistor 19. Output of the second amplifier

200 053 s řízeným zesílením je spojen přes druhý detektor 15 s prvním vstupem zesilovače 20 odchylky, jehož druhý vstup je spojen s běžcem druhého regulačního odporu 21 spojeného se zdrojem referenčního napětí U^. Obě hradla dvojitého tranzistoru 2 řízeného polem jsou spojena do uzlů mezi dělič ze dvou koncových odporů 22 a 24 a třetího regulačního odporu 23. jehož běžec je spojen s výstupem zesilovače 20 odchylky. Tento dělič je spojen se zdrojem napětí Ug. Čárkovaně naznačený třetí detektor 25 je zapojen mezi výstup prvního oddělovacího zesilovače J při další variaci zapojení, přičemž první detektor 4 je nahrazen přímým spojem výstupu prvního zesilovače 8 s řízeným zesílením s voltmetrem 10.200,053 with a controlled gain is coupled via the second detector 15 to the first input of the offset amplifier 20, the second input of which is connected to the runner of the second control resistor 21 connected to the reference voltage source U1. The two gates of the dual field-controlled transistor 2 are connected to the nodes between the divider of the two end resistors 22 and 24 and the third control resistor 23 whose slider is connected to the output of the offset amplifier 20. This divider is connected to the voltage source Ug. The dashed-out third detector 25 is connected between the output of the first decoupling amplifier J at a further variation of the circuit, the first detector 4 being replaced by a direct connection of the output of the first amplified controlled amplifier 8 with a voltmeter 10.

Zapojení uvedené na obr. 1 zpracovává při měření současně dvě napětí. Měřicím kanálem B zpracovává napětí Ug přiváděné z výstupu měřeného čtyřpólu a referenčním kanálem A zpracovává napětí U_A přiváděné ze vstupu měřeného čtyřpólu. Napětí U_A, které se za provozu může měnit o + N dB kolem střední hodnoty O dB, například O_A » O dB » 1 mV nebo 100 mV, je ze vstupní svorky 2 referenčního kanálu A přivedeno přes dělicí odpory 11 a 12 a přepínač 14 na vstup oddělovacího regulačního zesilovače 13. Dělič z odporů 11 a 12 zajišťuje, že vstup druhého oddělovacího zesilovače 13 má stejnou hodnotu jak pro úroveň napětí U_A » 0 dB * 1 mV tak i pro hodnotu 100 mV, Proto chyba měření poměru napětí Ug : U_A je na těchto úrovních nezávislá. Výstup druhého oddělovacího zesilovače 13 je přiváděn na druhý zesilovač 18 s řízeným zesílením. Zesílení druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením je řízeno změnou odporu dráhy C-E druhého z dvojice tranzistoru 2 řízeného polem zapojeného ve zpětné vazbě druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením. Velikost jeho zesílení je závislé na velikosti napětí U_A, poněvadž je v činnosti regulační smyčka tvořené druhým zesilovačem 18 s řízeným zesílením, druhým detektorem 15. zesilovačem odchylky 20. referenční úrovní napětí na běžci druhého regulačního odporu 21 a druhým z dvojice tranzistoru 2 řízeného polem. Tato regulační smyčka udržuje výstupní napětí druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením konstantní, a to pro změny napatí U_A o + N dB znamená stejně velké, ale opačné změny zesílení druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením. Napětí Ug z výstupu měřeného čtyřpólu je přiváděno na první vstupní svorku 1 měřicího kanálu B. Přes první oddělovací zesilovač 2. ® první regulační odpor 6, je toto zpracované napětí převedeno k prvnímu zesilovači 8 s řízeným zesílením.The circuit shown in Fig. 1 simultaneously processes two voltages during measurement. The measurement channel B processes the voltage Ug supplied from the output of the measured quadrupole and the reference channel A processes the voltage U _A supplied from the input of the measured quadrupole. The voltage U _A , which during operation can vary by + N dB around a mean value of 0 dB, for example 0 _A »0 dB» 1 mV or 100 mV, is applied from the input terminal 2 of the reference channel A through the resistors 11 and 12 and the switch. 14 to the input of the decoupling amplifier 13. The divider from resistors 11 and 12 ensures that the input of the second decoupling amplifier 13 has the same value for both the voltage level U _A »0 dB * 1 mV and the value 100 mV. : For _A, it is independent of these levels. The output of the second decoupling amplifier 13 is supplied to the second amplification controlled amplifier 18. The gain of the second gain-controlled amplifier 18 is controlled by varying the resistance of the path CE of the second of the pair of the field-controlled transistor 2 involved in the feedback of the second gain-controlled amplifier 18. The size of the amplification is dependent on the voltage U _A, because it is in operation a control loop formed by the second amplifier 18 with a gain controlled, the second detector 15th 20th error amplifier reference voltage levels on the slide 21 of the second adjusting resistor and a second pair of field effect transistor 2 . This control loop keeps the output voltage of the second gain-controlled amplifier 18 constant, and for voltage variations U _A of + N dB means equal, but opposite, gain gains of the second gain-controlled amplifier 18. The voltage Ug from the output of the quadrupole to be measured is applied to the first input terminal 1 of the measuring channel B. Via the first isolating amplifier 2. the first control resistor 6, this processed voltage is transferred to the first amplified amplifier 8 with controlled gain.

Jeho zesílení je řízeno rovněž z výstupu zesilovače 20 odchylky, přičemž shodnost zesílení prvního zesilovače 8 s řízeným zesílením a druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením je umožněna souběhovými prvky-regulačními odpory 6, 21, 23. Výstup z prvního zesilovače 8 s řízeným zesílením je přes první detektor £ přiváděn k voltmetru 10, jehož napětí U_M je úměrné poměru napětí Ug : U_A a platíIts gain is also controlled from the output of the deflection amplifier 20, wherein the gain of the first gain-controlled amplifier 8 and the second gain-controlled amplifier 18 is enabled by overlapping-regulating resistors 6, 21, 23. a first detector 6 is applied to a voltmeter 10, whose voltage U _M is proportional to the voltage ratio Ug: U _A and holds

U_M - k . /0_B : U_A/.U _M - k. / 0 _B : U _A /.

Matematicky lze činnost zapojení popsat následujícím způsobem: Je-li vstupní napětí U_A druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením, pak jeho výstupní napětí U^ je dánoMathematically wiring operation can be described as follows: When the input voltage U _A of the second amplifier 18 with a gain controlled, then the output voltage U ^ balanced

200 853 vztahem:200 853 relationship:

= U_A . A₁₈ = REF = konat., kde Α^θ je zesílení druhého zesilovače 18 s řízeným zesílením a REF je úroveň na běžci druhého regulačního odporu 21. Z toho plyne= U _A. A ₁₈ = REF = take place, where Α ^ θ is the gain of the second gain-controlled amplifier 18 and REF is the level at the runner of the second control resistor 21. This implies

Α^θ ^a REF/U^.Α ^ θ ^and REF / U ^.

Při použití dvojitého tranzistoru 2 řízeného polem, realizovaného β ohledem na teplotní stálost a shodnost parametrů v jednom pouzdře na jednom substrátu, a při uvedeném zapojení souběhových prvků tvořených regulačními odpory 6,, 21. 23 je zajištěno, že ^A8 ^{= A}18’ kde Αθ je zesílení prvního zesilovače 8 s řízeným zesílením v kanálu B. Poněvadž Αθ ^{= A}18’ 3® napětí U_K na výstupu kanálu B úměrné poměru napětí υθ : U_A, tedy ^UM “ ^UB * ^A8 ^{= ϋ}ΒWhen using a dual field-controlled transistor 2, realized by β with respect to temperature stability and parameter consistency in one housing on one substrate, and with the mentioned connection of overlapping elements formed by control resistors 6, 21, 23, it is ensured that ^A 8 ^{= A} 18 ' Αθ is the gain of the first amplifier 8 with controlled gain in channel B. Since Αθ ^{= A} 18 '3® the voltage U _K at the output of channel B is proportional to the voltage ratio υθ: U _A , thus ^U M " ^U B * ^A 8 ^{= ϋ} Β

REF ^UB s k -5REF ^U B en -5

U*AT*

Nejmenší chyba měření poměru napětí je tedy zajištěna vysokou shodností zesílení obou zesilovačů 8 a 18 s řízeným zesílením. Proto je pro řízení zesílení použit dvojitý tranzistor 2 řízený polem v jednom pouzdru a realizovány obvody pro nastavení souběhu pomoci souběhových prvků z regulačních odporů 6, 21. 23. takže signál pro hradla dvojitého tran ziatoru 2 řízeného polem není shodný, ale je odebírán ze dvou rozdílných uzlů sítě na výstupu zesilovače 20 odchylky, v níž vlastní výstup zesilovače 20 odchylky tvoří nastavitelnou váhu na běžci třetího regulačního odporu 23. což umožňuje vyrovnat rozdíly obou tranzistorů 2 řízených polem a obou zesilovačů g a 1Θ β řízeným zesílením.Thus, the smallest measurement error of the voltage ratio is ensured by the high gain matching of the two amplifiers 8 and 18 with the controlled gain. Therefore, a dual field-controlled transistor 2 in one housing is used to control the gain, and circuits are set up by means of overlapping elements from the control resistors 6, 21, 23 so that the signal for the gate of the field-controlled double transistor 2 is not identical, but The different output nodes of the offset amplifier 20, in which the actual output of the offset amplifier 20 constitutes an adjustable weight on the runner of the third control resistor 23, make it possible to equalize the differences between the two field-controlled transistors 2 and the two amplifiers.

Vliv souběhových prvků na zesílení obou zesilovačů 8 a 18 s řízeným zesílením je znázorněn diagramem na obr. 2. Tento diagram představuje závislost zesílení Αθ a Α^θ na velikosti napětí U_A jak pro střední hodnotu napětí U_A = 0 dB, tak i při změnách napětí U_A o + N dB od této střední hodnoty 0 dB. Velikost zesílení Αθ a Α^θ je vynášena na osu y v dB, velikost signálu U_A na osu x v dB. Ideální závislost zesílení Αθ a Α^θ na úrovni napětí U_A představuje přímka m. Ta současně znamená, že zesílení Αθ = Α^θ. Skutečné zesílení Αθ a A_lg leží však mimo tuto přímku m, někde v oblasti souběhových prvků z regulačních odporů (>, 21» ²3. á® vyznačena čárkovaně. Každý souběhový prvek ovlivňuje převažujícím způsobem určitou oblast úrovní napětí U_A a je tedy možná vhodným nastavením regulačních odporů 6, 21. 22, nestavit minimální odchylky v zesílení Αθ a A₁₈ a tím i mi nimální chybu při měření poměru napětí U_B : 0_A. Pro mezifrekvenčnl kmitočty vyšší jak 50 kHz je vhodná vypustit první detektor £ a zařadit mezi výstup prvního oddělovacíhoThe effect of the paralleling elements on the gain of the two amplified controlled amplifiers 8 and 18 is shown in the diagram in Fig. 2. This diagram represents the dependence of the gain Αθ and Α ^ θ on the voltage U _{A for} both the mean voltage U _A = 0 dB and voltage variations U _A of + N dB from this mean value of 0 dB. The amplification magnitude Αθ and Α ^ θ are plotted on the y-axis in dB, the magnitude of the signal U _A on the x-axis in dB. The ideal dependence of the gain Αθ and Α ^ θ on the voltage level U _A is the line m. This also means that the gain Αθ = Α ^ θ. The actual gain and Αθ and _LG is however outside the straight line m, somewhere in the region of the regulatory elements souběhových resistances (> 21 ^»2 3. A® dashed line. Each souběhový element influences the predominant mode of an area level voltage U _A, and is therefore available by adjusting the control resistors 6, 21, 22 to avoid minimum deviations in amplification Αθ and A ₁₈ and thus a minimum error when measuring the voltage ratio U _B : 0 _A. For intermediate frequencies higher than 50 kHz, it is advisable to omit the first detector 6 and between the output of the first delimiter

200 85 zesilovače J detektor 25. Pak pronikání střídavých signálů mezi kanály A a B přes parazitní impedance mezi oběma tranzistory dvojitého tranzistoru 2 řízeného polem ve společném pouzdru nemá vliv na údaj poměru, poněvadž první z dvojice tranzistoru 2 pracuje se stejnosměrným napětím U_B a druhý z dvojice tranzistoru 2 ^se střídavým napětím U_A a kanály A a B se nemohou ovlivňovat. Na obr. 1 je tato varianta vyznačena čárkovaně.200 85 amplifiers J detector 25. Then, the penetration of AC signals between channels A and B through the parasitic impedances between the two transistors of the dual field-controlled transistor 2 in the common housing does not affect the ratio, since the first of the pair of transistors 2 operates with DC _B and of the pair of transistor 2 ^with alternating voltage U _A and channels A and B cannot influence each other. This variant is shown in dashed lines in FIG.

Claims

SUBJECT OF THE INVENTION

1. A circuit for measuring a two-volt ratio by a two-channel voltmeter consisting essentially of a measurement and reference channel, characterized in that the input terminal (1) of the measurement channel (B) is connected via a first isolation amplifier (3) to a first control resistor node (6). and with a first collector of a dual field-controlled transistor (5), the first emitter of which is coupled via a first earth-leakage resistor (9) to a ground conductor and the first input of a first gain-controlled amplifier (8). (a) via the first coupling resistor (7) with its output, which is connected upstream of the first detector (4) with the voltmeter (10), while the input terminal (2) of the reference channel (A) is connected via the dividing resistors (11, 12) with earth conductor and via switch (14), second isolation amplifier (13) with isolation resistor (16), and a second collector of dual field-controlled transistor (5) whose second emitter is connected via a second leakage resistor (19) to a ground conductor and to a first input of a second gain-controlled amplifier (18) whose second input is connected to a decoupling resistor (16) and via a second coupling resistor (17) to its output connected via a second detector (15) having a first input of the amplifier (20), the second input of which is connected to the runner of the second control resistor (21) connected to the terminals of the reference voltage source (U ^) and the output of the amplifier (20) is connected to the runner of the third control a resistor (23) connected both to the first and second gates of the dual transistor (5) controlled by the field and second to the two resistors (22, 24) of the divider connected to the voltage source (U ₂ ) ·

Wiring according to claim 1, characterized in that a detection circuit (25) is connected between the first decoupling amplifier (3) and the node of the first control resistor (6), the output of the amplified controlled amplifier (8) being connected directly to a voltmeter (10). /.