CN217543385U

CN217543385U - 一种船用多普勒测速雷达收发组件

Info

Publication number: CN217543385U
Application number: CN202220576799.9U
Authority: CN
Inventors: 欧阳贤斌; 郑树春; 李雪璞; 宋向国; 殷宗亮; 何春海; 刘健; 鲁妤知; 曹虎; 罗鑫
Original assignee: 707th Research Institute of CSIC Jiujiang Branch
Current assignee: 707th Research Institute of CSIC Jiujiang Branch
Priority date: 2022-03-16
Filing date: 2022-03-16
Publication date: 2022-10-04
Anticipated expiration: 2032-03-16

Abstract

本实用新型公开了一种船用多普勒测速雷达收发组件，包括：壳体、发射通道和接收通道；壳体表面开设有发射输入口、发射输出口、接收回波输入波导口、零频信号输出I口和零频信号输出Q口；发射通道通过发射输入口接收外部激励信号，将外部激励信号分成两路信号，其中一路信号作为接收通道的本振信号，另一路信号通过发射输出口发出；接收通道通过接收回波输入波导口接收另一路信号产生的回波信号，对回波信号和本振信号进行混频，得到两路相位上相差90°的零频信号，并分别通过零频信号输出I口和零频信号输出Q口将两路相位上相差90°的零频信号输出。本实用新型能够实现对舰船的高精度测速和测向双功能。

Description

一种船用多普勒测速雷达收发组件

技术领域

本实用新型涉及测速雷达技术领域，更具体的说是涉及一种船用多普勒测速雷达收发组件。

背景技术

对于仅用于测速的多普勒雷达来说，目前基本是采用非调制的连续波来实现，即CW雷达。频率从低频段向高频段发展，近年来，毫米波技术的优越性在多普勒测速雷达领域也有体现，相关报道屡见报端，最高已实现到W波段。

目前用于连续波多普勒测速雷达的收发组件的典型结构为单通道结构、结合六端口技术结构和正交双通道结构；单通道结构虽然结构简单，处理的数据量也不大，但是测量精度不高，并且由于是单通道接收，在混频的过程中丢失了多普勒频偏的正负符号，也就丢失了运动目标的方向信息。基于六端口技术的结构，省去了环形器和混频电路的昂贵成本，整个检测部分电路不需要有源元件，只由基本的耦合电路和二极管构成，降低了电路的设计成本。但是，为了消除非理想硬件引入的测量误差，需要配合使用合适的校准程序和校准件来完成该测量误差。而多普勒测速雷达采用的正交双通道混频模式，主要集中在气象预测与汽车防撞领域，且可靠性不高。

因此，如何提供一种兼具测速和侧向双功能，且测量精度高的的船用多普勒测速雷达收发组件是本领域技术人员亟需解决的问题。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型提供了一种船用多普勒测速雷达收发组件，能够实现对舰船的高精度测速和测向双功能。

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

一种船用多普勒测速雷达收发组件，包括：壳体、发射通道和接收通道；所述发射通道和接收通道均集成在所述壳体内部；所述壳体表面开设有发射输入口、发射输出口、接收回波输入波导口、零频信号输出I口和零频信号输出Q口；

所述发射通道通过所述发射输入口接收外部激励信号，并将所述外部激励信号分成两路信号，其中一路信号作为所述接收通道的本振信号，另一路信号通过所述发射输出口发出；

所述接收通道通过所述接收回波输入波导口接收所述另一路信号产生的回波信号，对所述回波信号和所述本振信号进行混频，得到两路相位上相差90°的零频信号，并分别通过所述零频信号输出I口和所述零频信号输出Q口将所述两路相位上相差90°的零频信号输出。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述发射通道包括第一放大器、第一滤波器、第二放大器、功分器、第三放大器、第二滤波器、发射功率检测电路、第一衰减器和第四放大器；所述第一放大器的输入端与所述发射输入口连接，所述第一放大器的输出端、所述第一滤波器、所述第二放大器和所述功分器的输入端依次连接；所述功分器具有第一输出端和第二输出端，所述功分器的第一输出端、所述第三放大器、所述第二滤波器、所述发射功率检测电路和所述发射输出口依次连接；所述功分器的第二输出端、所述第一衰减器和所述第四放大器的输入端依次连接；所述第四放大器的输出端与所述接收通道信号连接。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述第一滤波器采用带通滤波器；所述第二滤波器采用低通滤波器。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述发射功率检测电路包括信号耦合器、单端差分转换器、差分信号放大器和电平信号比较器；所述信号耦合器、所述单端差分转换器、所述差分信号放大器和所述电平信号比较器依次连接。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述接收通道包括第五放大器、第三滤波器、第二衰减器、第三衰减器、第六放大器、第四滤波器、混频器、第五滤波器、第六滤波器、第七放大器、第八放大器、第九放大器和第十放大器；

所述混频器具有本振信号接收端、回波信号接收端、I端和Q端；所述混频器的本振信号接收端与所述第四放大器的输出端连接；

所述第五放大器的输入端接收所述回波信号，所述第五放大器的输出端、所述第三滤波器、所述第二衰减器、所述第三衰减器、所述第六放大器、所述第四滤波器和所述混频器的回波信号接收端依次连接；

所述混频器的I端、所述第五滤波器、所述第七放大器和所述第八放大器依次连接；

所述混频器的Q端、所述第六滤波器、所述第九放大器和所述第十放大器依次连接。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述第三滤波器和所述第四滤波器均采用高通滤波器；所述第五滤波器和所述第六滤波器均采用带通滤波器；所述第七放大器、所述第八放大器、所述第九放大器和所述第十放大器均采用可变增益放大器；所述第五放大器和第六放大器均采用低噪声放大器。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述第一放大器、所述第二放大器、所述第三放大器、所述第四放大器、所述第五放大器、所述第六放大器、所述第七放大器、所述第八放大器、所述第九放大器和所述第十放大器均贴附有吸波材料。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述壳体内部布置有基板；所述发射通道和所述接收通道集成在所述基板上；所述基板上开设有呈阵列布置的散热通孔。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述发射通道和所述接收通道相互垂直分布。

进一步的，在上述一种船用多普勒测速雷达收发组件中，所述发射输入口、所述发射输出口和所述接收回波输入波导口分别对应安装在所述壳体的三个侧面上。

经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本实用新型公开提供了一种船用多普勒测速雷达收发组件，通过采用零中频超外差正交双通道接收机体制实现舰船的高精度测速和测向双功能；同时，通过采用连续波体制和零中频正交双通道，无镜像干扰，可省去镜频抑制滤波器和中频信道选择滤波器，配套的电路模块及外部节点数也相应减少，从而可减少外部干扰对微波信号的影响，降低了接收机的功耗，提高了系统的可靠性。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本实用新型提供的船用多普勒测速雷达收发组件的使用场景示意图；

图2为本实用新型提供的多普勒测速雷达收发组件的原理图；

图3为本实用新型提供的发射功率检测电路的结构示意图；

图4为本实用新型提供的收发组件外部结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

本实用新型用来测量舰船相对于海面的速度，具体应用场景如图1所示，测速雷达置于船艏或者船体两侧,发射天线通过有限宽度的波束发射电磁波至海面，回波信号由海浪反射至接收天线再进行处理。

舰船航行时,海浪相对发射天线和接收天线的距离和角度也发生改变。这些回波的幅度相位也随之改变。叠加的总回波信号为一段频率而非单个点频信号，其中心频率为f₀±f_d。

多普勒频移f_d可表示为：

可根据上式求出舰船与水面的相对运动速度，同时由于舰船在航行中舰船会起伏摇晃,这就导致了天线波束的变化，为此需对测速雷达预置姿态传感器,对测出的速度进行补偿。

设船舶航行速度为V，其相对海浪的纵向速度为:v_r＝vcosθ,带入上式中可得：

下面对本实用新型技术方案进行详细描述。

如图2和图4所示，本实用新型实施例公开了一种船用多普勒测速雷达收发组件，包括：壳体1、发射通道和接收通道；发射通道和接收通道均集成在壳体1内部；壳体表面开设有发射输入口2、发射输出口3、接收回波输入波导口4、零频信号输出I口5和零频信号输出Q口6；

发射通道通过发射输入口2接收外部激励信号，并将外部激励信号分成两路信号，其中一路信号作为接收通道的本振信号，另一路信号通过发射输出口3发出；

接收通道通过接收回波输入波导口4接收另一路信号产生的回波信号，对回波信号和本振信号进行混频，得到两路相位上相差90°的零频信号，并分别通过零频信号输出I口5和零频信号输出Q口6将两路相位上相差90°的零频信号输出。

在一个具体实施例中，发射通道包括第一放大器7、第一滤波器8、第二放大器9、功分器10、第三放大器11、第二滤波器12、发射功率检测电路13、第一衰减器14和第四放大器15；第一放大器7的输入端与发射输入口2连接，第一放大器7的输出端、第一滤波器8、第二放大器9和功分器10的输入端依次连接；功分器10具有第一输出端和第二输出端，功分器10的第一输出端、第三放大器11、第二滤波器12、发射功率检测电路13和发射输出口3依次连接；功分器10的第二输出端、第一衰减器14和第四放大器15的输入端依次连接；第四放大器15的输出端与接收通道信号连接。

具体的，发射通道的指标需满足以下标准：工作频率：14.8GHz-15GHz；发射通道数：1个；输入激励功率：1dBm±1.5dB；发射功率：≥23dBm；发射信号杂散电平：≤-70dBc。

对于设置发射功率指标≥23dBm而言，当外部激励1dBm输入时,经链路分配后最终输出在24dBm左右,而末级第四放大器15的输出能力在27dBm以上,如需获得更高的输出功率，只需调节链路中的第一衰减器14便可以实现。

对于设置发射信号杂散电平指标≤-65dBc而言，将输入端的第一滤波器8采用带通滤波器,其抑制为14.9GHz±400MHz处的抑制为50dBc以上，可以滤除前级信号产生的杂散信号。通过在输出端加第二滤波器12，可采用低通滤波器,可以得到更好的远端抑制,滤除远端谐波信号等杂散。

为了使相位噪声满足要求，本实用新型实施例选用Hittite公司HMC698Lp5做鉴相器,在偏离载频1KHz～10KHz范围,其1Hz规一化相位噪声基底PNlHz＝-233dBc/Hz。采用lOOMHz晶振(S0X016B),相位噪声指标为-150dBc/Hz@lKHz，晶振引入的相噪为-107dBc/Hz。

可计算出环路带内偏离载波1KHz处的相噪为-105dBc/Hz@1KHz，可满足指标要求。

在一个具体实施例中，功分器10采用Ku波段的功分器，输入端的反射最小,第一输出端和第二输出端输出功率对称，需尽可能的提高第一输出端与第二输出端的隔离度。基片材料选用Taconic RF-60，基片厚度0.635mm，介电常数6.15。由于中心频率不高，隔离电阻选用0603封装的贴片电阻。对相同阻抗的传输线而言，金属导带越宽，则传输线金属损耗越低，因此，可在保持输入端和输出端阻抗为50欧姆不变的前提下，尽量加宽金属导带的宽度。对本实用新型发射通道电路来说，主要是加宽Wilkinson电桥75欧姆微带传输线的宽度，加宽后的微带线这对隔离电阻的焊装也是有利的。应用电磁仿真软件Ansoft HFSS工具对整个功分器进行仿真验证和优化，通过切角等方式合理改变电路形式以消除不连续性对电路性能的影响，从而得到要求的结果。

在一个具体实施例中，如图3所示，发射功率检测电路13由信号耦合器、单端差分转换器、差分信号放大器和电平信号比较器组成，信号耦合器、单端差分转换器、差分信号放大器和电平信号比较器依次连接；经第二滤波器12滤波后的发射信号经信号耦合器输出后，转换为差分信号，经差分放大器放大后直接进入电平比较器，与预设的参考电平进行比较，本实施例中参考电平为80mW，当输入信号大于80mW时，电平比较器输出高电平，发射通道正常，否则输出低电平，发射通道故障。

在另一个实施例中，本实用新型基于零中频接收体制，接收通道包括第五放大器16、第三滤波器17、第二衰减器18、第三衰减器19、第六放大器20、第四滤波器21、混频器22、第五滤波器23、第六滤波器24、第七放大器25、第八放大器26、第九放大器27和第十放大器28；

混频器22具有本振信号接收端、回波信号接收端、I端和Q端；混频器22的本振信号接收端与第四放大器的输出端连接；

第五放大器16的输入端接收回波信号，第五放大器16的输出端、第三滤波器17、第二衰减器18、第三衰减器19、第六放大器20、第四滤波器21和混频22的回波信号接收端依次连接；

混频器22的I端、第五滤波器23、第七放大器25和第八放大器26依次连接；

混频器22的Q端、第六滤波器24、第九放大器27和第十放大器28依次连接。

具体的，第三滤波器17和第四滤波器21均采用高通滤波器；第五滤波器23和第六滤波器26均采用带通滤波器；第七放大器25、第八放大器26、第九放大器27和第十放大器28均采用可变增益放大器；第五放大器16和第六放大器20均采用低噪声放大器。

零中频接收体制的一个重要优点在于镜像频率就是微波信号本身,没有镜像干扰,因此超外差接收结构中釆用的镜频抑制滤波器和中频信道选择滤波器均可省去。从而有利于系统的集成并降低成本。另一方面系统配套的电路模块及外部节点数也相应减少,从而减少了了外部千扰对微波信号的影晌和在一定程度上降低了接收机的功耗,提高了系统的可靠性。

回波信号通过收发组件的接收回波输入波导口4进入接收通道，经过低噪放大、滤波后，进行范围为64dB的自动增益控制(AGC)，再次进行滤波，进入差分混频器，和来自发射通道的本振信号进行混频，输出两路相位上相差90°的零频信号，分别经滤波和两级放大后，最后分别通过收发组件的零频信号输出I口5和零频信号输出Q口6输出。

总体而言，本实用新型采用非调制连续波体制，零中频正交双通道混频接收，可实现测向测速双功能。接收通道利用两片级联低噪声放大器16/20，实现高灵敏度，低噪声系数接收。经混频器22后的中频支路利用可变增益放大器提高接收动态范围，并在混频器之前设计两个80Hz高通滤波器，以实现零频率的高衰减，消除杂散回波和发射机泄露的影响。其中，14.8GHz～15GHz发射信号功分为两路，一路作为发射信号连接至发射天线，另外一路作为本振源为接收通道提供本振信号。该组件接收14.85GHz发射出的多普勒频移信号14.85GHz+fd，然后混频输出所需低频信号f_d。

接收通道需要满足以下指标要求：输入信号：频率＝fin+fd,fd为0～6kHz)；输出中频I/Q信号：IFout＝fd；接收工作带宽：≤1MHz；接收中频带宽：5KHz；噪声系数：NF≤3dB；接收增益：＞75dB(常温)；灵敏度：≤-120dBm；I/Q幅度平衡度：≤±1.5dB；I/Q相位平衡度：≤90±8°；AGC动态范围：≥60dB，TTL电平控制；衰减响应速度：≤800ns。

本实用新型采用低噪声放大器，能实现噪声在常温、低温下，噪声小于1.5dB,在常温下为2.06dB,能满足指标要求。

为满足通道动态扩展要求，本实用新型采用了两级数控级联的形式实现，即第二衰减器和第三衰减器，第一级和第二级数控的衰减均为31dB，5bit控制，1dB步进，总衰减量为62dB，满足40dB衰减量的要求。

在衰减响应速度方面，根据两级数控衰减的电性能资料可知，第一级芯片(第二衰减器)的衰减时间为70ns以内，第二级芯片(第三衰减器)的衰减时间为30ns，优于指标要求≤800ns。

在灵敏度方面，搭建了跟框图类似的链路来模拟整个链路的状态，搭建链路增益95dB，在-80dBm输入时，中频5KHz的输出功率为12.5dBm左右。在-120dBm输入时，输出功率为-27.5dBm左右，可以满足-120dBm输出的要求。

在本振泄露方面，选用混频器22的RF和LO隔离度为45dB，本振输入功率13dBm。本振泄露到射频通道的信号，经混频器后，变成直流。

在一个具体实施例中，本实用新型的混频器22采用Hittite公司的IQ混频器。该混频器由两个标准的双平衡混频器单元、一个90°混合电桥构成。混频器的RF和L0频率范围为12.7GHz～15.4GHz，中频范围为DC～3.5GHz。工作频段内变频损耗为7.5dB,本振到射频隔离度为45dB,本振到中频隔离度为22dB。

设接收的回波信号为VRcosω₁t。在混频器内部,本振信号经过90°电桥一分为二，一路为VLcosω₂t另一路为VLcos(ω₂t-90°)，得到IF_l和IF₂分别为：

这里仅取下变频信号。

当ω₁>ω₂时(即目标靠近雷达,船正向行驶),IQ两路信号为:

当ω₁<ω₂时(即目标远离雷达,船逆向行驶),IQ两路信号为:

由上式可得:如果I路信号超前Q路信号90°,可以判定船正向行驶；如果Q路信号超前I路信号90°,可以判定船逆向行驶。

在一个具体实施例中，本实用新型在接收通道中，将第五放大器16和第六放大器20采用Ku波段的低噪声放大器，选用Hittite公司的器件HMC516LC5。该放大器采用GaAsPHEMT技术，表面贴装元件。该器件在9～18GHz频率范围内，提供20dB小信号增益，噪声系数2dB，输出IP3为+25dBm，1dB压缩点为+13dBm。

本实用新型将第五滤波器23和第六滤波器24选用带通滤波器，主要基于三方面的原因，一是结构简单，制造方便，由于允许两条相邻平行线间较大的间隙，因此相同精度要求下提高了加工误差容忍能力；二是谐振器间耦合较松，适合窄带应用；三是其第一寄生相应在中心频率的三倍频率点，避免了本实用新型要求的对二次谐波抑制的影响。

本实用新型中的带通滤波器设计指标如下：中心频率14.9GHz，带宽1GHz，偏离中心频率2GHz以外衰减大于30dB，通带内插损小于3dB。

同时，将第三滤波器17和第四滤波器21选用75Hz的高通滤波器，采用无源5阶LC电路实现椭圆函数型高通滤波。本实用新型的高通滤波器在75Hz处衰减超过30dB，通带为高于110Hz的频段，带内波纹0.5dB。

本实用新型在腔体布局设计时需要考虑前端本振信号和收发信号之间的隔离、各单元电路的有效连接、直流供电的稳定性和去耦、良好的散热等。

具体的，第一放大器7、第二放大器9、第三放大器11、第四放大器15、第五放大器16、第六放大器20、第七放大器25、第八放大器26、第九放大器27和第十放大器28均贴附有吸波材料，以避免自激现象。

更有利的，壳体内部(即腔体内)布置有基板；发射通道和接收通道集成在基板上；基板上开设有呈阵列布置的散热通孔，以增强元器件的散热能力。

同时，接收通道和发射通道通过隔板隔开，且相互垂直分布，以避免各支路之间的相互影响。为进一步降低干扰，本实用新型将发射输入口2、发射输出口3和接收回波输入波导口4远离设置，具体的，将发射输入口2、发射输出口3和接收回波输入波导口4分别对应安装在壳体1的三个侧面上，以将信号收发过程的干扰降至最低。

在另一个实施例中，混频器的I端和Q端分别通过双绞线连接到第五滤波器和第六滤波器，以减小两者之间的耦合造成的干扰。

更有利的，本发明实施例在壳体内部腔体壁上加工沟槽，将发射通道和接收通道布局在沟槽内，配合双层隔板，实现良好的屏蔽与隔离，防止自激与串扰，双面腔体的设计有利于降低组件成本、提升组件性能。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，包括：壳体、发射通道和接收通道；所述发射通道和接收通道均集成在所述壳体内部；所述壳体表面开设有发射输入口、发射输出口、接收回波输入波导口、零频信号输出I口和零频信号输出Q口；

2.根据权利要求1所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述发射通道包括第一放大器、第一滤波器、第二放大器、功分器、第三放大器、第二滤波器、发射功率检测电路、第一衰减器和第四放大器；所述第一放大器的输入端与所述发射输入口连接，所述第一放大器的输出端、所述第一滤波器、所述第二放大器和所述功分器的输入端依次连接；所述功分器具有第一输出端和第二输出端，所述功分器的第一输出端、所述第三放大器、所述第二滤波器、所述发射功率检测电路和所述发射输出口依次连接；所述功分器的第二输出端、所述第一衰减器和所述第四放大器的输入端依次连接；所述第四放大器的输出端与所述接收通道信号连接。

3.根据权利要求2所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述第一滤波器采用带通滤波器；所述第二滤波器采用低通滤波器。

4.根据权利要求2所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述发射功率检测电路包括信号耦合器、单端差分转换器、差分信号放大器和电平信号比较器；所述信号耦合器、所述单端差分转换器、所述差分信号放大器和所述电平信号比较器依次连接。

5.根据权利要求2所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述接收通道包括第五放大器、第三滤波器、第二衰减器、第三衰减器、第六放大器、第四滤波器、混频器、第五滤波器、第六滤波器、第七放大器、第八放大器、第九放大器和第十放大器；

6.根据权利要求5所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述第三滤波器和所述第四滤波器均采用高通滤波器；所述第五滤波器和所述第六滤波器均采用带通滤波器；所述第七放大器、所述第八放大器、所述第九放大器和所述第十放大器均采用可变增益放大器；所述第五放大器和第六放大器均采用低噪声放大器。

7.根据权利要求5所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述第一放大器、所述第二放大器、所述第三放大器、所述第四放大器、所述第五放大器、所述第六放大器、所述第七放大器、所述第八放大器、所述第九放大器和所述第十放大器均贴附有吸波材料。

8.根据权利要求1所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述壳体内部布置有基板；所述发射通道和所述接收通道集成在所述基板上；所述基板上开设有呈阵列布置的散热通孔。

9.根据权利要求1所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述发射通道和所述接收通道相互垂直分布。

10.根据权利要求1所述的一种船用多普勒测速雷达收发组件，其特征在于，所述发射输入口、所述发射输出口和所述接收回波输入波导口分别对应安装在所述壳体的三个侧面上。