CN2347311Y - 阻容网络压控正弦波振荡器 - Google Patents

Abstract

一种阻容网络压控正弦波振荡器,稳定振荡幅度的是一个由稳压二极管和桥式整流电路组成的非线性电阻网络,控制振荡频率的是两个可同步调控的光敏电阻。由此可组成RC串并联网络压控正弦波振荡器、RC互补移相压控正弦波振荡器,前者可方便地转变为压控多谐振荡器并输出方波,后者可同时输出正弦波和余弦波。它可作为宽频低失真信号源、扫频仪,也可与数字集成电路直接连接,实现与外来信号的相位同步、或组成正弦波频率合成器。

Description

阻容网络压控正弦波振荡器

本实用新型涉及RC压控正弦波振荡器。

在现有技术中，为数甚少的RC压控正弦波振荡器集成电路XR2206、ICL8038采用积分-触发型，其不足之处是频率变化大时需要调节以减小波形失真，此种由三角波变成的正弦波象一个圆顶三角波，变换技术尚不完美。德国专利DE3711671描述了一种全通振荡器，即宽频振荡器，使用了多只运算放大器，结构复杂。日本专利JP08274636描述了一种用于频率合成的RC压控正弦波振荡器、其不足之处是作为频率控制的元器件是一只场效应管、仅在后级移相电路中使用了，而在前级移相电路中没有用，或者因电位匹配有困难而没法用。实验表明，此种结构当频率变化大时波形失真明显。

本实用新型的目的是针对上述现有技术存在失真问题特别是宽频失真问题，提供一种结构简单成本低的宽频低失真RC压控正弦波振荡器，可作为电子实验的信号源和教学用具。

本实用新型的技术方案的特征是：控制频率的元器件是可以同步调控的光敏电阻，控制电压是通过光耦驱动器照射光敏电阻，没有电路上的连接，不存在控制元器件因所处位置不同，即电位不同而引起的电位匹配问题；与反馈电阻并联的是一个作为自动增益控制的非线性电阻网络，它由电阻R₉、稳压二极管DZ₁和连接成桥式整流电路的四个引导二极管D₁～D₄所组成、引导二极管的作用是当振荡极性改变时稳压二极管两端电压极性也自动改变，稳压二极管的作用是利用其“击穿”电压附近电阻剧变达到自动稳定振荡幅度，电阻R₉的作用是控制幅度不致失真，与反馈电阻R₆、P₁并联的还有一个几微微法的小电容C₄，抑制运算放大器在高频出现峰值响应；除了正弦振荡输出外，它经过正箝位电路C₅、D₅、R₁₀和由两个反相器I₁、I₂，电阻R₁₁、R₁₂组成的斯密特触发器也输出对称方波，经此模数转换器便能与数字集成电路直接连接，实现与外来信号相位同步，例如V₃。

本实用新型具有以下优点和效果：即使频率变化很宽，其输出波形失真也很小，而且成本低廉，体积小重量轻，也很实用，它能与直流控制电压连接成为宽频正弦波信号发生器；它也可作为扫频和调频(FM)信号发生器；它还能与数字集成电路直接连接组成频率合成器，用途广泛。

附图的图面说明如下：

图1是RC串并联网络压控正弦波振荡器电路图。

图2是RC互补移相压控正弦波振荡器电路图。

图3是正弦波稳幅器电路图。

图4是对称方波变正弦波变换器电路图。

图5是正弦波频率合成器电路图。

图6是扫频和调频信号发生器电路图，图6中的Ⅱ代表图2全部电路。

各电路图之间的连接关系：

图3的输入电压端V₃是与图1或图2的输出电压端V₃相连接的。

图4、图5中的I代表图1全部电路。

图2b、2c是可以取代图1b的另一种电路结构，即：Ⅱ可以取代Ⅰ

下面结合附图和实施例作进一步说明

实施例

RC串并联网络压控正弦波振荡器(图1)，由光耦驱动器1a、正弦波振荡器1b和模数转换器1c所组成。光耦驱动器1a由输入耦合电路R₁、R₂、R₃、C₁，输入阻抗高电压增益为1的运算放大器OP₁、负载限流电阻R₄、R₁₄和发光二极管LED1、LED2所组成。发光二极管可以用1只共用或多只分用(图1a，图2a，图3a中的光耦驱动器相同)，ZD1为输出指示灯，R13为其限流电阻。运算放大器OP₂的反相输入端，经反馈电阻R₆、电位器P₁与输出端连接，经接地电阻R₅与地连接，形成增益(幅度)控制支路；同相输入端，经R₈C₃串联电路与输出端连接、经R₇C₂并联电路与地连接，形成相位控制支路。

正弦波振荡器1b是RC串并联网路正弦波振荡器，也称文氏电桥振荡器(WienBridge Osciilator)，虽然用得广，但本实用新型与常用的不同之点在于：控制振荡频率的是可以同步调控的光敏电阻，一个与反馈电阻R₆、P₁相并联的是前述非线性电阻网络和小电容C₄。为更好了解此电路性质，将1b中的开关K₁与V₅接通即成放大器、并假定振荡幅度小到不能使稳压管DZ₁导通，即前述非线性电阻为无穷大，C₄很小也可忽略不计，电位器P₁阻值为零，传递函数A_3/5可由下式表达： $A_{3/5}=\frac{V_3}{V_5}=(1+\frac{R_6}{R_5})/\[1+\frac{R_8}{R_7}+\frac{C_2}{C_3}+J(\mathrm{\ω}{C}_3{R}_8-\frac{1}{\mathrm{\ω}{C}_2{R}_7})\]---\left(1\right)$ 选取C₂=C₃=C,R₇=R₈=R,A_3/5=1+j0                        (2)由(1)(2)有 $R_5=\frac{1}{2}{R}_6$ $\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\mathrm{RC}}$ 或 $f_0\left(\mathrm{Hz}\right)=\frac{159.2}{R\left(\mathrm{K\Ω}\right)C\left(\mathrm{\μF}\right)}---\left(3\right)$

A_3/5=1+jo表示放大器的增益为1，相位移为零，即输出电压V₃是输入电压V₅的复现，因此将K₁与V₃接通，便能产生正弦振荡，然而这是一个不稳状态，因此要调节电位器P₁，使增益略大于1、并用前述非线性电阻来自动稳定振幅，达到宽频而失真很低。将K₁与V₅连接便是一个选频放大器，当ω=1/RC，增益达最大值(1+R₆/R₅)/3，并且没有相移。显然，其选择性能不佳，因为截止点在ω₀=0和∞处。

将发光二极管和光敏电阻各一只，面对面地装入紧配的塑料管内，管外用黑胶布密封形成暗室，自制的简易光耦合器即告完成：测得已配对的光耦合器在输入发光二极管的电流为7.5mA时，电阻R₇、R₈分别为1.5KΩ及1.6KΩ，暗电阻为20MΩ。由(3)算出f₀=20KHZ时，C2=C3=0.005μF，取0.0047μF，选取电源为+5V,P₁为2.2KΩ可调(控制幅度)，R₆=4.7KΩ,R₅=2.4KΩ。测量结果表明，在输入端V₁加上0-+5V，在输出端V₃输出14HZ,5.8Vpp-17000HZ，5.2Vpp双极性正弦波和输出端V₆输出正极性同频对称方波。

RC串并联网络压控正弦波振荡器(图1)可转变为压控多谐振荡器，只须将开关K₂断路(C₂=0),V₃将输出方波，其频率取决于分压比R₆/R₅和时间常数(R₇+R₈)C3。实验表明在10HZ-20KHZ内，方波频率是正弦波频率的2倍左右，输出幅度约8V。

正弦波稳幅器(图3)由反相运算放大器OP₅、整流滤波电路D₆、R₁₆、C₆和光耦驱动器3a所组成。其反馈电阻R₁₇是一个光敏电阻，连接在OP₅反相输入端与输出端之间，通过光耦负反馈使输入电压V₃达到稳幅目的。OP₅的增益为R₁₇/R₁₈。

输入电压V₃幅频响应为16HZ,3.6Vpp-1500HZ,6.2Vpp及2500HZ,3.4Vpp-30000HZ,1.5Vpp，现要求将其幅频响变为比较平担。利用稳幅器(图3)，并选取R₁₈=10KΩ,R₁₆=1MΩ,C₆=0.47μF,D=4/48。实测结果表明，稳幅器输出电压V₇(AS)为16HZ,6.5Vpp-1500HZ,6.4Vpp及2500HZ,6.4Vpp-30000HZ,6.8Vpp，即输入幅度变化400％而输出幅度只变化6％。实验表明V3(图1)输出为10Hz,5.7Vpp-16KHz,6.6Vpp，对普通要求而言可以不加正弦波稳幅器。

实施例二

它与实施例一的不同之点在于它由图2b,2c的电路取代图1b的电路，也就是说它用1a、2b、2c和1c组成RC互补移相压控正弦波振荡器(图2)，它能同时输出正弦波V₃和余弦波V₄，其中超前移相电路2b与滞后移相电路2c串联成环路并产生振荡。超前移相电路由运算放大器OP₃,R₃₃,R₃₄,R₃₅,C₁₁组成，反相输入端经R₃₄接输出端，经R₃₃接输入端，同相输入端经C₁₁接输入端，经R₃₅接地；滞后移相电路由运算放大器OP₄,R₃₅,R₃₇,P₂,R₃₂,C₁₂组成，反相输入端经R₃₇，P₂接输出端，经R₃₆接本级输入端，同相输入端经R₃₂接本级输入端，经C₁₂接地，其特征在于控制频率的电阻R₃₅、R₃₈是光敏电阻，以及与反馈电阻R₃₇,P₂相并联的是前述非线性电阻网络(R₃₉、D₇～D₁₀、DZ₂)和小电容C₁₃。当开关K₃与外来电压V₅连接便成为放大器，并假定电位器P₂电阻为零，非线性电阻为无穷大，小电容C₁₃忽略不计，由上图可算出： $A_{4/5}=\frac{V_4}{V_5}=-\frac{R_{34}}{R_{33}}+(1+\frac{R_{34}}{R_{33}})\mathrm{j\ω}{R}_{35}{C}_{11}/(1+\mathrm{j\ω}{R}_{35}{C}_{11})---\left(4\right)$ $A_{3/4}=\frac{V_3}{V_4}=-\frac{R_{37}}{R_{36}}+(1+\frac{R_{37}}{R_{36}})/(1+\mathrm{j\ω}{R}_{38}{C}_{12})---\left(5\right)$ 作为选频放大器，应选取R₃₃=R₃₆=R_i,R₃₄=R₃₇=R_F,R₃₅=R₂₈=R,C₁₁=C₁₂=C   $\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\mathrm{RC}}$ (6)由(4)(5)(6)有 $A_{3/5}=\frac{V_3}{V_5}=\frac{1}{2}\[1+(\frac{R_F}{R_i}{)}^2\]---\left(7\right)$ 缺点是选择性能不佳。作为互补移相电路应取

R₃₃=R₃₄=R₃₆=R₃₇=R_F,R₃₅=R₃₈=R,C₁₁=C₁₂=C                                (8)由(4)(5)(8)有

A_4/5=-(1-jωRC)/(1+jωRC)=|A_4/5|e^JΦ4/5

A_3/4=(1-jωRC)/(1+jωRC)=|A_3/4|e^JΦ3/4

|A_4/5|=(1+ω²R²C²)/(1+ω²R²C²)=1    Φ_4/5=tg^-1[-2ωRC/(1-ω²R²C²)]    (9)

|A_3/4|=(1+ω²R²C²)/(1+ω²R²C²)=1    Φ_3/4=tg^-1[-2ωRC/(1+ω²R²C²)]    (10)作为正弦波振荡器，应使互补总增益为1，互补总相位移为零，即A_4/5×A_3/4=A_3/5=1+jo或|A_3/5|=1,Φ_3/5=0°                                (11)由(9)(10)(11)有

$\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\mathrm{RC}}$ 或 $f_o\left(\mathrm{Hz}\right)=\frac{159.2}{R\left(\mathrm{K\Ω}\right)C\left(\mathrm{\μF}\right)}---\left(12\right)$

A_4/5=j     |A_4/5|=1    Φ_4/5=+90°                                    (13)

A_3/4=-j    |A_3/4|=1    Φ_3/4=-90°                                    (14)

因为输出是输入的复现，故将开关K₃与V₃连接并形成反馈环路，便能自行产生正弦振荡。

取x=V₃=asinω₀t   y=asin(ω₀t+90°)=bcosω₀t=V₄ ${\left(\frac{x}{a}\right)}^2+{\left(\frac{y}{b}\right)}^2=1---\left(15\right)$

因此V₄、V₃的的李沙育图形是圆或椭圆(示波器x轴和y轴灵敏度不相等)。

用3个超前(或滞后)移相电路串联成环路、每个移相120°，便构成3相(n=3)压控正弦波振荡器，由(9)得振荡频率ω。

n=3, ${\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\sqrt{3}\mathrm{RC}}$ ；n=4, ${\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\mathrm{RC}}$ (16)

按此方法还可组成压控多相正弦波振荡器。实施例三

见图4，它由图1所示的RC串并联网络压控正弦波振荡器、数字相位比较器PD和低通滤波器LPF组成，它是一个对称方波变正弦波变换器，图4中I代表图1全部电路。实验表明，当环路锁定后，输出正弦波V₃的相位便与输入对称方波V₈的相位同步，在跟踪范围内，当V₈频率改变，V₃的频率电自动跟着变，直到相等，这比常用的滤波器方法要经济方便很多。

实施例四

图5是频率合成器，它由图1所示的RC串并联网络压控正弦波振荡器、程序分频器÷2N、数字相位比较器PD、低通滤波器LPF、晶体振荡器OSC及其分频器÷2R所组成。控制两分频器的分频数，输出端V3输出频率为任何整数的正弦波，其频率稳定度和晶体振荡器一样高，电路则因使用了数字锁相环而大为简化，压控正弦波振荡器输入端V₁与低通滤波器LPF输出端连接而形成锁相环路，当环路锁定后，输出端V₃的频率为f₀=N(f_q/R),f_q为晶体振荡器频率。

实施例五

在使用时要加一个附属装置，即多波形发生器MWG(正弦波、三角波、方波发生器)和一个0～+5V的直流电压(如图6所示)，作为控制电压(V₁、V₂)。当开关K₅与V₁接通，控制电压为慢扫三角波，V₃输出音频范围(14Hz-17000Hz)自动扫频正弦波；当开关K₄与V₁接通，V₃输出宽频低失真正弦波，其频率由电位器P₃调节，R₂₀则为限流保护电阻；当开关K₄与V₁接通，K₅与V₂接通并送入正弦波信号时，V₃输出调频信号；当开关K₅与V₅接通并送入正弦波信号，同时K₃与V₅接通(图2b)，V₃输出的是V₅的放大信号。在图6中，V₃、V₄、V₆分别输出同频率的正弦波，余弦波和正极性对称方波。

上述实施例一～实施例五的电路均可采取集成化的方法，制成集成电路芯片。

Claims (7)

1、一种RC串并联网络压控正弦波振荡器，由光耦驱动器(1a)、正弦波振荡器(1b)所组成；光耦驱动器(1a)由控制电压(V₁、V₂)、输入耦合电路的电阻R₁、R₂、R₃和电容C₁、输入阻抗高电压增益为1的运算放大器OP₁、发光二极管LED₁、LED₂及其限流电阻R₄、R₁₄所组成，发光二极管可以一只共用或多只分用；正弦波振荡器(1b)由运算放大器OP₂、反馈电阻R₆、电位器P₁、接地电阻R₅、电阻R₆电容C₃串联电路、电阻R₇电容C₂并联电路所组成；运算放大器OP₂从反相输入端经反馈电阻R₆、电位器P₁接输出端，经接地电阻R₅接地，形成增益即幅度控制支路；从同相输入端经电阻R₆电容C₃串联电路接输出端，经电阻R₇电容C₂并联电路接地，形成相位即频率控制支路，其特征在于：控制频率的元器件是可以同步调控的光敏电阻R₇、R₈；自动稳定振荡幅度的是一个连接在运算放大器OP₂反相输入端与输出端之间的非线性电阻网络，它由电阻R₉、稳压二极管DZ₁，连接成桥式整流电路的四个二极管D₁～D₄所组成，运算放大器OP₂输出端V₃输出正弦波。

2、根据权利要求1所述的RC串并联网络压控正弦波振荡器，其特征在于：设置了一个开关K₂与所述电容C₂串联，当外关K₂断路时，即C₂-0、压控正弦波振荡器转变为压控多谐振荡器，运算放大器OP₂输出端V₃输出方波。

3、根据权利要求1所述RC串并联网络压控正弦波振荡器，其特征在于：还要与正弦波稳幅器相连接，所述压控正弦波振荡器输出端电压V₃通过它之后，在很宽频率范围内，其幅频响应将变得更加平坦，正弦波稳幅器由光耦驱动器(3a)、反相运算放大器OP₅及其整流滤波电路(3b)所组成，反馈电阻R₁₇是一个光敏电阻，它连接在运算放大器OP₅反相输入端与输出端之间，输出电压V₇经二极管D₆整流、经电阻R₁₆、由容C₆滤波电路后，通过光耦负反馈实现稳幅。

4．根据权利要求1所述的RC串并联网络压控正弦波振荡器，其特征在于：还要与模数转换器(1C)、数字相位比较器PD、低通滤波器LPF相连接，组成对称方波(Vg)变成同频同相正弦波(V₃)变换器，低通滤波器LPF输出端与压控振荡器控制电压输入端V₁相连接而形成锁相环路。

5．根据权利要求1所述RC串并联网络压控正弦波振荡器，其特征在于：还要与模数转换器(1C)、程序分频器÷2N、数字相位比较器PD、低通滤波器LPF、晶体振荡器OSC及其分频器÷2N相连接，组成正弦波频率合成器，控制两分频器分频数，输出端V₃将输出频率为任何整数的正弦波，其频率稳定度和晶体振荡器一样高。

6．根据权利要求1所述RC串并联网络压控正弦波振荡器，其特征在于：所述压控正弦波振荡器控制电压输入端V₁与一个0～+5V直流电压连接，组成宽频正弦波信号发生器，其频率由电位器P₃调控，频率上限取决于所用运算放大器的摆动速率和电路的分布电容。

7．根据权利要求1所述RC串并联网络压控正弦波振荡器，其特征在于：所述压控正弦波振荡器与一个能产生正弦波、三角形、方波的多波形发生器MWG相连接，组成扫频和调频信号发生器，当多波形发生器输出慢扫三角波，经开关K₅送入控制电压输入端V₁时，输出端V3将输出扫频正弦波；当多波形发生器输出正弦波，经开关K₅送入控制电压输入端V₂，同时直流控制电压经开关K₄送入控制电压输入端V₁，输出端V₃将输出调频信号。

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