CN2255118Y - 超声波清洗机电源 - Google Patents

Abstract

本装置由外壳及整流、逆变、输出、控制、保护诸单元电路组成，逆变单元的每路由开关管、续流和吸收元件构成，其输出接输出单元；输出单元由输出变压器、换能器匹配元件、换能器阵构成，换能器匹配元件与换能器阵串联后接输出变压器的副边；控制单元由受控振荡器构成，其输出接逆变单元中开关管的输入，保护单元由过热过流保护电路构成，其输入接输出单元，其输出接振荡器的受控端。它成本低、重量轻，适合换能器在任何状态下可靠工作。

Description

超声波清洗机电源

本实用新型涉及一种超声波清洗机的电源，属于H02M 5/00类交流输入交流输出的变换设备。

大功率超声波清洗设备的换代主要是以电源的更新为标志。随着大功率电子器件的发展，超声波清洗设备电源经历了电子管时代，晶闸管和晶体管(GTR)时代，由于电子管设备很笨重，且效率较低，故现在已极少采用。目前超声波清洗电源的主开关元件主要使用的是晶闸管和晶体管。

晶闸管电源有以下缺点：

1)晶闸管是非自关断性器件，在应用于超声波电源做主开关元件时，使晶闸管关断需要通过电路参数配合，使流过晶闸管的电流减小到其维持电流以下。由于压电陶瓷换能器阵在工作过程中，随频率、温度、负载情况的变化产生较大的特性变化，而晶闸管超声波电源电路，其参数的匹配无法完全适合压电陶瓷换能器阵的特性变化，使电源调试非常困难，电路工作的可靠性不稳定；

2)应用于超声波电源的晶闸管为高速晶闸管，价格比较昂贵。如清华大学核能研究院生产的fmax＝20kHZ，lem＝50A，Vmax＝1000V高速晶闸管，价格470元/只；

3)由于大功率晶闸管在使用中因管耗、开关损耗等原因会大量放热，因此每只晶闸管均需带两片相当体积的散热片，构成的电源较为笨重；

4)由于晶闸管本身特性的局限，其构成的开关电源的工作频率不能向20KHZ以上发展；

5)现有晶闸管超声波电源的工作效率比较低，其原因是电源驱动压电陶瓷换能器阵工作的电流与电压相位不同，且必须电流相位超前电压相位π/6以上。

晶体管电源存在以下缺点：

1)晶体管本身存在二次击穿现象；

2)晶体管由于驱动电流大，因此驱动电路要求高，结构复杂；

3)目前使用晶体管的超声波电源均采用自激式电路，由于每个换能器阵在同一介质中同时工作时，互相干扰严重，每个换能器阵不能在正确的频率上工作，因此不能实现超大功率组合，在应用方面有一定的局限性。

本实用新型的目的是提供一种重量轻、成本低、适合换能器阵各种组合而不会互相干扰、适合换能器和匹配元件构成的单元在任何状态下可靠工作的超声波清洗机电源。

为达上述目的，本实用新型采用以下技术方案：

超声波清洗机电源由外壳及整流、逆变、输出、控制、保护诸单元电路组成，整流单元为逆变和控制单元提供直流电源，逆变单元的每路由开关管、续流元件和吸收元件构成，其输出接输出单元；输出单元由输出变压器、换能器匹配元件、换能器阵构成，换能器匹配元件与换能器阵串联后再与输出变压器的副边串联；控制单元由受控高频振荡器构成，其输出接逆变单元中开关管的输入；保护单元由过热过流保护电路构成，其输入接自输出单元，其输出接指示装置及控制单元中高频振荡器的受控端，其中：

在所述逆变单元的每路中：所述开关管为绝缘栅晶体管，其栅极输入接所述控制单元中高频振荡器的输出，其源极接开关管的电源地端，所述续流元件由三个二极管构成，所述吸收元件由电感、两个电阻、两个电容构成，其中：所述第一续流二极管的阴极接所述开关管的电源正端，它与所述吸收电感并联后再经一正向二极管接所述开关管的漏极，所述开关管的漏极经第一吸收电容和第一吸收电阻串联支路接开关管的电源地端，所述第二续流二极管反向并接于所述开关管的电源之间，所述第三续流二极管的阴极接所述开关管的电源正端，它与所述第二吸收电阻并联后经所述第二吸收电容接所述开关管的电源地端；

所述输出变压器的原边串接在所述开关管的输出回路中。

下面结合附图和实施例对本实用新型进行详细描述。

图1是本实用新型的电路原理图；

图2是控制和保护诸单元的电路原理图；

图3是输出单元的等效电路图；

图4至图7为电路工作波形图。

绝缘栅晶体管(IGBT)是一种由MOSFET和GTR复合成的电压驱动型器件，它综合了MOSFET和GTR各自的优点，基本工作原理类似于MOSFET。其优点是：1)驱动电路简单，驱动功率小；2)导通特性好，安全工作区宽，没有二次击穿；3)开关速度快，开关损耗小；4)工作频率较高，可达20-30KHZ。

本实例由外壳及整流、逆变、输出、控制、保护诸单元电路组成。

在图1所示电路中：

整流桥B1、滤波电感L1、滤波电容C3和C4构成整流回路，给控制单元中的高频振荡器与半桥逆变单元提供300V左右的直流电；

变压器T1、整流桥B2、滤波电容C1及集成稳压器V1构成12V整流稳压电路，给控制和保护单元提供直流电源；

电阻R1R2、电容C2、继电器J1构成主回路的二次启动电路，保证电路启动时安全可靠；

输出单元由变压器T2、与该变压器副边串联的电感L2、压电陶瓷换能器阵C12构成，电感L2为换能器匹配元件，发光管A1为工作指示灯；

方框1表示控制和保护单元，A2和A3分别为过热和过流指示灯，I2是用以检测输出变压器T2原边电流的电流互感器，RT1是装在开关管的散热器上的热敏电阻；保护单元的输出接高频振荡器的受控端。

半桥逆变电路由下列元件构成：两只大功率开关管(绝缘栅晶体管)Q1和Q2；相应的续流元件D1、D2、D3、D5、D6、D7；相应的吸收回路元件L3、L4、R7、R8、R9、R10、C7、C8、C9、C10；二极管D4、D8；接在整流器输出回路中的两个分压电容C5和C6。

在半桥逆变单元的每路中(仅以上半边电路为例说明)：开关管的栅极输入经电阻R3接控制单元中高频振荡器的输出，其源极接开关管的电源地端，续流二极管D1的阴极接开关管的电源正端，它与吸收电感L3并联后再经一正向二极管D4接开关管的漏极，开关管的漏极经吸收电容C7和吸收电阻R7串联支路接开关管的电源地端，续流二极管D2反向并接于开关管的电源之间，续流二极管D3的阴极接开关管的电源正端，它与吸收电阻R8并联后经吸收电容C8接开关管的电源地端。

输出变压器T2的原边串接在开关管的输出回路中。

方框1内的控制和保护单元采用常规简单电路，具体电路请参见图2：

控制单元由3525高频振荡器控制芯片IC1、MOS场效应管M1和M2、驱动变压器T1′和T2′组成。IC1的14脚和11脚产生两路信号驱动MOS场效应管M1和M2，最后通过变压器T1′和T2′产生两路逆变单元中开关管Q1和Q2的驱动信号G1和G2。

保护单元包括过流和过热保护两部分。其过流保护部分由LM393比较器IC2：A、与非门IC3：A和IC3：B、二极管D3、晶体管Q1′和Q2′组成。其工作过程是：通过主电路电流取样互感器I2取得的信号由01和02输入，送至IC2：A比较，如果主电路过流，比较器IC2：A便向与非门IC3：A输出一个低电平信号，使由与非门IC3：A和IC3：B构成的锁存器翻转成“0”态，此时与非门IC3：B输出低电平，该低电平一方面使晶体管Q1′导通，在Q1′的集电极输出一个高电平到控制芯片IC1的控制输入端10脚，使控制芯片IC1停止工作，切断逆变单元中开关管Q1和Q2的驱动信号，从而达到保护主电路的目的。另一方面使晶体管Q2′导通，点亮过流指示灯A3，指示电路故障。过热保护部分由LM393比较器IC2：B、与非门IC3：C和IC3：D、二极管D4、晶体管Q3组成。其工作过程是：当逆变单元中开关管Q1或Q2过热时，热敏电阻RT1阻值变小，该信号从08和09输入，经比较器IC2：B比较，IC2：B便向与非门IC3：C输出一个低电平信号，使由与非门IC3：C和IC3：D构成的锁存器翻转成“0”态，此时与非门IC3：D输出低电平，该低电平一方面使晶体管Q1′导通，在Q1′的集电极输出一个高电平到控制芯片IC1的控制输入端10脚，使控制芯片IC1停止工作，切断逆变单元中开关管Q1和Q2的驱动信号，从而达到保护主电路的目的。另一方面使晶体管Q3导通，点亮过热指示灯A2，指示电路故障。

下面叙述其工作原理：

控制单元产生等于换能器阵谐振频率的高频振荡控制信号，控制高频逆变电路。高频逆变电路采用两只大功率IGBT器件及其相应的吸收续流元件构成半桥逆变主电路。输出电路则通过输出变压器将这种振荡电能输送到换能器阵转变成机械能作用于负载。保护系统由过流保护和过热保护构成，当电源负载短路产生过流或因散热条件不好产生过热时，能抑制输出，确保电源电路安全。具体分析如下：

从图1中04，04′两端看，当换能器阵在谐振频率附近工作时，有如图3所示的等效电路。图中：Co表示静态电容，Cs表示动态电容，Ls表示动态电感，Rs表示换能器阻抗。可以看出，换能器阵作为电源负载有容性、阻性、感性三种状态：

一.当负载为容性时，电路工作波形如图4所示，Uc1为Q1管集电极与发射极之间的电压；Uc2为Q2管集电极与发射极之间的电压；IL为负载电流，以电流由04流向04′为正方向；△t表示“死区”时间，在此期间Q1和Q2均处于截止状态。

在t4时刻Q1在驱动信号作用下开通，电流流向为：03→L3→D4→Q1→04→T2→04′→C5→03

由于负载呈容性，电流相位超前电压相位，因此在Q1关断之前，即t5时刻以前，电流已经换向，直到t6时刻以前电流流向为：

04′→T2→04→D2→03→C5→04′

          ↓      ↑

          C8→D3→↑

          ↓→R8→↑

D2、C8、R8、D3起续流作用，Q1零电压关断，关断损耗极小，保证负载电流的正常换向，不会引起电路中过大的di/dt，在Q1和Q2的集电极与发射极之间不会激起尖峰电压，保证了功率管的可靠工作。

在t6时刻Q2导通，Q1关断，电流流向反向，方向为：04′→T2→04→L4→D8→Q2→05→C6→04′

由于是容性负载，在Q2关断前，即t7时刻前，电流已经换向，这时的电流方向为：

05→ D6→04→T2→04′→C6→05

↓       ↑

C10→D7→↑

↓→R10→↑

由D6、C10、R10、D7续流，Q2零电压关断，关断损耗很小，到t8时刻Q1又开通，这样周而复始，形成振荡。

实践证明，在容性负载情况下，如果没有L3和L4，Q1和Q2将不能可靠工作，其原因主要是Q1和Q2的开通损耗过大。以Q2的开通为例：

在Q1关断、Q2开通以前，即t5、t6期间，D2续流导通。Q2开通时，由于D2由导通到截止需要一个过程，在D2由导通向截止转换过程中，Q2相当于对300V电压短路，因此开通损耗极大，在Q2集电极加上电感L4以后，由于电感中电流不能突变，使Q2管基本上是零电流开通，开通损耗很小，克服了上述缺点，保证了Q1和Q2的可靠工作。

二.当负载为阻性负载时，电源负载处于最佳谐振工作状态。负载电流和电压同相位，Q1Q2电流过零开通。但是由于控制信号“死区”的存在，Q1Q2的关断为非过零关断。电路工作过程中电流电压波形如图5所示，电路工作过程如下：

t2时刻Q1开通，电流流向为：C5→03→L3→D4→Q1→04→T2→04′→C5

Q1在负载电流过零点开通。由于“死区”的存在，Q1管在t3时刻关断时，电流不为零，且电流方向未换向。Q1关断后，Q2开通前，即t3、t4期间，电流流向为：

04→T2→C6→05 →D6 →04

            ↓        ↑

            C10→D7 →↑

            ↓ →R10→↑

由D6、C10、D7续流，t4时刻Q2开通，电流流向为：C6→04′→T2→04→L4→D8→Q2→05→C6

Q2在负载电流过零时开通，t5时刻Q2关断，在t5→t6期间，电流流向为：

04′→T2→04→D2→03→C5→04′

          ↓      ↑

          C8→D3→↑

          ↓→R8→↑

由D2、C8、D3完成续流过程，t6时刻Q1又导通，重复上述过程。

在两次续流过程中，D3、D7起关键作用：

1.在无D3、D7情况下，Q1、Q2管的CE之间的电压波形如图6所示，在Q1、Q2开关时刻，在其CE之间激起较高的尖峰电压，约200V左右，实践证明，在这种情况下，Q1Q2工作极不可靠，主要是因为：一方面这种尖峰电压容易形成很高的dv/dt，使管子容易产生误导通；另一方面过高的尖峰电压耦合到相应的管子的栅极，容易使栅极电压UGE≥20V，导致管子栅极击穿而毁坏。

2.在没有D3、D7情况下，导致上述现象的原因是由于主功率管Q1Q2关断续流不及时，导致过高的di/dt所致。以Q2关断，D2D3续流为例：

在没有D3的情况下，续流由D2完成，这时电流流向为：

04→D2→03→C5→T2→04

↓     ↑

 →C8→R8

由于在续流过程中，D2由截止到导通有一个过程，因此不能及时续流；加上D3以后，在Q2开通期间，C8充电到300V左右，C5充电到200V左右，Q2关断时，C8上300V电压通过D3和输出变压器原边向C5充电，电流流向为：

04→C8→D3→C5→04′→T2→04

因此可以获得及时的续流，消除了Q1Q2关断时的尖峰电压，使电路工作安全可靠。

三.当负载为感性负载时，电路工作过程中，电流电压的波形如图7所示。由于电源负载呈感性，因此电流相位落后于电压相位，在这种情况下，Q1Q2零电压开通，开通损耗很小，电路工作过程如下：

t2时刻Q2开通，由于负载呈感性，电流相位落后，电流方向还是Q1开通以后的电流方向，经过一段时间后，到t2′时刻电流换向，方向为：C6→04′→T2→04→L4→D8→Q2→05→C6

t3时刻Q2关断，有D2、D3、C8续流，电流方向为：

04→D2→03→C5→04′→T2→04

↓      ↑

C8→D3→↑

↓→R8→↑

直到t4′时刻，t4时刻Q1开通，由于t4时刻电流未换向，D2续流导通，因此Q1是零电压开通，t4′电流换向，电流方向为：C5→03→L3→D4→Q1→04→T2→04′→C5

t5时刻Q1关断，由D6、C10、D7续流，电流方向为：

04→T2→04′→C6→05→D6 →04

                  ↓       ↑C10→D7 →↑

                  ↓→R10→↑

直到t6′时刻，t6时刻Q2又开通，由于t6时刻电流未换向，D6续流导通，因此Q2是零电压开通，t6′时刻电流换向，重复上述过程。

从上述分析看出，在感性负载下，保证及时续流和控制吸收电路的di/dt，C10、D7、C8、D3同样起了关键作用，与阻性负载类似。

本实用新型已通过下列试验项目：

1.连续开关电源一千次，保证每次电源都能正常工作试验；

2.室温下，开机连续工作48小时试验，输入功率变化小于20％，频率漂移小于400HZ；

3.在输入电源为工频240V下，连续工作八小时试验；

4.水位变化对电源输入功率的影响试验，小于10％；

5.高温40℃运行，热保护灵敏度试验；

6.短路、过流保护试验；

7.负载在三种状态下(容性，感性，阻性)工作试验；

8.超大功率组合应用试验。

本实用新型具有下列优点：

1.采用IGBT电路的超声波电源重量轻，约8KG；

2.采用IGBT电路的超声波电源成本低，如美国生产的IRGPF50F，参数：ICM＝56A，Vce＝900V，fmax≥20KHZ，价格约100元/只。

3.IGBT电路的信号控制回路采用固定频率工作方式，每个换能器阵在同一介质中工作时，相互干扰不影响电源的工作频率，因此适于大功率组合使用。

4.由于本电路独特的缓冲电路设计，使得由该电路构成的电源能够在换能器负载在任何状态下可靠工作。

实践证明，此套IGBT超声波电源电路适合超声波的实际应用，达到了新型、安全、可靠、价廉物美等实用要求。

Claims (1)

1.超声波清洗机电源由外壳及整流、逆变、输出、控制、保护诸单元电路组成，整流单元为逆变和控制单元提供直流电源，逆变单元的每路由开关管、续流元件和吸收元件构成，其输出接输出单元；输出单元由输出变压器、换能器匹配元件、换能器阵构成，换能器匹配元件与换能器阵串联后再与输出变压器的副边串联；控制单元由受控高频振荡器构成，其输出接逆变单元中开关管的输入；保护单元由过热过流保护电路构成，其输入接自输出单元，其输出接指示装置及控制单元中高频振荡器的受控端，其特征在于：

在所述逆变单元的每路中：所述开关管为绝缘栅晶体管，其栅极输入接所述控制单元中高频振荡器的输出，其源极接开关管的电源地端，所述续流元件由三个二极管构成，所述吸收元件由电感、两个电阻、两个电容构成，其中；所述第一续流二极管的阴极接所述开关管的电源正端，它与所述吸收电感并联后再经一正向二极管接所述开关管的漏极，所述开关管的漏极经第一吸收电容和第一吸收电阻串联支路接开关管的电源地端，所述第二续流二极管反向并接于所述开关管的电源之间，所述第三续流二极管的阴极接所述开关管的电源正端，它与所述第二吸收电阻并联后经所述第二吸收电容接所述开关管的电源地端；

所述输出变压器的原边串接在所述开关管的输出回路中。

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