CN218567470U

CN218567470U - 应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路

Info

Publication number: CN218567470U
Application number: CN202122462818.3U
Authority: CN
Inventors: 孔亚广; 陈张平; 唐西超; 邹洪波; 黄娜; 张帆; 赵晓东; 陈洪欢
Original assignee: Hangzhou Dianzi University
Current assignee: Hangzhou Dianzi University
Priority date: 2021-10-13
Filing date: 2021-10-13
Publication date: 2023-03-03
Anticipated expiration: 2031-10-13

Abstract

本实用新型公开了一种应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路，包括输出电流电压相位差方向检测电路和多频段谐振频率追踪电路，所述输出电流电压相位差方向检测电路的检测信号输出端与多频段谐振频率追踪电路的信号输入端相连接，采用上述技术方案，本发明通过SN74HC74D芯片中的D触发器输出的电流电压相位差方向检测信号实现对系统失谐情况的快速判定，并且可以及时根据压电换能器失谐程度改变EG3525芯片中5引脚和7引脚之间的死区电阻，从而改变系统驱动频率以跟踪压电换能器谐振频率，实现快速准确追踪。该电路功能的实现过程简单快捷，提高了快速准确追踪压电换能器正向谐振频率点的能力。

Description

应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路

技术领域

本实用新型涉及超声机床技术领域，具体指一种应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路。

背景技术

压电换能器是整个超声系统的核心部件，在外界高频驱动信号的激励作用下，压电换能器产生同频率的振动，当驱动信号频率与压电换能器的固有频率相同时，压电换能器的输出振动幅值最大。然而在超声加工过程中，由于外界负载作用力的变化导致压电换能器的谐振频率出现漂移。因此在超声加工过程中，需要不断的调整驱动信号频率以追踪压电换能器的谐振频率，使得压电换能器时刻能够以最大振幅输出并且保证机电转换系数最高。因此，设计一种能够稳定、快速、准确的自动谐振频率追踪策略是超声加工系统中的研究热点之一。但是，现有较为成熟的技术方法中，对于压电换能器出现失谐情况时，对正向谐振频率方向判断的速度仍然不够快捷，对正向谐振频率失谐程度大小的判断也不够灵敏，无法及时进行谐振频率追踪。

目前，在超声加工系统中实现谐振频率追踪的方法主要有声反馈法、复合频率追踪法、最大电流法和基于模糊PI控制策略的自动频率追踪法等。其中，与本实用新型最相似的实现方案有2018年蔚茜等人公开的一种采用锁相环法进行的压电换能器的谐振频率追踪方法，控制器通过检测压电换能器回路的电压电流信号之间的相位差控制驱动信号频率，锁相环技术通过鉴相器判断压电换能器回路电压电流信号之间的相位差大小，并将相位差大小线性的转换为电压输出给滤波器滤波，之后通过压控振荡器来调节输出频率的大小。

但是，锁相环技术的频率调节存在范围限制，对于不同类型的压电换能器其谐振频率不同就需要调节锁相环硬件参数以改变输出频率的范围，因此使用锁相环技术实现谐振频率追踪存在灵活性差、结构差以及成本高等缺点；复合频率追踪方法在一定程度上能够加快谐振频率追踪的速度，但是复合频率追踪方法也存在一定缺陷，即其仅使用相位差为零来判断是否追踪到谐振频率，而压电换能器实际存在正反谐振频率，在压电换能器的正向谐振频率点F_s和反向谐振频率点F_p，其相位均为零，此时复合谐振频率追踪策略将无法区分追踪到的是正向谐振频率还是反向谐振频率；最大电流法追踪谐振频率的最大缺点是追踪缓慢，当负载突变时，往往存在谐振频率追踪跟不上负载变化的现象，因此最大电流法追踪谐振频率不适用于负载突变剧烈的应用场景；模糊PI策略的谐振频率追踪方法的缺点是在带载工况下，当压电换能器阻抗特性变化巨大时，由于模糊PI仅使用相位差作为控制信号，因此模糊PI并不能区分追踪的谐振频率是正向谐振频率还是反向谐振频率。

实用新型内容

本实用新型根据现有技术的不足，提出一种应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路及方法，该电路通过将压电换能器带载过程中的不同失谐情况进行划分，在谐振频率丢失情况下快速判定谐振频率追踪方向和追踪程度，大幅缩短了谐振频率丢失过程中的判断时间，提高了快速准确追踪正向谐振频率点的能力。

为了解决上述技术问题，本实用新型的技术方案为：

一种应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路，包括输出电流电压相位差方向检测电路和多频段谐振频率追踪电路，所述输出电流电压相位差方向检测电路的检测信号输出端与多频段谐振频率追踪电路的信号输入端相连接，

所述多频段谐振频率追踪电路的信号输入端包括PWM控制芯片U1、电阻 R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R12、三极管Q1、三极管Q2、滑动变阻器Rw1、光耦 U2、电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、电容C5、电容C6，

电阻R4一端与输出电流电压相位差方向检测电路的检测信号输出端相连接，电阻R4另一端与电阻R3的一端相连并连接三极管Q1的基极；电阻R3一端与R4的另一端相连，电阻R3另一端与R1的一端相连并连接三极管Q1的发射极；电阻R1另一端接地；电阻R9一端接+3.3V并与电容C5一端相连，电阻 R9另一端与光耦U2的第1引脚相连；电容C5另一端接地；电阻R5一端接光耦U2的第3引脚，电阻R5另一端接PWM控制芯片U1的第7引脚相连；电容C6一端接PWM控制芯片U1的第5引脚相连，电容C6另一端接地；滑动变阻器Rw1一端接PWM控制芯片U1的第6引脚，滑动变阻器Rw1另一端接电阻R11的一端，电阻R11另一端接地；电容C4一端接PWM控制芯片U1的第8引脚，电容C4另一端接地；电阻R12一端输出电平信号；电阻R12另一端接三极管Q2的基极；电阻R10一端接三极管Q2的发射极；电容C1一端接 +12V并与PWM控制芯片U1的第13引脚和第15引脚相连，电容C1另一端接地；电阻R2一端接PWM控制芯片U1的第2引脚，电阻R2另一端接+5.1V并与PWM控制芯片U1的第16引脚相连；PWM控制芯片U1的第1引脚接地；电容C2一端接PWM控制芯片U1的第16引脚，电容C2另一端接地；电容C3 一端接PWM控制芯片U1的第13引脚，电容C3另一端接地；PWM控制芯片 U1的第12引脚接地；电阻R6一端接PWM控制芯片U1的第10引脚；电阻 R8一端接PWM控制芯片U1的第9引脚。

作为优选，所述电阻R5另一端还连接有电阻R7，所述电阻R7的一端与 PWM控制芯片U1的第7引脚相连；电阻R7另一端接光耦U2的4引脚并与电容C6的一端相连；电容C6一端与PWM控制芯片U1的第5引脚相连，电容 C6另一端接地。

作为优选，所述PWM控制芯片U1为芯片EG3525。

作为优选，所述电阻R5的阻值为1KΩ，所述电阻R7的阻值为100Ω。

作为优选，所述输出电流电压相位差方向检测电路包括触发器U3、电容C7、电容C8、电容C9、电阻R13；

所述电容C7一端接触发器U3的第1引脚，电容C7另一端接地；电阻R13 的一端接触发器U3的第1引脚，电阻R13的另一端接+3.3V；触发器U3的第2 引脚输入有电压方波信号；触发器U3的第3引脚输入有电流方波信号；触发器 U3的第6引脚输出检测信号并与电阻R4的一端相连接；触发器U3的第7引脚接地；电容C8一端接触发器U3的14引脚，电容C8另一端接地；电容C9一端接+3.3V，并与触发器U3的14引脚相连，电容C9另一端接地。

作为优选，所述触发器U3为D触发器SN74HC74D。

本实用新型还公开了一种应用于超声加工的多频段谐振频率追踪方法，其特征在于，包括如下循环步骤：

S1、启动设备，压电换能器以正常频率工作；

S2、通过输出电流电压相位差方向检测电路对压电换能器回路的电压电流信号进行实时检测；

S3、根据检测结果，多频段谐振频率追踪电路驱动压电换能器对频率进行调整。

作为优选，所述S2中，预设系统失谐持续时间阈值，其中时间阈值最大值设为5-20ms。

作为优选，所述S2，当t₂时刻系统出现失谐状况，输出电流电压相位差方向检测电路输出高电平时，且输出高电平信号持续时间在时间阈值内，所述S3，驱动压电换能器对频率进行小幅度增加，完成调整后回到S2；

所述S2中，当t₂时刻系统出现失谐状况，输出电流电压相位差方向检测电路输出低电平时，且输出低电平信号持续时间在时间阈值内，所述S3，驱动压电换能器对频率进行小幅度减小，完成调整后回到S2。

作为优选，完成小幅调整后，S2继续输出高电平且持续时间超出时间阈值，则驱动压电换能器对频率进行大幅度增加；

完成小幅调整后，S2继续输出低电平且持续时间超出时间阈值，则驱动压电换能器对频率进行大幅度减小。

本实用新型具有以下的特点和有益效果：

采用上述技术方案，本实用新型通过SN74HC74D芯片中的D触发器输出的电流电压相位差方向检测信号实现对系统失谐情况的快速判定，并且可以及时根据压电换能器失谐程度改变EG3525芯片中5引脚和7引脚之间的死区电阻，从而改变系统驱动频率以跟踪压电换能器谐振频率，实现快速准确追踪。该电路功能的实现过程简单快捷，提高了快速准确追踪压电换能器正向谐振频率点的能力。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型实施例中多频段谐振频率追踪电路图。

图2为本实用新型实施例中输出电流电压相位差方向检测电路图。

图3为本实用新型实施例多频段同步谐振追踪方法流程示意图。

图4为本实用新型实施例基于多频段谐振追踪示意图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本实用新型中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。此外，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本实用新型的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

在本实用新型的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以通过具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

实施例1

本实施例提供了一种应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路，如图1 所示，包括输出电流电压相位差方向检测电路和多频段谐振频率追踪电路，所述输出电流电压相位差方向检测电路的检测信号输出端与多频段谐振频率追踪电路的信号输入端相连接，

电阻R4一端与输出电流电压相位差方向检测电路的检测信号输出端相连接，电阻R4另一端与电阻R3的一端相连并连接三极管Q1的基极；电阻R3一端与R4的另一端相连，电阻R3另一端与R1的一端相连并连接三极管Q1的发射极；电阻R1另一端接地；电阻R9一端接+3.3V并与电容C5一端相连，电阻 R9另一端与光耦U2的第1引脚相连；电容C5另一端接地；电阻R5一端接光耦U2的第3引脚，电阻R5另一端接PWM控制芯片U1的第7引脚相连；电容C6一端接PWM控制芯片U1的第5引脚相连，电容C6另一端接地；滑动变阻器Rw1一端接PWM控制芯片U1的第6引脚，滑动变阻器Rw1另一端接电阻R11的一端，电阻R11另一端接地；电容C4一端接PWM控制芯片U1的第8引脚，电容C4另一端接地；电阻R12一端输出电平信号；电阻R12另一端接三极管Q2的基极；电阻R10一端接三极管Q2的发射极；电容C1一端接 +12V并与PWM控制芯片U1的第13引脚和第15引脚相连，电容C1另一端接地；电阻R2一端接PWM控制芯片U1的第2引脚，电阻R2另一端接+5.1V并与PWM控制芯片U1的第16引脚相连；PWM控制芯片U1的第1引脚接地；电容C2一端接PWM控制芯片U1的第16引脚，电容C2另一端接地；电容C3 一端接PWM控制芯片U1的第13引脚，电容C3另一端接地；PWM控制芯片 U1的第12引脚接地；电阻R6一端接PWM控制芯片U1的第10引脚；电阻 R8一端接PWM控制芯片U1的第9引脚。其中，所述触发器U3为D触发器SN74HC74D，所述PWM控制芯片U1为芯片EG3525，所述光耦U2为 LTV-817S-TAI-B。

进一步的，所述电阻R5另一端还连接有电阻R7，所述电阻R7的一端与 PWM控制芯片U1的第7引脚相连；电阻R7另一端接光耦U2的4引脚并与电容C6的一端相连；电容C6一端与PWM控制芯片U1的第5引脚相连，电容 C6另一端接地。其中，所述电阻R5的阻值为1KΩ，所述电阻R7的阻值为100 Ω。

可以理解的，电阻R4一端接输出电流电压相位差方向检测电路，记为 /Phase_Direction，电阻R12一端接MCU，记为Fre_DA_3525；芯片EG3525的 14引脚记为PWM_A；电阻R6一端接芯片EG3525的10引脚，另一端记为 Shutdown_3525；电阻R8一端接芯片EG3525的9引脚，另一端记为 Duty_DA_3525。

上述技术方案中，多频段谐振频率追踪电路主要由EG3525芯片进行控制，而EG3525属于较为成熟的产品，其内置5.1V基准电压源、100Hz-500KHz宽频率振荡器、软启动电路、误差放大器、PWM比较器、欠压封锁电路及功率管输出驱动电路等。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可实现对死区时间的调节功能。另外，外部信号的变化可以驱动三极管的导通和关断，从而影响EG3525芯片中第5引脚和第7引脚之间的死区电阻，改变输出的两路互补PWM信号频率，PWM驱动IGBT产生的功率超声波也随之改变。

因此，电路中的关键变化因素就是芯片EG3525中第5引脚和第7引脚的死区电阻，当/Phase_Direction信号为高电平时，三极管Q1导通，经过光耦U2，使得芯片EG3525的第5引脚和第7引脚的死区电阻并联一个1K欧姆大小的电阻，总阻值减小较小，CT放电时间减小，频率通过改变占空比实现较小幅度改变，进而，由ARM输出的电压模拟控制信号Fre_DA_3525控制超声频率，当 Fre_DA_3525为高电平时，三极管Q2导通，芯片EG3525第5引脚和第7引脚的死区电阻并联一个100欧姆的电阻，频率变化幅度较大。

另外，芯片EG3525具有同步时钟功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步。

因此，在上述技术方案中，当系统小范围失谐时，驱动频率小于系统频率， /Phase_Direction信号为高电平，驱动频率小幅增加；驱动频率大于系统频率，/Phase_Direction信号为低电平，驱动频率小幅减小，以此规律循环往复，追频过程呈现整体稳定的状态。当系统大范围失谐时，驱动频率小于系统频率， Fre_DA_3525为高电平，驱动频率大幅增加；驱动频率大于系统频率， Fre_DA_3525信号为低电平，驱动频率大幅减小，而后转为在小幅度震荡中呈现整体稳定的状态。从而改变系统驱动频率以跟踪压电换能器谐振频率，实现快速准确追踪。

本实用新型的进一步设置，如图2所示，所述输出电流电压相位差方向检测电路包括触发器U3、电容C7、电容C8、电容C9、电阻R13；

所述电容C7一端接触发器U3的第1引脚，电容C7另一端接地；电阻R13 的一端接触发器U3的第1引脚，电阻R13的另一端接+3.3V；电压方波信号接触发器U3的第2引脚输入有电压方波信号；触发器U3的第3引脚输入有电流方波信号；触发器U3的第6引脚输出检测信号并与电阻R4的一端相连接；触发器U3的第7引脚接地；电容C8一端接触发器U3的14引脚，电容C8另一端接地；电容C9一端接+3.3V，并与触发器U3的14引脚相连，电容C9另一端接地。其中，所述触发器U3为D触发器SN74HC74D。

上述技术方案中，主要通过D触发器进行处理，根据D触发器的工作原理，可以理解的，在电流信号的上升沿时刻，如果电压信号为高电平则输出为高，相反为低。而在电流信号的上升沿时刻电压信号为高电平，则代表电流滞后电压，此时压电换能器呈现感性特性；当电流信号的上升沿时刻电压信号为低电平则代表电流超前电压，此时压电换能器呈现出容性特性。

因此，D触发器输出高电平则代表压电换能器呈现出感性特性，D触发器输出低电平则代表压电换能器呈现出容性特性。所以，该电路将电流方波作为D 触发器的时钟信号，将电压方波作为输入，从而获得能够表征压电换能器阻抗特性的D触发器输出信号。

实施例2

本实施例公开了一种应用于超声加工的多频段谐振频率追踪方法，如图3 所示，包括如下循环步骤：

S1、启动设备，压电换能器以正常频率工作；

上述技术方案中，假设t₁时刻超声电源以驱动信号频率f正常工作，频率追踪良好，而在t₂时刻，压电换能器开始受外界影响，特性发生变化。

_t2时刻，当系统小范围失谐时，如图4中虚线和点划线代表的状态，驱动频率小于系统频率，D触发器输出的电流电压相位差方向检测信号为高电平，导通三极管Q1，在EG3525死区电阻并联1k欧姆电阻，驱动频率小幅增加；

当，驱动频率大于系统频率，D触发器输出的电流电压相位差方向检测信号为低电平，截止三极管Q1，驱动频率小幅减小，以此规律循环往复，追频过程呈现整体稳定的状态。

可以理解的，通过实时检测，并且同时进行同步调整，从而改变系统驱动频率以跟踪压电换能器谐振频率，实现快速准确追踪，进而确保系统的正常运行。

进一步的，所述S2中，预设系统失谐持续时间阈值，其中时间阈值最大值设为5ms。

其中，所述S2，当t₂时刻系统出现失谐状况，输出电流电压相位差方向检测电路输出高电平时，且输出高电平信号持续时间在时间阈值内，所述S3，驱动压电换能器对频率进行小幅度增加，完成调整后回到S2；

具体的，t₂时刻，D触发器输出的电流电压相位差方向检测信号高电平，且持续时间大于5ms，说明系统失谐程度较大，即如图4中，初始状态曲线突变到点-半画线，软件控制驱动电压为高电平，导通三极管Q2，在EG3525死区电阻并联100欧姆电阻，驱动频率大幅增加，而后转为在小幅度震荡中呈现整体稳定的状态。

其中，所述S2中，当t₂时刻系统出现失谐状况，输出电流电压相位差方向检测电路输出低电平时，且输出低电平信号持续时间在时间阈值内，所述S3，驱动压电换能器对频率进行小幅度减小，完成调整后回到S2。

具体的，t₂时刻，驱动频率大于系统频率，软件控制驱动电压为低电平，且持续时间大于5ms，说明系统失谐程度较大，即如图4中，初始状态曲线突变到半画线，三极管Q2截止，驱动频率大幅减小，而后转为在小幅度震荡中呈现整体稳定的状态。

上述技术方案中，通过设置时间阈值，从而能够对失谐状态进行进一步的精确的判断，进而进行快速的精准的追踪。提高了快速准确追踪压电换能器正向谐振频率点的能力。

实施例3

本实施例与实施例2的区别在于，所述S2中，预设系统失谐持续时间阈值，其中时间阈值最大值设为20ms。

上述技术方案中，通过将时间阈值的最大范围设置为20ms。由于有足够的时间对电平信号进行监测，因此，对于系统失谐状态判断结果更加精确，失谐判断的失误率大大降低，进而快速作出调整，而后转为在小幅度震荡中呈现整体稳定的状态。

以上结合附图对本实用新型的实施方式作了详细说明，但本实用新型不限于所描述的实施方式。对于本领域的技术人员而言，在不脱离本实用新型原理和精神的情况下，对这些实施方式包括部件进行多种变化、修改、替换和变型，仍落入本实用新型的保护范围内。

Claims

1.一种应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路，其特征在于，包括输出电流电压相位差方向检测电路和多频段谐振频率追踪电路，所述输出电流电压相位差方向检测电路的检测信号输出端与多频段谐振频率追踪电路的信号输入端相连接，

所述多频段谐振频率追踪电路的信号输入端包括PWM控制芯片U1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R12、三极管Q1、三极管Q2、滑动变阻器Rw1、光耦U2、电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、电容C5、电容C6，

电阻R4一端与输出电流电压相位差方向检测电路的检测信号输出端相连接，电阻R4另一端与电阻R3的一端相连并连接三极管Q1的基极；电阻R3一端与R4的另一端相连，电阻R3另一端与R1的一端相连并连接三极管Q1的发射极；电阻R1另一端接地；电阻R9一端接+3.3V并与电容C5一端相连，电阻R9另一端与光耦U2的第1引脚相连；电容C5另一端接地；电阻R5一端接光耦U2的第3引脚，电阻R5另一端接PWM控制芯片U1的第7引脚相连；电容C6一端接PWM控制芯片U1的第5引脚相连，电容C6另一端接地；滑动变阻器Rw1一端接PWM控制芯片U1的第6引脚，滑动变阻器Rw1另一端接电阻R11的一端，电阻R11另一端接地；电容C4一端接PWM控制芯片U1的第8引脚，电容C4另一端接地；电阻R12一端输出电平信号；电阻R12另一端接三极管Q2的基极；电阻R10一端接三极管Q2的发射极；电容C1一端接+12V并与PWM控制芯片U1的第13引脚和第15引脚相连，电容C1另一端接地；电阻R2一端接PWM控制芯片U1的第2引脚，电阻R2另一端接+5.1V并与PWM控制芯片U1的第16引脚相连；PWM控制芯片U1的第1引脚接地；电容C2一端接PWM控制芯片U1的第16引脚，电容C2另一端接地；电容C3一端接PWM控制芯片U1的第13引脚，电容C3另一端接地；PWM控制芯片U1的第12引脚接地；电阻R6一端接PWM控制芯片U1的第10引脚；电阻R8一端接PWM控制芯片U1的第9引脚，所述PWM控制芯片U1为芯片EG3525，所述光耦U2为LTV-817S-TAI-B。

2.根据权利要求1所述的应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路，其特征在于，所述电阻R5另一端还连接有电阻R7，所述电阻R7的一端与PWM 控制芯片U1的第7引脚相连；电阻R7另一端接光耦U2的4引脚并与电容C6的一端相连；电容C6一端与PWM控制芯片U1的第5引脚相连，电容C6另一端接地。

3.根据权利要求2所述的应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路，其特征在于，所述电阻R5的阻值为1KΩ，所述电阻R7的阻值为100Ω。

4.根据权利要求3所述的应用于超声加工的多频段谐振频率追踪电路，其特征在于，所述输出电流电压相位差方向检测电路包括触发器U3、电容C7、电容C8、电容C9、电阻R13；

所述电容C7一端接触发器U3的第1引脚，电容C7另一端接地；电阻R13的一端接触发器U3的第1引脚，电阻R13的另一端接+3.3V；触发器U3的第2引脚输入有电压方波信号；触发器U3的第3引脚输入有电流方波信号；触发器U3的第6引脚输出检测信号并与电阻R4的一端相连接；触发器U3的第7引脚接地；电容C8一端接触发器U3的14引脚，电容C8另一端接地；电容C9一端接+3.3V，并与触发器U3的14引脚相连，电容C9另一端接地，所述触发器U3为D触发器SN74HC74D。