CN213906628U - 负反馈闭环交流电桥测量电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开一种反馈环内嵌有相敏检波电路和增量‑总和调制器电路的闭环交流电桥测量电路。它包括交流测量电桥、放大电路、相敏检波电路、增量‑总和调制电路和数字抽取滤波电路；交流测量电桥、放大电路、相敏检波电路和增量‑总和调制电路串联构成负反馈闭环回路。交流测量电桥输出的测量值经放大电路、相敏检波电路、前馈积分电路、A/D转换电路处理后，一路经数字抽取滤波电路输出；另一路经D/A转换电路生成反馈信号，反馈至交流测量电桥的测量信号输入端或反馈至放大电路的输入端。本实用新型测量精度高，可有效抑制相敏检波电路的解调误差和解调噪声，抑制信号通道内的量化噪声。本实用新型可广泛应用于差动式电容位移传感器、差动变压器和测温仪中。

Description

负反馈闭环交流电桥测量电路

技术领域

本实用新型涉及一种交流电桥测量电路，具体地说，本实用新型涉及一种内嵌有相敏检波电路和增量-总和调制电路的闭环交流电桥测量电路。

背景技术

在地震、地球物理观测仪器(例如地震仪、伸缩仪、钻孔应变仪、摆式倾斜仪、弹簧重力仪等)中，广泛使用差动式电容传感器感测微位移，即将位移的变化转变为电容量的变化，然后通过交流电桥测量电路测量出该电容量的变化，并进而得到位移的变化。有些观测仪器还使用差动变压器设计的位移传感器感测微位移，其测量电路通常也是交流电桥测量电路。

图1为现有传感器中广泛使用的基于交流电桥的测量电路原理框图，如图所示，该测量电路包括交流测量电桥1、交流信号驱动源U_B、放大电路2、相敏检波电路3、A/D转换电路4。

交流信号驱动源U_B为交流测量电桥1提供工作电源，交流测量电桥的输出电压为

交流测量电桥处于平衡态时，即Z₁Z₄＝Z₂Z₃时，其输出电压U_S＝0。当被测物理量的改变导致交流测量电桥偏离平衡态时，其输出电压U_S的幅值将随之变化，其相位则对应于偏离平衡态的方向。因此，需要使用相敏检波电路3处理经放大电路放大的交流测量电桥的输出信号Us，获得幅度与U_S平均值成比例、极性与电桥偏离平衡态方向相关的电压信号，该电压信号再经A/D转换电路4处理后输出。

在传感器中使用电桥电路，具有测量灵敏度高的特点，但以下因素可能导致上述基于交流电桥的测量电路的测量精度不高：⑴交流测量电桥1及放大电路2产生的相移，使得输入到相敏检波电路3的被检信号与参考信号之间出现相位差，导致相敏检波电路3的检波增益降低。⑵相敏检波电路引入的测量误差问题。对于基于模拟乘法器的相敏检波电路来说，相敏检波电路3引入的测量误差主要来自模拟乘法器的零点电压漂移；对于基于模拟开关的相敏检波器来说，相敏检波电路3引入的测量误差主要来自模拟开关响应速度和控制信号泄露。⑶放大电路2及相敏检波电路3的非线性误差。⑷A/D转换电路4产生的零点漂移误差、增益误差和量化误差等。上述这些误差逐级叠加，增大了基于交流电桥的测量电路实现高精度的困难，致使整个交流电桥测量电路的测量精度降低。

实用新型内容

鉴于上述原因，本实用新型的目的是提供一种测量精度高的内嵌有相敏检波电路和增量-总和调制电路的负反馈闭环交流电桥测量电路。

为实现上述目的，本实用新型采用以下技术方案：一种交流电桥测量电路，它包括交流测量电桥、放大电路、相敏检波电路、A/D转换电路，其特征在于：它还包括增量-总和调制电路和数字抽取滤波电路；

所述增量-总和调制电路由彼此串联的前馈积分电路、所述A/D转换电路和D/A转换电路构成；

所述交流测量电桥、放大电路、相敏检波电路和增量-总和调制电路串联构成负反馈闭环回路；所述交流测量电桥输出的测量值经所述放大电路、相敏检波电路、前馈积分电路、A/D转换电路处理后，所述A/D转换电路输出的数字信号分为两路，一路经所述数字抽取滤波电路输出；另一路经构成所述增量-总和调制电路的D/A转换电路生成反馈信号，反馈至所述交流测量电桥的测量信号输入端或反馈至所述放大电路的输入端。

在本实用新型较佳实施例中，该交流电桥测量电路中增量-总和调制电路的采样频率至少为被测量信号最高频率的二十倍；

所述前馈积分电路为二阶积分电路，其传递函数为

时，需要满足

的取值在0.3-2.0之间；

所述前馈积分电路为三阶积分电路，其传递函数为

时，需满足如下条件：⑴

⑵

的取值在2.74-17.58之间；⑶

的取值在2.74-17.58之间；

其中：s表示复变量，f_s是采样频率，a、b和c是前馈积分电路的系数，k_A是放大电路增益，k_D是相敏检波电路的检波增益，U_R是D/A转换电路的基准源输入信号的幅度，V_REF是A/D转换电路的基准源电压。

在本实用新型较佳实施例中，所述相敏检波电路为基于模拟开关设计的电路，其开关控制信号为方波信号，与所述交流测量电桥的交流激励信号源同频率；

所述D/A转换电路的基准源使用与所述交流测量电桥的交流激励信号源同频率同相位的交流信号。

在本实用新型较佳实施例中，所述相敏检波电路为基于模拟乘法器设计的电路，其参考信号为与所述交流测量电桥的交流激励信号源同频率的正弦波信号；

所述D/A转换电路的基准源使用与所述交流测量电桥的交流激励信号源同频率同相位的交流信号。

在本实用新型较佳实施例中，所述数字抽取滤波电路选用低通抽取滤波器，用于滤除所述A/D转换电路的量化误差并降低采样率，获得高分辨测量数据。

在本实用新型较佳实施例中，当所述交流测量电桥置于反馈环外时，所述交流测量电桥输出的信号和所述D/A转换电路产生的反馈信号叠加运算后，输入至所述放大电路。

在本实用新型较佳实施例中，所述交流测量电桥由三个平行设置的电容极板和激励变压器构成；两侧电容极板分别与激励变压器次级绕组的两端相连，中间电容极板与所述放大电路的信号输入端相连；

在本实用新型较佳实施例中，当所述电容极板为变间距位移测量平板电容器时，所述A/D转换电路输出的数字量D与位移测量值的关系为

最大测量范围为

在本实用新型较佳实施例中，所述交流测量电桥为一差动变压器；差动变压器的两个初级绕组的同名端顺向串联，两个次级绕组的同名端反向串联，形成差动输出；

差动变压器初级线圈接交流激励信号源，次级线圈产生的感应信号输出送至所述放大电路的输入端。

在本实用新型较佳实施例中，所述交流测量电桥由电阻R₁、R₂、R₃和R_T组成，当R₁R_T＝R₂R₃时，交流电桥处于平衡状态，其输出为零。当R₁R_T≠R₂R₃时，交流电桥两端将产生非平衡状态下的输出测量电压

附图说明

图1为现有交流电桥测量电路原理框图；

图2为本实用新型内嵌有相敏检波和增量-总和调制电路的闭环交流电桥测量电路原理图；

图3为图2所示测量电路具体实施例中对输入交流电桥测量量、相敏检波电路误差信号和A/D转换电路误差信号的幅度响应曲线图；

图4为本实用新型实施例1应用于差动式电容位移传感器中的内嵌有相敏检波和增量-总和调制电路的闭环交流电桥测量电路原理图；

图5为本实用新型实施例2应用于差动式电容位移传感器中的另一种内嵌有相敏检波和增量-总和调制电路的闭环交流电桥测量电路原理图；

图6是本实用新型实施例3应用于变隙差动变压器式位移传感器中的内嵌有相敏检波和增量-总和调制电路的闭环交流电桥测量电路原理图；

图7是本实用新型实施例4应用于测温的内嵌有相敏检波和增量-总和调制电路的闭环交流电桥测量电路原理图；

图8是本实用新型包含基于模拟乘法器设计的相敏检波电路的闭环交流电桥测量电路原理图；

图9是采用模拟乘法器设计的相敏检波电路参考信号图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本实用新型的技术特征作进一步详细说明。

如图2所示，本实用新型公开的闭环交流电桥测量电路在现有的交流电桥测量电路基础上增加了增量-总和调制电路，并将相敏检波电路和增量-总和调制电路串联形成负反馈闭环交流电桥测量电路。

如图所示，所述增量-总和调制电路由前馈积分电路6、A/D转换电路4和D/A转换电路7构成，前馈积分电路6的信号输入端与相敏检波电路3的信号输出端相连，前馈积分电路6的信号输出端与A/D转换电路4的信号输入端相连，A/D转换电路4的信号输出端分为两路，一路经D/A转换电路7与交流测量电桥1的信号输入端相连，形成负反馈，构成闭环，另一路与数字抽取滤波电路5的信号输入端相连。

本实用新型与传统的交流电桥测量电路的区别在于：本实用新型形成了一具有负反馈的闭环回路，在闭环回路内嵌入相敏检波电路和增量-总和调制电路。通过具有负反馈的闭环回路，以及闭环回路内嵌的相敏检波电路和增量-总和调制电路抑制反馈环内各级电路引入的误差(如放大电路、相敏检波电路、A/D转换电路产生的增益误差和非线性误差)，以及相敏检波电路产生的噪声和零点漂移，A/D转换电路产生的零点漂移等，提高交流电桥数字化测量电路的测量精度和分辨率。

下面通过详细的理论推导证明本实用新型内嵌有相敏检波电路和增量-总和调制电路的闭环交流电桥测量电路的优点。

如图2所示，假设构成本实用新型的交流测量电桥1的交流激励驱动电源U_B＝2U_msinω₀t，其中，U_m为正弦交流激励信号的幅度，ω_o为正弦交流激励信号的角频率。D/A转换电路7的数字量输入为D，基准源输入信号为U_Rsinω₀t，其中，U_R为基准源输入信号的幅度，ω_o为基准源输入信号的角频率，与正弦交流激励信号的角频率相同，则D/A转换电路7的输出信号为-D·2^-N·U_Rsinω₀t，其中，N表示D/A转换芯片的位数。D/A转换电路7的输出信号作为反馈信号与交流测量电桥的输入端相连。交流测量电桥1的等效阻抗为

当交流测量电桥1的交流激励信号为U_B＝2U_msinω₀t时，交流测量电桥1的输出电压为

交流测量电桥1的输出电压U_S经放大电路2的放大，输入给相敏检波电路3。

相敏检波电路3可以由模拟开关电路构成，其开关控制信号为方波信号，该方波信号的周期为

该方波信号的频率(周期的倒数)与交流测量电桥1的交流激励驱动电源的频率相同。

相敏检波电路3对输入信号

的处理可以表示为

其中，U_A表示输入给相敏检波电路的正弦波信号幅度，即交流测量电桥1的输出电压Us经放大电路2输出的正弦波信号幅度，相角

指相敏检波电路的输入信号与参考信号之间的相位差。此时相敏检波电路的传输系数(或者检波增益)为

即输出信号随相位差的余弦而变化，当相位差为0时，该电路的传输系数为

若放大电路的增益为k_A，前馈积分电路6的传递函数设计为

其中，s表示复变量，a和b表示前馈积分电路的系数。相敏检波电路的增益为k_D，相敏检波电路产生的误差信号表示为e_M，A/D转换电路的误差信号表示为e_Q，则图2电路输出的数字量2^-ND对交流电桥测量量

的传递函数为

式(1)中s为复变量，该式表明，图2所示内嵌有相敏检波和增量-总和调制的闭环交流电桥测量电路对交流电桥测量量呈现低通滤波的特性，通带增益为

图2电路输出的数字量2^-ND对相敏检波电路误差信号e_M的传递函数为

由式(2)可知，该内嵌有相敏检波和增量-总和调制电路的闭环交流电桥测量电路对相敏检波误差信号也呈现低通滤波的特性，但通带增益不同，对交流电桥测量量

的通带增益为

对相敏检波电路误差信号e_M的通带增益为

比前者小得多，一般情况下，放大倍数k_A和正弦交流激励信号的幅度U_m远大于1，k_D为

可见，该内嵌有相敏检波和增量-总和调制的闭环交流电桥测量电路对相敏检波的误差信号有很好的抑制作用。

图2电路输出的数字量2^-ND对A/D转换电路误差信号e_Q的传递函数为

式(3)可知，图2所示内嵌有相敏检波和增量-总和调制的闭环交流测量电路对A/D转换电路误差(包括量化噪声)呈现高通滤波的特性。由于我们关心的地球物理信号集中在低频段，故该电路对位于低频段的信号通带内的A/D转换电路误差有很好的抑制作用；对于信号通带外的A/D转换电路误差，可以通过数字低通抽取滤波器滤除。这一结论符合增量-总和(Δ-Σ)调制器理论，故图2所示电路可以使用位数比较低的A/D转换电路和D/A转换电路获得比较高的分辨力。

从上述推理可知，本实用新型可以通过合理设计反馈环路参数，采用较高的放大电路增益和正弦交流激励信号的幅度，有效抑制相敏检波电路的解调误差和解调噪声，同时有效抑制信号通带内的量化噪声，从而允许使用较低位数的ADC和DAC芯片，获得高分辨力的数字化测量结果。

在该测量电路中，增量-总和调制电路的采样频率远高于被测量信号，至少为被测量信号最高频率的二十倍。当前馈积分电路是二阶、传递函数为

时，参数的选取需要满足以下条件：⑴

其中f_s是采样频率；⑵

的取值在0.3-2.0之间，这里，a和b是前馈积分电路的系数，k_A是放大电路增益，k_D是相敏检波电路的检波增益，U_R是D/A转换电路的基准源输入信号的幅度，V_REF是A/D转换电路的基准源电压。当前馈积分电路是三阶、传递函数为

时，参数的选取需满足如下条件：⑴

其中f_s是采样频率；⑵

的取值在2.74-17.58之间；⑶

的取值在2.74-17.58之间，这里，a、b、c是前馈积分电路的系数。

当参数为k_A＝10，

U_m＝50V，V_REF＝10V，U_R＝20V，a＝69.79，b＝31006.28时，根据式(1)、(2)和(3)，可得该测量电路对输入交流电桥测量量、相敏检波电路误差信号和A/D转换电路误差信号的幅度响应曲线，如图3中的实线、虚线和点划线所示。由图可以看出，该测量电路对交流电桥测量量和相敏检波电路误差信号均呈现低通滤波的特性，但后者的通带增益明显低于前者的，表明该电路对相敏检波电路误差信号有较好的抑制作用。该测量电路对A/D转换电路误差信号呈现高通滤波的特性，由于我们关心的地球物理信号集中在低频段，故该电路对位于低频段的信号通带内的A/D转换电路误差有很好的抑制作用。

实施例1和实施例2

图4和图5为本实用新型应用于差动式电容微位移传感器中实现高精度测量实施例电路原理图。差动式电容传感器是将被测物理量转换成为电容量变化的一种转换装置，被广泛应用于位移、应变、角度、振动、速度、压力等方面的测量。

如图4、图5所示，应用于差动式电容传感器中的闭环交流电桥测量电路中的交流测量电桥由三个平行电容极板P₁、P₂、P₃和激励变压器T构成。交流测量电桥、放大电路、相敏检波电路、前馈积分电路、A/D转换电路和D/A转换电路构成闭环反馈环路。当交流测量电桥位于反馈闭环内时，D/A转换电路输出的反馈信号直接与交流测量电桥激励变压器T次级绕组的中心抽头相连；当交流测量电桥位于反馈闭环外时，D/A转换电路输出的反馈信号与交流测量电桥输出的测量信号叠加后，输入至放大电路输入端。

差动式电容传感器中心电容极板P₂的输出信号经过放大电路、相敏检波电路、前馈积分电路和A/D转换电路后的数字信号分为两路，一路经数字抽取滤波器形成数字信号输出，另一路经D/A转换电路生成反馈信号，反馈信号接入到激励信号变压器T次级绕组中心抽头处，或与交流测量电桥输出的测量信号叠加后输入至放大电路的输入端。同时，激励信号变压器T另一个次级绕组为D/A转换电路和相敏检波电路提供参考信号。

如图4所示，当交流测量电桥置于反馈环内时，激励信号变压器T次级绕组两端的电压为U_B＝2U_msinω₀t，反馈环路上的数字模拟转换电路D/A的基准源输入信号为U_Rsinω₀t，数字输入量为D，模拟输出信号为-D·2^-N·U_Rsinω₀t时，则加在差动电容两侧极板P₁、P₃上的电压分别为(U_msinω₀t-D·2^-N·U_Rsinω₀t)和(-U_msinω₀t-D·2^-N·U_Rsinω₀t)，差动电容中心极板P₂的输出电压为

式中C₁和C₂表示两个差动电容的电容量，ω₀为交流激励信号角频率。若差动电容为变间距位移测量平板电容器时，记平板间距为d，位移变化为Δd，则

当交流测量电桥置于反馈环外时，如图5所示，交流测量电桥的输出电压为

差动式电容传感器中心电容极板P₂输出的信号与放大电路的输入端相连，经过放大、相敏检波、积分和A/D转换后的数字信号分为两路，一路经数字抽取滤波器形成输出数字信号输出，另一路经D/A转换电路生成反馈信号，反馈信号与中心电容极板P2输出的信号叠加后输入放大电路。

当相敏检波电路采用模拟开关电路实现时，其开关控制信号为方波信号，该方波信号的频率与交流测量电桥交流激励信号源频率相同。相敏检波电路对输入信号

的处理可以表示为

其中U_A表示输入给相敏检波电路的正弦波信号幅度，相角

指相敏检波电路的输入信号与参考信号的相位差。此时相敏检波电路的传输系数(或者检波增益)为

即输出信号随相位差的余弦而变化，当相位差为0时，该电路的传输系数为

前馈积分电路6、A/D转换电路4和D/A转换电路7构成增量-总和调制电路，该电路采用较高的采样频率，将相敏检波电路输出的模拟信号转换为速率高的比特数据流。反馈环外的数字滤波器为低通抽取滤波器，用于滤除A/D转换电路的量化误差并降低采样率，获得高分辨测量数据。

当放大电路的增益为k_A，前馈积分电路6的传递函数设计为

相敏检波电路的增益为k_D，相敏检波电路产生的解调误差信号表示为e_M，A/D转换电路的量化误差表示为e_Q，则图4、图5电路输出的数字量(2^-ND)对交流电桥测量量

的传递函数为：

式(5)表明，该应用于差动式电容传感器中的闭环交流电桥测量电路对交流电桥测量量呈现低通滤波的特征，通带增益为

图4、图5电路输出的数字量(2^-ND)对相敏检波电路解调误差信号e_M的传递函数为

由式(6)可知，该应用于差动式电容传感器中的闭环交流电桥测量电路对相敏检波误差信号同样呈现低通滤波的特性，但通带增益不同，对交流电桥测量量的通带增益为

对相敏检波电路误差信号的通带增益为

比前者小得多，仅为前者的

一般情况下，放大倍数k_A和正弦交流激励信号得幅度U_m远大于1，k_D为

可见，该内嵌有相敏检波和增量-总和调制的闭环交流电桥测量电路对相敏检波的误差信号有很好的抑制作用。

图4、图5电路输出数字量(2^-ND)对ADC转换电路误差信号e_Q的传递函数为

由式(7)可知，该应用于差动式电容传感器中的闭环交流电桥测量电路对A/D转换电路误差信号呈现高通滤波的特性。通过图4、图5所示数字滤波器实现采样率变换和低通滤波，可滤除高频段的A/D转换电路误差噪声信号，也就是说，图4、图5所示电路能够抑制信号通带内的A/D转换电路误差(包括量化误差)，从而得到高分辨率的测量数据。这一结论符合增量-总和(Δ-Σ)调制器理论，故图4、图5所示电路可以使用位数比较低的A/D和D/A芯片获得比较高的分辨力。

实施例3

图6为本实用新型应用于差动变压器微位移传感器中实现高精度测量实施例电路原理图。差动变压器微位移传感器是把被测的非电量转换为传感器线圈的互感系数变化的一种传感器，它是根据变压器的基本原理制成的，在应力、振动、转矩、流量等测量中具有重要的应用。图6所示实施例是在反馈环内嵌入相敏检波电路和增量-总和调制电路的变隙式差动变压器测量电路。

图6中的W_1a、W_2a分别为差动变压器两铁芯A、B初级线圈匝数，W_1b、W_2b为差动变压器两铁芯A、B次级线圈匝数，实际情况下通常W_1a＝W_2a，W_1b＝W_2b。差动变压器两个初级绕组的同名端顺向串联，两个次级绕组的同名端则反向串联，形成差动输出。当一次侧线圈接入激励电压U_B＝2U_msinω₀t后，二次侧线圈将产生感应电压输出。当被测体没有位移，衔铁处于初始平衡位置时，它与两个铁芯的间隙相等，两个次级绕组的互感电势相等，差动变压器输出电压为零。衔铁处于平衡位置时它与两个铁芯的间距记为d₀。当被测体有位移，与被测体相连的衔铁的位置将发生变化，两次级绕组的互感电势不再相等，差动变压器的输出不为零。假设衔铁向下移动了Δd的距离，则差动变压器的输出为

该输出电压的大小与衔铁的位移大小成正比，相位也与衔铁移动方向有关。

差动变压器铁芯B的另一次级绕组为D/A转换电路和相敏检波电路提供参考源。差动变压器二次侧线圈产生的输出信号U_S与放大电路的一个输入端相连，经放大电路、相敏电路、前馈积分电路和A/D转换电路，A/D转换电路输出的数字信号分为两路，一路经数字滤波器实现采样率变换和低通滤波后，得到输出的数字信号，另一路经D/A转换电路生成反馈电压信号与放大电路的输入端相连，构成反馈闭合电路。内嵌在闭环交流测量电路中的前馈积分电路、A/D转换电路和D/A转换电路构成增量-总和调制电路。

相敏检波电路采用模拟开关电路，开关控制信号是与差动变压器交流激励信号源同频率的方波信号。相敏检波电路对输入信号

的处理可以表示为

其中U_A表示输入给相敏检波电路的正弦波信号幅度，相角

指相敏检波电路的输入信号与参考信号之间的相位差。此时相敏检波电路的传输系数(或者检波增益)为

即输出信号随相位差的余弦而变化，当相位差为0时，该电路的传输系数为

D/A转换电路的基准源输入信号为U_Rsinω₀t，数字输入量为D，则D/A转换电路的输出信号为-D·2^-N·U_Rsinω₀t，它与差动变压器的输出一起输入至放大电路。

当放大电路的增益为k_A，前馈积分电路的传递函数设计为

相敏检波电路的增益为k_D，相敏检波电路产生的解调误差信号表示为e_M，A/D转换电路的量化误差表示为e_Q，根据图6可得，输出的数字量(2^-ND)对差动变压器测量量

的传递函数为：

由式(8)可知，该应用于差动变压器式位移传感器的闭环交流电桥测量电路对差动变压器测量量呈现低通滤波的特征，通带增益为

图6电路输出数字量(2^-ND)对相敏检波电路的解调误差e_M的传递函数为

由式(9)可知，该应用于差动变压器式位移传感器的闭环交流电桥测量电路对相敏检波误差信号同样呈现低通滤波的特性，但通带增益不同，对交流电桥测量量的通带增益为

对相敏检波电路误差信号的通带增益为

比前者小。一般情况下，放大倍数k_A和正弦交流激励信号得幅度U_m远大于1，k_D为

可见，该内嵌有相敏检波和增量-总和调制的闭环交流电桥测量电路对相敏检波的误差信号有很好的抑制作用。

图6电路输出数字量(2^-ND)对A/D转换电路误差信号e_Q的传递函数为

由式(10)可知，该应用于差动变压器式位移传感器的闭环交流电桥测量电路对A/D转换电路误差信号呈现高通滤波的特性。通过图6所示数字滤波器实现采样率变换和低通滤波，可滤除高频段的A/D转换电路误差噪声信号，也就是说，图6所示电路能够抑制信号通带内的A/D转换电路误差(包括量化误差)，从而得到高分辨率的测量数据。这一结论符合增量-总和(Δ-Σ)调制器理论，故图6所示电路可以使用位数比较低的A/D和D/A芯片获得比较高的分辨力。

实施例4

图7为本实用新型应用于测温传感器中实现高精度测量实施例电路原理图，即在反馈环内嵌入相敏检波和增量-总和调制的交流测温电桥测量电路。

图7所示交流电桥测温电路中，交流测温电桥由电阻R₁、R₂、R₃和R_T组成，其中，R₁、R₂和R₃是阻值固定的低温漂精密电阻，R_T是该电桥的感温元件，可以是铂电阻或者热敏电阻。当R₁R_T＝R₂R₃，交流电桥处于平衡状态，其输出为零。当感温元件所测的温度改变时，其阻值会发生变化，将引起电桥两端的不平衡电压输出。当测量电桥激励信号为U_B＝2U_msinω₀t时，该交流测温电桥的输出为

交流测温电桥的输出经放大电路、相敏检波、前馈积分电路和A/D转换电路处理后，A/D转换后信号分为两路，一路经D/A转换电路生成反馈电压信号，和测温电桥的输出相加后送给放大电路；另一路经数字滤波器实现采样率变换和低通滤波后，得到输出的数字信号。反馈环路里的积分器、A/D转换电路和D/A转换电路构成增量-总和调制电路，其中，D/A转换电路的基准源输入信号为U_Rsinω₀t，数字输入量为D，输出电压为-D·2^-N·U_Rsinω₀t。

相敏检波电路采用模拟开关电路，开关控制信号是与交流测温电桥的交流激励信号源同频率的方波信号。相敏检波电路对输入信号

的处理可以表示为

其中U_A表示输入给相敏检波电路的正弦波信号幅度，即交流测温电桥的输出Us经放大电路后的正弦波信号幅度，相角

指相敏检波电路的输入信号与参考信号之间的相位差。此时相敏检波电路的传输系数(或者检波增益)为

即输出信号随相位差的余弦而变化，当相位差为0时，该电路的传输系数为

当放大电路的增益为k_A，前馈积分电路的传递函数设计为

相敏检波电路的增益为k_D，相敏检波电路产生的解调误差信号表示为e_M，ADC的量化误差表示为e_Q，根据图7，可得输出数字量(2^-ND)对交流测温电桥测量量

的传递函数为：

由式(11)可知，该在反馈环内嵌入相敏检波和增量-总和调制的交流测温电桥测量电路对交流测温电桥测量量呈现低通滤波的特征，通带增益为

图7电路输出数字量(2^-ND)对相敏检波电路的解调误差e_M的传递函数为：

由式(12)可知，该在反馈环内嵌入相敏检波和增量-总和调制的交流测温电桥测量电路对相敏检波误差信号同样呈现低通滤波的特性，但通带增益不同，对交流电桥测量量的通带增益为

对相敏检波电路误差信号的通带增益为

比前者小。一般情况下，放大倍数k_A和正弦交流激励信号得幅度U_m远大于1，k_D为

可见，该内嵌有相敏检波和增量-总和调制的闭环交流电桥测量电路对相敏检波的误差信号有很好的抑制作用。

图7电路输出数字量(2^-ND)对ADC转换电路误差信号e_Q的传递函数为

由式(13)可知，该在反馈环内嵌入相敏检波和增量-总和调制的交流测温电桥测量电路对ADC转换电路误差信号呈现高通滤波的特性。说明图7所示电路能够抑制信号通带内的A/D转换电路的误差信号，包括量化误差在内。这一结论符合增量-总和(Δ-Σ)调制器理论，故图7所示电路可以使用位数比较低的A/D和D/A芯片获得比较高的分辨力。

上述示例中，相敏检波电路采用模拟开关电路设计，相敏检波电路也可以采用如图9所示的基于模拟乘法器的方法设计。当相敏检波电路采用模拟乘法器设计时，参考信号是与交流测温电桥的交流激励信号源同频率的正弦波信号，如图8所示。设输送给相敏检波电路的输入信号为

其中U_A表示输入给相敏检波电路的正弦波信号幅度，即交流测温电桥的输出Us经放大电路后的正弦波信号幅度，相角

指相敏检波电路的输入信号信号与参考信号之间的相位差。设输送相敏检波电路的参考信号为U_Jsinω₀t，U_J为参考信号的幅度，则图8中乘法器的输出为

经低通滤波器后，式(14)中的第二项高频成分被滤掉，剩下第一项

当

为0时，第一项的值为

记基于模拟乘法器的相敏检波滤波器的传输系数(检波增益)为k_D2

由前面分析可知，由基于模拟开关的相敏检波电路的传输系数为

二者仅相差一个系数，当

时，二者相同。

从上述本实用新型公开的反馈环内嵌有相敏检波电路和增量-总和调制电路的交流电桥测量电路在差动式电容传感器、差动变压器式传感器和交流测温传感器中的具体实施例分析可以看出，本实用新型闭环交流电桥测量电路对交流电桥测量量和相敏检波误差信号均呈现低通滤波特性，但通带增益不同，对交流电桥测量量的通带增益为

对相敏检波误差信号的通带增益为

比前者小得多，仅为前者的

可见，本闭环交流电桥测量电路可以有效抑制相敏检波电路产生的解调误差信号。本实用新型闭环交流电桥测量电路对A/D转换电路误差信号呈现高通滤波的特性，因为我们需要观测的物理量的频率都很低，故该电路对位于低频段的信号通带内的A/D转换电路误差有很好的抑制作用。对于信号通带外的A/D转换电路的误差，可以利用反馈环外的数字低通抽取滤波器滤除。

针对交流电桥数字化测量领域，本实用新型提出的将交流测量电桥、相敏检波电路和增量-总和调制电路进行整合，构成的负反馈闭环电路，不仅可有效抑制相敏检波电路的解调误差和解调噪声，降低信号通带内的噪声水平，还可以有效抑制A/D转换电路引入的量化误差，允许以较低位数的A/D和D/A芯片实现高分辨率的模拟/数字转换和数据采集，将交流电桥测量量的微小变化转换为高质量的数字信号输出，从而使系统具有更高的信噪比、更大的动态范围和更强的抗干扰能力。

以上所述是本实用新型的较佳实施例及其所运用的技术原理，对于本领域的技术人员来说，在不背离本实用新型的精神和范围的情况下，任何基于本实用新型技术方案基础上的等效变换、简单替换等显而易见的改变，均属于本实用新型保护范围之内。

Claims (8)

1.一种交流电桥测量电路，它包括交流测量电桥、放大电路、相敏检波电路、A/D转换电路，其特征在于：它还包括增量-总和调制电路和数字抽取滤波电路；

所述增量-总和调制电路由彼此串联的前馈积分电路、所述A/D转换电路和D/A转换电路构成；

所述交流测量电桥、放大电路、相敏检波电路和增量-总和调制电路串联构成负反馈闭环回路；所述交流测量电桥输出的测量值经所述放大电路、相敏检波电路、前馈积分电路、A/D转换电路处理后，所述A/D转换电路输出的数字信号分为两路，一路经所述数字抽取滤波电路输出；另一路经构成所述增量-总和调制电路的D/A转换电路生成反馈信号，反馈至所述交流测量电桥的测量信号输入端或反馈至所述放大电路的输入端。

2.根据权利要求1所述的交流电桥测量电路，其特征在于：所述增量-总和调制电路的采样频率至少为被测量信号最高频率的二十倍；

所述前馈积分电路为二阶积分电路，其传递函数为

时，需要满足

的取值在0.3-2.0之间；

所述前馈积分电路为三阶积分电路，其传递函数为

时，需满足如下条件：(1)

(2)

的取值在2.74-17.58之间；(3)

的取值在2.74-17.58之间；

其中：s表示复变量，f_s是采样频率，a、b和c是前馈积分电路的系数，k_A是放大电路增益，k_D是相敏检波电路的检波增益，U_R是D/A转换电路的基准源输入信号的幅度，V_REF是A/D转换电路的基准源电压。

3.根据权利要求2所述的交流电桥测量电路，其特征在于：所述相敏检波电路为基于模拟开关设计的电路，其开关控制信号为方波信号，与所述交流测量电桥的交流激励信号源同频率；

所述D/A转换电路的基准源使用与所述交流测量电桥的交流激励信号源同频率同相位的交流信号。

4.根据权利要求2所述的交流电桥测量电路，其特征在于：所述相敏检波电路为基于模拟乘法器设计的电路，其参考信号为与所述交流测量电桥的交流激励信号源同频率的正弦波信号；

所述D/A转换电路的基准源使用与所述交流测量电桥的交流激励信号源同频率同相位的交流信号。

5.根据权利要求3或4所述的交流电桥测量电路，其特征在于：所述数字抽取滤波电路选用低通抽取滤波器，用于滤除所述A/D转换电路的量化误差并降低采样率，获得高分辨测量数据。

6.根据权利要求5所述的交流电桥测量电路，其特征在于：当所述交流测量电桥置于反馈环外时，所述交流测量电桥输出的信号和所述D/A转换电路产生的反馈信号叠加运算后，输入至所述放大电路。

7.根据权利要求6所述的交流电桥测量电路，其特征在于：所述交流测量电桥由三个平行设置的电容极板和激励变压器构成；两侧电容极板分别与激励变压器次级绕组的两端相连，中间电容极板与所述放大电路的信号输入端相连。

8.根据权利要求6所述的交流电桥测量电路，其特征在于：所述交流测量电桥为一差动变压器；差动变压器的两个初级绕组的同名端顺向串联，两个次级绕组的同名端反向串联，形成差动输出；

差动变压器初级线圈接交流激励信号源，次级线圈产生的感应信号输出送至所述放大电路的输入端。

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