CN213461549U - 电源转换电路和开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种电源转换电路和开关电源装置，电源转换电路包括自激振荡电路、变压器、输出电路和反馈调节电路，自激振荡电路连接变压器的初级绕组，输出电路连接变压器的次级绕组，反馈调节电路连接输出电路和自激振荡电路；自激振荡电路用于根据接收的外部直流电进行自激振荡；变压器根据自激振荡电路的自激振荡生成感应电动势；输出电路根据感应电动势输出电压；反馈调节电路用于在输出电路输出的电压大于设定值时控制自激振荡电路停止自激振荡。利用自激振荡电路进行自激振荡进行电源转换，无需采用DC‑DC控制芯片，简化了电路，有效降低了电路成本。

Description

电源转换电路和开关电源装置

技术领域

本申请涉及供电控制技术领域，特别是涉及一种电源转换电路和开关电源装置。

背景技术

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源被广泛应用在各种电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。在实际控制器设计中，基于芯片以及不同电路模块的供电电压不同，需要使用电压转换电路将开关电源输出的电压，转换成其他电路模块需求的工作电压值，以维持控制器各个模块的正常运作。

传统的电压转换电路是通过DC-DC(直流-直流)控制芯片控制变压器初级侧的通断，从而使变压器次级侧输出所需要的电压。采用包含DC-DC控制芯片的电压转换电路分别输出不同电压，会增大电路成本。

实用新型内容

基于此，有必要针对传统的电压转换电路会增大电路成本的问题，提供一种电源转换电路和开关电源装置，能够达到有效降低电路成本的技术效果。

一种电源转换电路，包括自激振荡电路、变压器、输出电路和反馈调节电路，所述自激振荡电路连接所述变压器的初级绕组，所述输出电路连接所述变压器的次级绕组，所述反馈调节电路连接所述输出电路和所述自激振荡电路；

所述自激振荡电路用于根据接收的外部直流电进行自激振荡；所述变压器根据所述自激振荡电路的自激振荡生成感应电动势；所述输出电路根据所述感应电动势输出电压；所述反馈调节电路用于在所述输出电路输出的电压大于设定值时控制所述自激振荡电路停止自激振荡。

在其中一个实施例中，所述自激振荡电路包括振荡电路和开关电路，所述变压器的初级绕组包括第一初级绕组和第二初级绕组，所述振荡电路连接所述第一初级绕组的第一端和所述第二初级绕组的第一端，所述第一初级绕组的第二端接地，所述开关电路连接所述第二初级绕组的第二端和所述反馈调节电路；其中，所述第一初级绕组的第一端与所述第二初级绕组的第二端为同名端。

在其中一个实施例中，所述振荡电路包括开关管Q2、二极管D1和电容C2，所述开关管Q2的输入端连接电源接入端，所述开关管Q2的输出端连接所述第一初级绕组的第一端，所述开关管Q2的控制端连接所述第二初级绕组的第一端，并通过所述电容C2连接所述开关管Q2的输入端，所述第二初级绕组的第二端连接所述开关电路；所述二极管D1的阴极连接所述开关管Q2的输入端，所述二极管D1的阳极连接所述开关管Q2的输出端。

在其中一个实施例中，所述开关电路包括开关管Q3、电阻R3和电阻R4，所述开关管Q3的输入端通过所述电阻R3连接所述第二初级绕组的第二端，所述开关管Q3的输出端接地，所述开关管Q3的控制端连接所述反馈调节电路，并通过所述电阻R4接地。

在其中一个实施例中，所述开关管Q2、所述开关管Q3为三极管，和/或所述二极管D1为稳压二极管。

在其中一个实施例中，所述反馈调节电路包括可控精密稳压源、电阻R1、电阻R2、电阻R5、电阻R6和电容C5；

所述电阻R1和所述电阻R2串联，所述电阻R1的另一端连接电源接入端，所述电阻R2的另一端连接所述可控精密稳压源的负极和所述开关电路；所述电阻R5和所述电阻R6串联且公共端连接所述可控精密稳压源的控制极，所述电阻R6的另一端连接所述输出电路，所述电阻R5的另一端接地，所述可控精密稳压源的正极接地；所述电容C5的一端连接所述可控精密稳压源的控制极，所述电容C5的另一端接地。

在其中一个实施例中，所述可控精密稳压源为TL431芯片。

在其中一个实施例中，所述输出电路包括二极管D2、电容C3和电容C4，所述二极管D2的阳极连接所述次级绕组的第一端，所述次级绕组的第二端接地，所述二极管D2的阴极连接电压输出端和所述反馈调节电路，所述电容C3和所述电容C4均一端连接所述二极管D2的阴极，另一端接地；其中，所述第一初级绕组的第一端和所述次级绕组的第二端为同名端。

在其中一个实施例中，所述二极管D2为快恢复二极管。

一种开关电源装置，包括上述的电源转换电路。

上述电源转换电路和开关电源装置，自激振荡电路根据接收的外部直流电进行自激振荡，经变压器能量转换后通过输出电路输出电压，并结合反馈调节电路调节以使输出电压恒定。利用自激振荡电路进行自激振荡进行电源转换，无需采用DC-DC控制芯片，简化了电路，有效降低了电路成本。

附图说明

图1为一实施例中电源转换电路的结构框图；

图2为一实施例中电源转换电路的原理图。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。

需要说明的是，当一个元件被认为是“连接”另一个元件时，它可以是直接连接到另一个元件，或者通过居中元件连接另一个元件。以下实施例中的“连接”，如果被连接的电路、模块、单元等相互之间具有电信号或数据的传递，则应理解为“电连接”、“通信连接”等。

在此使用时，单数形式的“一”、“一个”和“所述/该”也可以包括复数形式，除非上下文清楚指出另外的方式。还应当理解的是，术语“包括/包含”或“具有”等指定所陈述的特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的存在，但是不排除存在或添加一个或更多个其他特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的可能性。同时，在本说明书中使用的术语包括相关所列项目的任何及所有组合。

在开关电源电路中，基于成本以及效率问题考虑，一个开关电源往往涉及输出1～2路电压输出，传统的电压转换电路是通过DC-DC控制芯片控制变压器初级侧的通断，从而使变压器次级侧输出所需要的电压。然而在实际控制器设计中，基于芯片以及不同电路模块的供电电压不同，需要使用不同的电压转换电路，将开关电源输出的电压转换成其他电路模块需求的工作电压值，以维持控制器各个模块的正常运作。采用包含DC-DC控制芯片的电压转换电路分别输出不同电压，会增大电路成本。

基于此，本申请通过三极管自激振荡原理，设计了一种自激式的DC-DC电源转换电路，工作时利用三极管的饱和导通与截止关断状态的交替转换使得电路能够自激振荡，极大简化了DC-DC电源转换电路，减少了集成芯片，降低了电路系统设计成本。

在一个实施例中，如图1所示，提供了一种电源转换电路，包括自激振荡电路110、变压器T1、输出电路120和反馈调节电路130，自激振荡电路110连接变压器T1的初级绕组，输出电路120连接变压器T1的次级绕组，反馈调节电路130连接输出电路120和自激振荡电路110。自激振荡电路110用于根据接收的外部直流电进行自激振荡；变压器T1根据自激振荡电路的自激振荡生成感应电动势；输出电路120根据感应电动势输出电压；反馈调节电路130用于在输出电路120输出的电压大于设定值时控制自激振荡电路110停止自激振荡。

具体地，自激振荡电路110接收外部直流电，通过控制内部开关管的饱和导通与截止关断状态的交替转换，使得电路进行周期性的自激振荡产生开关脉冲，并通过变压器T1进行能量转换后由输出电路120输出电压，反馈调节电路130根据采样得到的电压数据反馈调节输出电路120的输出电压，将输出电压调控在目标电压值。其中，目标电压值的取值并不唯一，可根据需要供电的芯片或电路模块来调整。具体地，可通过调节反馈调节电路130内部电阻阻值来改变内部比阈值，从而调整输出电压的目标电压值。

上述电源转换电路，自激振荡电路110根据接收的外部直流电进行自激振荡，经变压器T1能量转换后通过输出电路120输出电压，并结合反馈调节电路130调节以使输出电压恒定。利用自激振荡电路110进行自激振荡进行电源转换，无需采用DC-DC控制芯片，简化了电路，有效降低了电路成本。

在一个实施例中，如图2所示，自激振荡电路110包括振荡电路112和开关电路114，变压器T1的初级绕组包括第一初级绕组和第二初级绕组，振荡电路112连接第一初级绕组的第一端1和第二初级绕组的第一端2，第一初级绕组的第二端5接地，开关电路114连接第二初级绕组的第二端4和反馈调节电路130；其中，第一初级绕组的第一端1与第二初级绕组的第二端4为同名端。

具体地，通过将振荡电路112和开关电路114分别连接变压器T1的第一初级绕组和第二初级绕组，在开关电路114导通时，第一初级绕组和第二初级绕组组产生的感应电动势使得振荡电路112内部开关管在饱和导通与截止关断状态之间交替转换，电路进行周期性的自激振荡从而使得输出电路120输出电压。反馈调节电路130实时对输出电压进行检测，当检测到的电压升高超过内部基准值之后，反馈调节电路130控制开关电路114断开，自激振荡停止，输出电压回落；当输出电压低于内部基准值时反馈调节电路130再次控制开关电路114导通，自激振荡正常工作，通过如此反复调节使得输出电压维持在目标电压值。

此外，电源转换电路还可包括电容C1，电容C1的一端连接电源接入端，另一端接地。

可以理解，振荡电路112和开关电路114的具体结构也并不是唯一的，在一个实施例中，继续参照图2，振荡电路112包括开关管Q2、二极管D1和电容C2，开关管Q2的输入端连接电源接入端，开关管Q2的输出端连接第一初级绕组的第一端1，开关管Q2的控制端连接第二初级绕组的第一端2，并通过电容C2连接开关管Q2的输入端，第二初级绕组的第二端4连接开关电路114；二极管D1的阴极连接开关管Q2的输入端，二极管D1的阳极连接开关管Q2的输出端。其中，开关管Q2可以是三极管或MOS管，本实施例中，开关管Q2采用PNP型三极管，基极作为控制端，发射极作为输入端，集电极作为输出端。进一步地，二极管D1为稳压二极管。

在一个实施例中，开关电路124包括开关管Q3、电阻R3和电阻R4，开关管Q3的输入端通过电阻R3连接第二初级绕组的第二端4，开关管Q3的输出端接地，开关管Q3的控制端连接反馈调节电路130，并通过电阻R4接地。其中，开关管Q3同样可选择三极管或MOS管，本实施例中，开关管Q3为NPN型三极管，基极作为控制端，集电极作为输入端，发射极作为输出端。

在一个实施例中，输出电路120包括二极管D2、电容C3和电容C4，二极管D2的阳极连接次级绕组的第一端10，次级绕组的第二端6接地，二极管D2的阴极连接电压输出端和反馈调节电路130，电容C3和电容C4均一端连接二极管D2的阴极，另一端接地；其中，第一初级绕组的第一端1和次级绕组的第二端6为同名端。进一步地，二极管D2为快恢复二极管。

在一个实施例中，继续参照图2，反馈调节电路130包括可控精密稳压源Q1、电阻R1、电阻R2、电阻R5、电阻R6和电容C5；电阻R1和电阻R2串联，电阻R1的另一端连接电源接入端，电阻R2的另一端连接可控精密稳压源Q1的负极和开关电路114,具体连接开关管Q3的控制端。电阻R5和电阻R6串联且公共端连接可控精密稳压源Q1的控制极，电阻R6的另一端连接输出电路120，具体连接二极管D2的阴极，电阻R5的另一端接地，可控精密稳压源Q1的正极接地；电容C5的一端连接可控精密稳压源Q1的控制极，电容C5的另一端接地。其中，可控精密稳压源Q具体可采用TL431芯片。

在一个实施例中，还提供了一种开关电源装置，包括上述的电源转换电路。进一步地，开关电源装置还可包括开关电源电路，电源转换电路连接开关电源电路。其中，电源转换电路的数量可以是一个或多个，当电源转换电路的数量为多个时，可通过调节电路内部电阻阻值使得各电源转换电路的输出电压互不相同。开关电源电路对接入的交流电进行整流滤波后再进行逆变整流处理，得到稳定的直流电输出，各电源转换电路根据开关电源电路输出的直流电进行自激振荡得到不同幅值的输出电压，用作给不同的芯片或电路模块供电。

上述开关电源装置，自激振荡电路110根据接收的外部直流电进行自激振荡，经变压器T1能量转换后通过输出电路120输出电压，并结合反馈调节电路130调节以使输出电压恒定。利用自激振荡电路110进行自激振荡进行电源转换，无需采用DC-DC控制芯片，简化了电路，有效降低了电路成本。

为便于更好地理解上述电源转换电路和开关电源装置，下面结合具体实施例进行详细解释说明。其中，为便于理解，各元件均以具体类型的器件进行说明。

如图2所示，为本申请提供的自激式的DC-DC电源转换电路的整体原理图，其中，Q2、Q3分别采用PNP和NPN型三极管；T1为变压器；Q1采用TL431芯片；D1采用稳压二极管，D2采用快恢复二极管。

稳压二极管D1具有钳位三极管Vce作用，可根据三极管Q2的参数Vce选取合适钳位电压值或者取消。TL431芯片为三端可调分流基准电压源，内部含有一个2.5V的基准电压。当在TL431芯片的控制极REF引入输出反馈时，器件可以通过从阴极K到阳极A很宽范围的分流，控制输出电压。如图2所示的基本接线电路，当电阻R5和电阻R6的阻值确定时，两者对电压U_out的分压引入反馈，若输出电压U_out增大，则反馈量增大，TL431芯片的分流也就增加，从而又导致输出电压Uout下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在电压U_IN等于基准电压处稳定，此时

U_out＝(1+R6/R5)U _ref

选择不同的电阻R5和电阻R6的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R5＝R6时，U_out＝＝5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431芯片工作的必要条件，及通过阴极K的电流要大于1mA。

变压器T1可采用高频变压器，根据输入、输出电压、电流等参数进行设计，变压器在本电路中为实现初次极把能量转换的载体，设计使电路工作时不饱和，同时变压器T1的1脚、4脚、6脚位同名端。可以理解，也可根据实际电路设计更改变压器T1的同名端以及脚位。

三极管自激振荡工作原理：

如图2所示，DC_IN为外接输入电压值，DC_OUT为目标输出电压值。当电路系统接通DC_IN后，由于三极管Q3的基极通过电阻R1、电阻R2上拉至DC_IN，所以三极管Q3处于导通状态。电路工作电流回路如下：

I_in→三极管Q2发射极-基极Ieb→变压器2脚→变压器4脚→电阻I_R3→三极管Q3集电极-发射极Ice→GND。

此时，三极管Q2导通处于放大状态，电流另外回路如下：

I_in→三极管Q2发射极–集电极Iec→变压器1脚→变压器5脚→GND。

此电流回路在变压器T1的1、5脚绕组产生的感应电动势U₁₅在变压器T1的1脚为+，5脚为-。由于4脚与1脚为同名端，所以此时感应电动势U₂₄在变压器T1的2脚为-，4脚为+。此感应电动势U₂₄与三极管Q2的原Ieb方向一致，增大Ieb电流值。此时，三极管Q2工作在放大区，Ieb的增大将加速Iec增大，三极管Q2快速奔向饱和区。

当三极管Q2接近饱和区后，三极管Q2的Iec增速减缓，感应电动势U₂₄开始减小，从而导致三极管Q2的Ieb增速减缓，三极管Q2重新回到放大区。变压器T1的感应电动势开始反向：U₁₅的1脚为-，5脚为+。U₂₄的2脚为+，4脚为-。U₂₄使得三极管Q2的Iec随着Ieb减小而减小。当Ieb减小到Ueb＜0.7。三极管Q2截止，U₁₅达到最大值。直到Iec＝0时，下一个振荡周期开始。

在三极管Q2接近饱和区后，感应电动势开始反向。此时，U₁₅的1脚为-，5脚为+。变压器T1的次级绕组中，10脚与5脚为同名端。所以，10脚为+，6脚为-，通过整流二极管D2开始输出电压。

反馈调节电路130为TL431次级反馈电路，次级输出电压通过电阻R5、电阻R6电阻分压，并将分压后的电压值取样引入TL431芯片的基准电压脚REF比较，当输出电压升高时，通过电阻R5、电阻R6分压后的采样电压值随之升高，此时，采样电压值大于TL431芯片内部的基准电压。负极K脚与正极A脚导通，将三极管Q3的基极拉到地，此时，三极管Q3截止，自激振荡停止，输出电压回落。然而，输出电压降低，通过电阻R6、电阻R5采样的电压值随之降低，此时，采样电压小于TL431芯片内部基准电压，负极K脚与正极A脚不导通，三极管Q3导通，自激振荡正常工作。通过反馈电路进行周期反复监控输出，将输出电压调控在目标电压值。同时，可通过调节电阻R6、电阻R5的不同阻值对输出电压进行调节。

上述自激式的DC-DC电源转换电路，工作时利用三极管的饱和导通与截止关断状态的交替转换使得电路能够自激振荡而产生开关脉冲，通过变压器能量转换输出电压，并通过TL431反馈并调节输出电压，极大简化了DC-DC电路，减少了集成芯片，降低了电路系统设计成本，电路简洁、成本低，输出电压稳定可调，且电源转换效率高。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对实用新型专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种电源转换电路，其特征在于，包括自激振荡电路、变压器、输出电路和反馈调节电路，所述自激振荡电路连接所述变压器的初级绕组，所述输出电路连接所述变压器的次级绕组，所述反馈调节电路连接所述输出电路和所述自激振荡电路；

所述自激振荡电路用于根据接收的外部直流电进行自激振荡；所述变压器根据所述自激振荡电路的自激振荡生成感应电动势；所述输出电路根据所述感应电动势输出电压；所述反馈调节电路用于在所述输出电路输出的电压大于设定值时控制所述自激振荡电路停止自激振荡。

2.根据权利要求1所述的电源转换电路，其特征在于，所述自激振荡电路包括振荡电路和开关电路，所述变压器的初级绕组包括第一初级绕组和第二初级绕组，所述振荡电路连接所述第一初级绕组的第一端和所述第二初级绕组的第一端，所述第一初级绕组的第二端接地，所述开关电路连接所述第二初级绕组的第二端和所述反馈调节电路；其中，所述第一初级绕组的第一端与所述第二初级绕组的第二端为同名端。

3.根据权利要求2所述的电源转换电路，其特征在于，所述振荡电路包括开关管Q2、二极管D1和电容C2，所述开关管Q2的输入端连接电源接入端，所述开关管Q2的输出端连接所述第一初级绕组的第一端，所述开关管Q2的控制端连接所述第二初级绕组的第一端，并通过所述电容C2连接所述开关管Q2的输入端，所述第二初级绕组的第二端连接所述开关电路；所述二极管D1的阴极连接所述开关管Q2的输入端，所述二极管D1的阳极连接所述开关管Q2的输出端。

4.根据权利要求3所述的电源转换电路，其特征在于，所述开关电路包括开关管Q3、电阻R3和电阻R4，所述开关管Q3的输入端通过所述电阻R3连接所述第二初级绕组的第二端，所述开关管Q3的输出端接地，所述开关管Q3的控制端连接所述反馈调节电路，并通过所述电阻R4接地。

5.根据权利要求4所述的电源转换电路，其特征在于，所述开关管Q2、所述开关管Q3为三极管，和/或所述二极管D1为稳压二极管。

6.根据权利要求2所述的电源转换电路，其特征在于，所述反馈调节电路包括可控精密稳压源、电阻R1、电阻R2、电阻R5、电阻R6和电容C5；

所述电阻R1和所述电阻R2串联，所述电阻R1的另一端连接电源接入端，所述电阻R2的另一端连接所述可控精密稳压源的负极和所述开关电路；所述电阻R5和所述电阻R6串联且公共端连接所述可控精密稳压源的控制极，所述电阻R6的另一端连接所述输出电路，所述电阻R5的另一端接地，所述可控精密稳压源的正极接地；所述电容C5的一端连接所述可控精密稳压源的控制极，所述电容C5的另一端接地。

7.根据权利要求6所述的电源转换电路，其特征在于，所述可控精密稳压源为TL431芯片。

8.根据权利要求2所述的电源转换电路，其特征在于，所述输出电路包括二极管D2、电容C3和电容C4，所述二极管D2的阳极连接所述次级绕组的第一端，所述次级绕组的第二端接地，所述二极管D2的阴极连接电压输出端和所述反馈调节电路，所述电容C3和所述电容C4均一端连接所述二极管D2的阴极，另一端接地；其中，所述第一初级绕组的第一端和所述次级绕组的第二端为同名端。

9.根据权利要求8所述的电源转换电路，其特征在于，所述二极管D2为快恢复二极管。

10.一种开关电源装置，其特征在于，包括权利要求1-9任意一项所述的电源转换电路。

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