CN220527874U - 一种零待机功耗使能控制电路及双向隔离变换器 - Google Patents
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Abstract
一种零待机功耗使能控制电路及双向隔离变换器，其中双向隔离变换器包括反激变压器，连接在反激变压器原边的第一MOS管和初级侧PWM控制器，连接在反激变压器副边的次级侧PWM控制器和第二MOS管；使能控制电路和光耦连接在初级侧PWM控制器和次级侧PWM控制器之间。在控制信号EN和Ctrl逻辑电平的作用下，使能控制电路产生关闭使能电压、中间使能电压、开通使能电压，并与双向隔离变换器的初级侧PWM控制器的输入端和次级侧PWM控制器的输入端的功能进行结合，实现双向隔离变换器的待机状态、正向传输状态、反向传输状态三种不同工作状态。在待机状态下时使能控制电路为零，进而使整个双向隔离变换器的待机功耗也为零。
Description
技术领域
本实用新型涉及双向隔离变换器技术领域，特别涉及一种零待机功耗使能控制电路及双向隔离变换器。
背景技术
现在正处于能源大变革之中，太阳能、风能等各种新能源行业高速发展。这些新能源的一大特点是分散的，而且随着天气的变化而变化、随着时间的变化而变化，而能源的高峰期并不一定是在这些新能源发电强劲的时候，因此常常在新能源发电强劲时需要把它们储蓄起来，然后根据用户端的用电需求平稳供给。采用电池存储新能源发电是常用的储能技术之一，一节电池的电压一般在2.5V～4.2V，工作电压较低而不易直接满足用户需求，存储的能量也较少。实际应用中需要将多节电池串联形成更高电压的储能电池组，例如电动车需要将数十个单节电池串联成实现常用的24V或48V电压，大容量的储能电站需要更多单节电池串联，以实现几百伏至几千伏的电压。
由众多单节电池串联而成的电池组，由于单节电池性能的不一致性，在充电和放电过程中可能导致单节电池的不均压，严重时有的单节电池过压损坏，也可能某节电池严重欠压而失去正常储能能力，这都会导致整个电池组报废。因此需要电池管理技术来管理每节电池的电压，一种叫被动均衡技术，检测到某节电池过压时，采用电阻把多余的电量消耗掉，以此来确保电池组内的单节电池电压基本一致。从被动均衡技术原理容易理解，它的效率是低下的，适用于容量不大或者单节电池性能一致性好的，通过均衡电阻消耗的能量较小的场合。对于大容量的储能电站，被动均衡技术的低效率会较大影响电池的使用寿命，因此需要采用主动均衡技术，此种技术一方面可以采用开关电源变换器将电压过高的单节能量回收，另一方面也可以通过开关电源单独对电压低的节电池进行充电，以此确保电池组内的各节电池电压基本一致。由于开关电源变换器较高的转换效率，主动均衡技术可以大大提高电池的使用寿命。
若既能给单节电池充电也能放电，那么用于均衡的电源变换器需要具有双向传输的功能，它的原理如图1所示，初级侧的电源正端VP，次级侧的电源正端VS，初级侧和次级侧的“地”电位(电源负端)是不同的，也就是变换器两端的电压是电气隔离的，属于隔离变换器。因为次级侧电压VS与节电池连接，不同节电池的电位是不同的，因此电气隔离是必须的。该双向隔离变换器具有待机状态、正向传输状态、反向传输状态三种工作状态，不同状态下的工作原理如下：
1、在待机状态时，初级侧PWM控制器和次级侧PWM控制器都不工作，此时整个变换器的功耗越小越好；
2、在正向传输状态时，初级侧PWM控制器的OUT输出一定占空比的驱动脉宽，用以开启或关断功率管NM1。次级侧PWM控制器的OUT输出低电平，功率管NM2一直处于关闭状态。在NM1开通时，反激变压器从VP吸收能量，在NM1关闭时，变压器存储的能量传输至VS，因此NM1一开一关的过程，将电源VP的能量隔离传输至电源VS，也就是给节电池进行充电；
3、在反向传输状态时，次级侧PWM控制器的OUT输出一定占空比的驱动脉宽，用以开启或关断功率管NM2。初级侧PWM控制器的OUT输出低电平，功率管NM1一直处于关闭状态。在NM2开通时，反激变压器从VS吸收能量，在NM2关闭时，变压器存储的能量传输至VP，因此NM2一开一关的过程，将电源VS的能量隔离传输至电源VP，也就是给节电池进行放电。
上述三种不同工作状态，由控制信号EN和Ctr的逻辑电平决定，通过使能控制电路和隔离传输器来控制初级侧PMW控制器和次级侧PMW控制器的工作状态。隔离传输器常用的有光耦器件、数字隔离器、信号变压器等。因为双向变换器大部分时间处于待机状态下，因此它的待机功耗越小越好，若是零待机功耗是最完美的。待机功耗主要由PMW控制器和使能控制电路两部分功耗组成，PWM控制器的功耗通过完全拉低EN/UVLO的电压来实现，EN/UVLO功能引脚具有两个比较阈值电压，一个欠压保护阈值电压(Enable Threshold)和一个关闭阈值电压(Shutdown Threshold)，前者大于后者。当EN/UVLO引脚电压处于欠压保护阈值电压和关闭阈值电压之间时，此时PWM控制器的OUT引脚输出低电平，既停止功率管的开通，控制器内部所需要的电路仍然工作的，例如基准电压、LDO等，如图1中初级侧的PWM控制器内部，从VIN到VDD的LDO(线性稳压器)也是正常工作的，这样可以保证控制器的供电引脚VDD一直有电，PWM控制器自身还有功耗。当EN/UVLO引脚电压低于关闭阈值电压时，LDO也被关闭，以此VDD引脚没有电压，整个PWM控制器不再有功耗存在。这种具有EN/UVLO功能引脚的PWM控制器在业内是常见的，例如美国凌特公司的LT8302，它的欠压保护阈值电压是1.214V，关闭阈值电压是0.75V；再如苏州源特半导体科技有限公司的VPC2187/8，欠压保护阈值电压是2.0V，关闭阈值电压是0.9V。
现有的电池均衡方案无法实现零待机功耗，存在功耗较大的问题，因此亟需对现有技术进行改进。
实用新型内容
本实用新型的目的是提供一种零待机功耗使能控制电路及双向隔离变换器，能解决现有技术中电池均衡方案无法实现零待机功耗，存在功耗较大的问题。
本实用新型的目的是通过以下技术方案实现的：
第一方面，本发明提供一种零待机功耗使能控制电路，包括电源正端口101、第一控制信号接收端口102、第二控制信号接收端口103、电源负端口104、光耦驱动电流生成端口105和使能电压生成端口106；还包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻REN、第四电阻R4、第五电阻RB、第六电阻RCtrl、第一三极管Q1、第二三极管Q2和第一二极管DTH；第三电阻REN的一端和第一三极管Q1的基极连接第一控制信号接收端口102；第一三极管Q1的集电极连接电源正端口101，第一三极管Q1的发射极连接第一电阻R1的一端和第二电阻R2的一端；第一电阻R1的另一端接地，第二电阻R2的另一端连接使能电压生成端口106和第一二极管DTH的正极；第一二极管DTH的负极连接第四电阻R4的一端和第二三极管Q2的集电极；第四电阻R4的另一端连接光耦驱动电流生成端口105；第五电阻RB的一端和第六电阻RCtrl的一端连接第二控制信号接收端口103，第五电阻RB的另一端连接第二三极管Q2的基极；第二三极管Q2的发射极和第六电阻RCtrl的另一端连接电源负端口104。
进一步的，所述的零待机功耗使能控制电路还包括第二二极管DTH2，第二二极管DTH2的正极连接第二电阻R2的另一端，负极连接第一二极管DTH的正极。
进一步的，所述的零待机功耗使能控制电路还包括第七电阻R3和第三三极管Q3，第三三极管Q3的基极连接第二二极管Q2的发射极，第三三极管Q3的发射极接地，第三三极管Q3的集电极连接第二二极管Q2的集电极；第七电阻R3连接在第二二极管Q2的发射极和地之间。
进一步的，所述的零待机功耗使能控制电路还包括稳压管VZ，稳压管VZ的阴极连接电源正端口101，阳极连接光耦驱动电流生成端口105。
第二方面，本发明提供一种双向隔离变换器，包括上述零待机功耗使能控制电路。
进一步的，所述的双向隔离变换器还包括初级侧PWM控制器、光耦、第一MOS管NM1、反激变压器、次级侧PWM控制器和第二MOS管NM2；初级侧PWM控制器的输入端EN/UVLO连接使能电压生成端口106，初级侧PWM控制器的输出端OUT连接第一MOS管NM1的栅极；第一MOS管NM1的源极接地，第一MOS管NM1的漏极连接反激变压器的原边同名端；反激变压器的原边异名端连接初级侧的电源正端VP；光耦的一端连接光耦驱动电流生成端口105，另一端连接次级侧PWM控制器的输入端EN/UVLO；次级侧PWM控制器的输出端OUT连接第二MOS管NM2的栅极；第二MOS管NM2的源极连接次级端地，漏极连接反激变压器副边异名端，反激变压器副边同名端连接次级侧的电源正端VS。
本实用新型的零待机功耗使能控制电路及双向隔离变换器，在控制信号EN和Ctrl逻辑电平的作用下，并与双向隔离变换器的初级侧PWM控制器的输入端和次级侧PWM控制器的输入端的功能进行结合，实现双向隔离变换器的待机状态、正向传输状态、反向传输状态三种不同工作状态。特别的，在待机状态下时使能控制电路为零，进而使整个双向隔离变换器的待机功耗也为零。
附图说明
图1为现有技术双向隔离变换器的基本原理图；
图2为本发明实施例一的使能控制电路及双向隔离变换器原理图；
图3为本发明实施例二的使能控制电路及双向隔离变换器第一种原理图；
图4为本发明实施例二的使能控制电路及双向隔离变换器第二种原理图；
图5为本发明实施例三的使能控制电路及双向隔离变换器原理图。
具体实施方式
下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。
以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。
实施例一
如图2中实线框100所示，它是本发明实施例一提供的零待机功耗使能控制电路及其应用的双向隔离变换器。零待机功耗使能控制电路的端口至少包括电源正端口101、第一控制信号接收端口102、第二控制信号接收端口103、电源负端口104、光耦驱动电流生成端口105和使能电压生成端口106。还包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻REN、第四电阻R4、第五电阻RB、第六电阻RCtrl、第一三极管Q1、第二三极管Q2和第一二极管DTH；第三电阻REN的一端和第一三极管Q1的基极连接第一控制信号接收端口102；第一三极管Q1的集电极连接电源正端口101，第一三极管Q1的发射极连接第一电阻R1的一端和第二电阻R2的一端；第一电阻R1的另一端接地，第二电阻R2的另一端连接使能电压生成端口106和第一二极管DTH的正极；第一二极管DTH的负极连接第四电阻R4的一端和第二三极管Q2的集电极；第四电阻R4的另一端连接光耦驱动电流生成端口105；第五电阻RB的一端和第六电阻RCtrl的一端连接第二控制信号接收端口103，第五电阻RB的另一端连接第二三极管Q2的基极；第二三极管Q2的发射极和第六电阻RCtrl的另一端连接电源负端口104。
一种双向隔离变换器，包括上述零待机功耗使能控制电路，还包括初级侧PWM控制器、光耦、第一MOS管NM1、反激变压器、次级侧PWM控制器和第二MOS管NM2；初级侧PWM控制器的输入端EN/UVLO连接使能电压生成端口106，初级侧PWM控制器的输出端OUT连接第一MOS管NM1的栅极；第一MOS管NM1的源极接地，第一MOS管NM1的漏极连接反激变压器的原边同名端；反激变压器的原边异名端连接初级侧的电源正端VP；光耦的一端连接光耦驱动电流生成端口105，另一端连接次级侧PWM控制器的输入端EN/UVLO；次级侧PWM控制器的输出端OUT连接第二MOS管NM2的栅极；第二MOS管NM2的源极连接次级端地，漏极连接反激变压器副边异名端，反激变压器副边同名端连接次级侧的电源正端VS。
端口102和端口103分别连接控制信号EN和Ctrl，使能控制电路的作用是在这两个控制信号下，在端口105生成光耦驱动电流或不生成光耦驱动电流，在端口106生成低于初级侧PWM控制器关闭阈值电压的关闭使能电压、生成高于初级侧PWM控制器的关闭阈值电压且低于欠压保护阈值电压的中间使能电压、以及生产高于初级侧PWM控制器的欠压保护阈值电压的开通使能电压。利用端口105的驱动电流大小和端口106的三种使能电压大小来控制双向变换器的工作状态。
只要EN的电压＝“0”时，在端口105不生成光耦驱动电流，在端口106生成的使能电压低于初级侧PWM控制器EN/UVLO的关闭阈值电压；
当EN的电压＝“1”，Ctrl的电压＝“0”时，在端口105不生成光耦驱动电流，在端口106生成的使能电压高于初级侧PWM控制器EN/UVLO的欠压保护阈值；
当EN的电压＝“1”，Ctrl的电压＝“1”时，在端口105生成光耦驱动电流，在端口106生成的使能电压处于初级侧PWM控制器EN/UVLO的关闭阈值电压和欠压保护阈值之间，称此电压大小为中间使能电压。
以上“1”表示逻辑高电平，高电平的电压大小视控制信号而定，常用的高电平电压如3.3V和5V。“0”表示逻辑低电平，一般情况电压为0V。下面以0V为逻辑低电平电压，5V为逻辑高电平电压来计算，详述本发明控制电路的工作原理：
当EN的电压＝0V时，三极管Q1关闭，那么它的发射极也为0V，所以端口106的电压为0V，低于初级侧PWM控制器EN/UVLO的关闭阈值电压，初级侧PWM控制器处于零功耗的待机状态，VDD也没有电压。因为VDD没有电压，所以不管Ctrl为0V还是5V，都不会产生光耦驱动电流，那么在次级侧PWM控制器的EN/UVLO上不产生电压，也处于待机状态。可见，在EN＝0V，Ctrl＝0V时，使能控制电路中的Q1和Q2都关闭，没有功耗，初级侧和次级侧的PWM都处于零待机状态，因此双向隔离变换器实现了零待机功耗。
当EN的电压＝5V，Crtl的电压＝0V时，三极管Q1开通，减去基极发射极压降(约为0.7V)，Q1发射极压降为4.3V。三极管Q2关闭，二极管DTH反向截止，端口106的电压大小等于栅极管发射极电压，既4.3V，大于初级侧PWM控制器EN/UVLO的欠压保护阈值，它的OUT输出一定占空比的驱动脉冲。虽然初级侧PWM控制器的VDD产生电压，经过光耦输入端后到端口105，但是三极管管Q2是关闭的，端口105并不能生成光偶驱动电流，那么次级侧PWM控制器的OUT不输出脉冲。可见，能量从VP传输至VS端，也就是正向传输，给单节电池充电；
当EN的电压＝5V，Ctrl的电压＝5V时，三极管Q1开通，减去基极发射极压降(约为0.7V)，Q1发射极压降为4.3V，由于电阻R2的限流作用，此电压对端口106电压的影响可以忽略。三极管Q2也开通，它的集电极发射极之间的压降很小，约为0.2V，再加上二极管DTH的导通压降(一般为0.2V～1V，选择适当的器件来选择所需要的电压值)，若DTH选择导通压降为0.7V的二极管，那么端口106生成的中间使能电压大小为0.9V，大于凌特公司芯片LT8302的关闭阈值电压，小于其欠压保护电压，那么LT8302作为初级侧的PWM控制器时，它不驱动反激变压器，芯片电源引脚VDD(LT8302中称为INTVCC)仍然会有电压，经过光耦输入端后至端口105，在经过R4和开通的三极管Q2，产生光耦驱动电流，这样在次级侧PWM控制器的EN/UVLO引脚上产生电压，使其产生一定占空比的脉冲。可见，能量从VS传输至VP端，也就是反向传输，给单节电池放电。
因此本实施例一的使能控制电路，在控制信号EN和Ctrl逻辑电平的作用下，并与PWM控制器的EN/UVLO功能进行结合，实现双向隔离变换器的待机状态、正向传输状态、反向传输状态三种不同工作状态。并且在待机状态下时使能控制电路为零，进而使整个双向隔离变换器的待机功耗也为零。
实施例二
在实施例一中，当EN＝5V，Ctrl＝5V时，在端口106产生的压降约为0.9V，与苏州源特半导体科技有限公司的VPC2187/8的关闭阈值电压0.9V相当，再考虑参数的偏差，端口106的使能电压不够。因此对于关闭阈值电压和欠压保护阈值更高的PWM控制器，应该生成更高的使能电压。
如图3所示，可以在二极管DTH再多串联一个第二二极管DTH2，第二二极管DTH2的正极连接第二电阻R2的另一端，负极连接第一二极管DTH的正极。
如此，端口106生成的中间使能电压约为1.6V，大于VPC2187/8的关闭阈值电压0.9V和欠压保护阈值电压2.0V，并且上下都有足够的设计余量。
除此之外，还有另一种实施方式，即不增加第二二极管DTH2的情况下，增加第七电阻R3和第三三极管Q3，如图4所示，第三三极管Q3的基极连接第二二极管Q2的发射极，第三三极管Q3的发射极接地，第三三极管Q3的集电极连接第二二极管Q2的集电极；第七电阻R3连接在第二二极管Q2的发射极和地之间。
第二三极管Q2与第三三极管Q3形成达林顿结构，它们的导通压降将近0.9V，即使串联一个二极管DTH，生成的中间使能电压也为1.6V。
实施例二的其他部分与实施例一相同，在此不赘述。
实施例三
在实施例一和实施例二的基础上，在端口101和端口105之间连接了稳压管VZ，稳压管VZ的阴极连接电源正端口101，阳极连接端口105。
如图5所示，是实施例三的其中一种电路图，是在实施例二的第二种实施方式的基础上增加的稳压管VZ。在实施例一以及实施例二第一种方式上同样可以增加稳压管VZ，其工作原理相同，因此只以图5的电路进行说明。
它的工作原理是：在EN＝“1”和Ctrl＝“1”的反向传输状态时，从VS传递至VP的能量有可能将VP的电压充得过高，而致使元器件损坏。在增加稳压管VZ后，在VP电压超过VZ与VDD电压(初级侧PWM控制器VDD引脚电压)之和时，稳压管被击穿，提高了端口105的电压，从而阻止产生光耦驱动电流，次级侧PWM控制器停止工作，能量不再从VS传递至VP，防止VP因充电过高而损坏器件。在双向隔离变换器的其它工作状态下，由于稳压管VZ并不起作用，不影响其正常功能。
以上仅为说明本实用新型的实施方式，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，凡在本实用新型的精神和原则之内，不经过创造性劳动所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。
Claims (6)
1.一种零待机功耗使能控制电路，其特征在于，包括电源正端口(101)、第一控制信号接收端口(102)、第二控制信号接收端口(103)、电源负端口(104)、光耦驱动电流生成端口(105)和使能电压生成端口(106)；还包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻REN、第四电阻R4、第五电阻RB、第六电阻RCtrl、第一三极管Q1、第二三极管Q2和第一二极管DTH；第三电阻REN的一端和第一三极管Q1的基极连接第一控制信号接收端口(102)；第一三极管Q1的集电极连接电源正端口(101)，第一三极管Q1的发射极连接第一电阻R1的一端和第二电阻R2的一端；第一电阻R1的另一端接地，第二电阻R2的另一端连接使能电压生成端口(106)和第一二极管DTH的正极；第一二极管DTH的负极连接第四电阻R4的一端和第二三极管Q2的集电极；第四电阻R4的另一端连接光耦驱动电流生成端口(105)；第五电阻RB的一端和第六电阻RCtrl的一端连接第二控制信号接收端口(103)，第五电阻RB的另一端连接第二三极管Q2的基极；第二三极管Q2的发射极和第六电阻RCtrl的另一端连接电源负端口(104)。
2.根据权利要求1所述的零待机功耗使能控制电路，其特征在于，还包括第二二极管DTH2，第二二极管DTH2的正极连接第二电阻R2的另一端，负极连接第一二极管DTH的正极。
3.根据权利要求1所述的零待机功耗使能控制电路，其特征在于，还包括第七电阻R3和第三三极管Q3，第三三极管Q3的基极连接第二二极管Q2的发射极，第三三极管Q3的发射极接地，第三三极管Q3的集电极连接第二二极管Q2的集电极；第七电阻R3连接在第二二极管Q2的发射极和地之间。
4.根据权利要求1至3任一项所述的零待机功耗使能控制电路，其特征在于，还包括稳压管VZ，稳压管VZ的阴极连接电源正端口(101)，阳极连接光耦驱动电流生成端口(105)。
5.一种双向隔离变换器，其特征在于，包括权利要求1至4任一项所述的零待机功耗使能控制电路。
6.根据权利要求5所述的双向隔离变换器，其特征在于，还包括初级侧PWM控制器、光耦、第一MOS管NM1、反激变压器、次级侧PWM控制器和第二MOS管NM2；初级侧PWM控制器的输入端EN/UVLO连接使能电压生成端口(106)，初级侧PWM控制器的输出端OUT连接第一MOS管NM1的栅极；第一MOS管NM1的源极接地，第一MOS管NM1的漏极连接反激变压器的原边同名端；反激变压器的原边异名端连接初级侧的电源正端VP；光耦的一端连接光耦驱动电流生成端口(105)，另一端连接次级侧PWM控制器的输入端EN/UVLO；次级侧PWM控制器的输出端OUT连接第二MOS管NM2的栅极；第二MOS管NM2的源极连接次级端地，漏极连接反激变压器副边异名端，反激变压器副边同名端连接次级侧的电源正端VS。
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- 2023-07-21 CN CN202321939951.6U patent/CN220527874U/zh active Active
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| CN118232486A (zh) * | 2024-05-24 | 2024-06-21 | 珠海科创储能科技有限公司 | 一种双向软启动主动均衡充放电切换电路 |
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Legal Events
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| GR01 | Patent grant | ||
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