CN211579892U - 一种功率仪器电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种功率仪器电源，包括输入端、输出端、AC‑DC模块、DC‑DC模块、控制模块和人机界面模块，所述输入端、AC‑DC模块、DC‑DC模块依次连接，所述DC‑DC模块的输出端的正极连接到控制模块，DC‑DC模块的负极连接到地再经过一个电阻R11连接到输出端；所述控制模块分别与AC‑DC模块、DC‑DC模块、人机界面模块相连。本功率仪器电源具有输出可以调幅、可以调频的优点。

Description

一种功率仪器电源

技术领域

本实用新型属于电子仪器的技术领域，具体涉及一种功率仪器电源。

背景技术

随着科技工业的发展，在许多技术领域的研究及生产过程中，需要输出带功率的信号发生器。而现在常见的一种方波输出的信号发生器，电压的可调范围小，输出功率低，无法带功率负载，无法满足需求。

因此，根据现有的使用需求，研究设计一款输出电压可调范围很大，输出频率也可调，又能带功率负载的仪器电源具有十分重要的意义。

发明内容

本实用新型的目的在于设计了一个输出可以调幅、可以调频，具有保护功能的功率仪器电源。

为了达到上述实用新型目的，本实用新型采用以下技术方案：

一种功率仪器电源，包括输入端、输出端、AC-DC模块、DC-DC模块、控制模块和人机界面模块，所述输入端、AC-DC模块、DC-DC模块依次连接，所述DC-DC模块的输出端的正极连接到控制模块，DC-DC模块的负极连接到地再经过一个电阻R11连接到输出端；所述控制模块分别与AC-DC模块、DC-DC 模块、人机界面模块相连。

进一步的，所述AC-DC模块包括第一整流模块、开关K21、开关K22、光耦U22、比较器U23、控制器U21，隔直电容C21、变压器T21和电阻R21、电阻R22，所述输入端与第一整流模块连接，开关K21、开关K22串接后两端分别接第一整流模块的两输出端，开关K21、开关K22之间的节点接隔直电容C21 一端，隔直电容C21另一端、开关K22另一端接在变压器T21的原边侧。

更进一步，所述AC-DC模块还包括第二整流模块、电容C22，变压器T21 的副边两端和第二整流模块的输入端相连，第二整流模块的输出端与电容C22 并联，第二整流模块的输出端之间串接电阻R21、电阻R22，电阻R21、电阻 R22之间的节点接比较器U23反向输入端，比较器U23的同相输入端接控制模块产生的REF1信号，比较器U23输出端接光耦U22，光耦U22与控制器U21 连接，控制器U21的两输出端分别与开关K21、开关K22连接。

更进一步，所述第一整流模块或第二整流模块由四个二极管组成，具体的是两个二极管串联成两组，两组并联设置。

进一步的，所述DC-DC模块包括：包括了buck模块、boost模块以及连接两个模块的电感L，所述buck模块与电流输入端连接，所述boost模块设有电流输出端，其特征在于，还包括调制信号产生模块、PWM调制器、所述电流输出端、调制信号产生模块、PWM调制器依次连接；

所述调制信号产生模块输出两个调制信号V_{c_Buck}、V_{c_Boost}；

所述PWM调制器将两个调制信号中的一个或两个同时与一载波信号V_ramp进行比较后，输出占空比控制信号d1或占空比控制信号d2或者同时输出占空比控制信号d1、d2。

更进一步的，所述调制信号产生模块包括误差放大器、电阻Z₁、偏置电压 U_bia,所述电流输出端、误差放大器和电阻Z₁依次连接，所述误差放大器输出端分为两路，一路直接与所述PWM调制器连接，另一路接所述偏置电压U_bia后与所述PWM调制器连接。

更进一步的，所述buck模块包括开关管Q1和开关管Q2,所述开关管Q1漏极接电源输入端VIN，所述开关管Q1栅极与占空比控制信号d1、开关管Q2栅极分别连接，所述开关管Q2的漏极、源极分别接电感、boost模块。

更进一步的，所述boost模块包括开关管Q3和开关管Q4,所述开关管Q4 与所述开关管Q2是同步整流管；

所述开关管Q4源极接电感，所述开关管Q4栅极与占空比控制信号d2、整流管Q3栅极分别连接，所述开关管Q3的源极、漏极分别接电感、buck模块中开关管Q2的源极。

进一步的，还包括Ⅲ型补偿器，所述Ⅲ型补偿器的一个输入端分别接误差放大器的基准电压Vref输入端、所述Ⅲ型补偿器另一个输入端接误差放大器的反馈电压V_FB输入端、电压输出端，所述Ⅲ型补偿器的输出端与所述调制信号端连接。

本实用新型的有益效果为：

1采用本实用新型的变换器，通过双调制-单载波的三模式调制方式，实现变换器工作模式的平滑切换；

2.采用前馈电压模式控制，为了抑制输入电压扰动对输出电压的影响，通过用输入电压构造载波信号方式将输入电压引入到控制环路中；

3.在轻载时，采用跳周期控制模式，以提高变换器的轻载效率；

4.通过设置补偿器，对变换器进行补充，实现变换器的模式平滑切换和稳定工作；

5.通过Buck模式、Buck-Boost模式、Boost模式三模式的切换，模式切换更加平滑可靠，导通损耗更小，变换器可靠性更高，使用寿命也更长。

附图说明

图1(a)是本实用新型的系统框图；

图1(b)是本实用新型的工作波形图；

图2是AC-DC模块的原理图；

图3是DC-DC模块的原理图；

图4是DC-DC模块工作模式切换原理图；

图5(a)是DC-DC模块在Buck工作模式下的仿真波形图；

图5(b)是DC-DC模块在Buck-Boost工作模式下的仿真波形图；

图5(c)是DC-DC模块在Boost工作模式下的仿真波形图；

图6是DC-DC模块的控制框图；

图7是DC-DC模块的Ⅲ型补偿器原理图；

图8(a)是DC-DC模块在Buck工作模式下的建模及仿真伯德图；

图8(b)是DC-DC模块在Boost工作模式下的建模及仿真伯德图；

图9(a)是DC-DC模块在Buck工作模式下输入到输出的闭环传递函数伯德图；

图9(b)是DC-DC模块在Boost工作模式下输入到输出的闭环传递函数伯德图；

图10(a)是DC-DC模块的系统动态图；

图10(b)是DC-DC模块的系统动态图；

图11(a)是DC-DC模块在Buck工作模式下的试验波形图；

图11(b)是DC-DC模块在Buck-Boost工作模式下的试验波形图；

图11(c)是DC-DC模块在Boost工作模式下的试验波形图；

图12是DC-DC模块的负载跳变响应波形图；

图13是控制模块的原理图；

图14是变增益的跟随控制策略。

具体实施方式

下面通过具体实施例对本实用新型的技术方案作进一步描述说明，使得本技术方案更加清楚、明白。

实施例1：

如图1(a)所示，本实施例公开了一种功率仪器电源的原理框图，主要包括输入端、AC-DC模块、DC-DC模块、输出端、控制模块、人机界面模块。

输入模块，连接市电电源线。

AC-DC模块，是交流-直流变换器，它是将交流电变换为直流电。输出电压受控制模块的控制。

DC-DC模块，是直流-直流变换器，它是将直流变换为直流，输出是方波，这种方波也是直流电压，它是在直流电压上叠加了一个交流成份。DC-DC变换器的输出方波电压幅度和频率受控制模块的控制。图3中的Vref是由控制模块中的单片机控制。如果Vref是方波，那么DC-DC模块输出的也是方波。

控制模块，是单片机电路，和AC-DC模块相连，控制AC-DC模块的输出。和DC-DC模块相连，控制DC-DC的输出和频率。和人机界面相连，进行人机交互。

图1(b)是本实用新型的输入波形和输出波形图，由图所见，VIN是输入电压，是交流电。VO是本实用新型的输出波形图，输出电压幅度和频率是可变的方波信号。

实施例2:

如图2所示，是AC-DC变换器的原理图。该电路采用半桥拓扑，该电路的工作原理如下：

D21～D24对输入交流电进行整流。整流后的直流电经过K21、K22开关高频切换，经过隔直电容C21和变压器T21的原边变换，在变压器T21的副边产生高频电压，该高频电压经过D25、D26、D27、D28整流成直流。R21、R22 对输出电压进行分压然后和控制模块产生的REF1输入到比较器U23和输出电压的反馈信号进行比较，然后输出到光电耦合器U22,再反馈到控制器。其中的 REF1是由单片机控制的。如果REF1是恒定的直流，那么AC-DC变换器的输出电压也是恒定的。如果REF1发生改变，输出也就跟着改变。

AC-DC变换器具体包括所述AC-DC模块包括第一整流模块、开关K21、开关K22、光耦U22、比较器U23、控制器U21，隔直电容C21、变压器T21 和电阻R21、电阻R22，所述输入端与第一整流模块连接，开关K21、开关K22 串接后两端分别接第一整流模块的两输出端，开关K21、开关K22之间的节点接隔直电容C21一端，隔直电容C21另一端、开关K22另一端接在变压器T21 的原边侧；变压器T21副边输出电流，变压器T21副边两端连接到第二整流模块的输入端，第二整流模块的输出端之间串接电阻R21、电阻R22，电阻R21、电阻R22之间的节点接比较器U23反向输入端，比较器U23的同相输入端接控制模块产生的REF1信号，比较器U23输出端接光耦U22，光耦U22与控制器 U21连接，控制器U21的两输出端分别与开关K21、开关K22连接。

作为一种优选所述方式，还包括第二整流模块、电容C22，变压器T21的副边两端和第二整流模块的输入端相连，第二整流模块的输出端与电容C22并联。

作为一种优选所述方式，所述第一整流模块或第二整流模块采用四个二极管组成，具体的是两个二极管串联成两组，两组并联设置组成整流模块。

实施例3

如图3所示，是DC-DC变换模块。本实施例公开了一种能实现模式平滑切换的四开关buck-boost变换器，主要包括：buck模块、boost模块以及连接两个模块的电感L，所述buck模块设有电流输入端，所述boost模块与电流输入端连接，还包括调制信号产生模块、PWM调制器、所述电流输出端、调制信号产生模块、PWM调制器依次连接；

所述调制信号产生模块输出两个调制信号Vc_Buck、Vc_Boost；

所述PWM调制器将两个调制信号中的一个或两个同时与一载波信号Vramp进行比较后，输出占空比控制信号d1或占空比控制信号d2或者同时输出占空比控制信号d1、d2。

采用本方案的变换器，通过比较器以及调制信号产生模块、PWM调制器的设置，增加了变换器的模式，即采用本方案存在三种工作模式：buck工作模式、 buck-boost工作模式、boost工作模式，在输入电压变化时，控制信号d₁和d₂能迅速变化以抑制输入电压扰动的影响，实现了三种工作模式的平稳切换，使得变换器更加可靠。

作为本实施例中一种优选的实施方式，本变换器中：

buck模块，主要设有开关管Q1和开关管Q2，开关管Q1是主功率管，开关管Q2是整流管；

boost模块，主要设有开关管Q3和开关管Q4，开关管Q3是主功率管，开关管Q4与开关管Q2同步整流管。

对buck模块的一种优选结构的具体分析，本实施例中，buck模块包括开关管Q1和开关管Q2,所述开关管Q1漏极接电源输入端VIN，所述开关管Q1栅极与占空比控制信号d1、开关管Q2栅极分别连接，所述开关管Q2的漏极、源极分别接电感、boost模块。

对boost模块的一种优选结构的具体分析，本实施例中，所述boost模块包括开关管Q3和开关管Q4,所述开关管Q4与所述开关管Q2是同步整流管；

所述开关管Q4源极接电感，所述开关管Q4栅极与占空比控制信号d2、整流管Q3栅极分别连接，所述开关管Q3的源极、漏极分别接电感、buck模块中开关管Q2的源极。

如图4所示为是双调制-单载波三模式切换的工作示意图。Vc_Buck是buck 模式的控制信号，Vc_Boost是boost模式的控制信号，Vbias是两个控制信号之间的偏置，VM是载波的幅值。其中，Vc_Buck＝Vc_Boost+Vbias,Vbias<VM。当VL<Vc_Buck<VH,Vc_Boost<VL时，变换器工作在buck模式，Vc_Buck与载波信号比较产生buck工作模式所需要的占空比d1信号，开关管Q3开路，开关管Q4闭合；当VL<Vc_Buck<VH,VL<Vc_Boost<VH时，变换器工作在 buck-boost模式，Vc_Buck与Vc_Boost信号与载波比较产生所需要的占空比 d1,d2信号；当VH<Vc_Buck,VL<Vc_Boost<VH时，变换器工作在boost模式，此时开关管Q1闭合，开关管Q2开路，Vc_Boost与载波比较产生所需要的占空比d2信号。

结合图5(a)、5(b)、5(c)是三种工作模式的仿真波形，其中G1是Q1 管的驱动信号，G3是Q3管的驱动信号，IL是电感电流波形。

当Vin＝20V，Vout＝12V，Iout＝4A，变换器的仿真波形如图5(a)所示，此时变换器工作在buck模式。

当Vin＝11V，Vout＝12V，Iout＝4A，变换器仿真波形如图5(b)所示，此时变换器工作在buck-boost模式。

当Vin＝8V，Vout＝12V，Iout＝4A，变换器的仿真波形如图5(c)所示，此时变换器工作在boost模式。

从上述的仿真波形可以看出，与传统的Q1与Q3同时导通关断的控制方式相比，三模式切换的工作方式，当变换器工作在Buck或Boost模式，开关损耗减少，当变换器工作在Buck-Boost模式，由于流过功率管的电流有效值减小，所以导通损耗较小。

作为本实施例一种优选的实施方式，所述调制信号产生模块包括误差放大器、电阻Z1、偏置电压Vbia,所述电流输出端、误差放大器和电阻Z1依次连接，所述误差放大器输出端分为两路，一路直接与所述PWM调制器连接，另一路接所述偏置电压Vbia后与所述PWM调制器连接。

作为本实施例一种优选的实施方式，还包括一比较器，所述比较器的输入端接所述调制信号产生模块的输出端、所述比较器的输出端与所述PWM调制器连接。

误差放大器的输出通过偏置电压产生两个调制信Vc_buck和Vc_boost，两个调制信号通过和同一个载波信号比较产生所需要的驱动信号。为了抑制输入电压的扰动对输出电压产生影响，我们引入前馈控制，将输入电压通过一个积分电路来构成载波信号。当输入电压变化时，控制信号d1和d2能迅速变化以抑制输入电压扰动的影响。

如图6所示为变换器的电压闭环控制框图，其中，Gvd(s)，Gvg(s)和Zout(s) 分别为占空比d^、输入电压gv^到输出电压ov^的传递函数和输出阻抗，H(s) 是输出电压的采样函数，Gv(s)是电压环的补偿函数，Fm是PWM调制器增益， k是前馈输入电压的增益。

由于buck-boost工作模式只是buck模式与boost模式之间的过渡状态，而且boost模式与buck-boost模式在控制环路上具有相似性，因此，我们把buck-boost 工作模式归入到boost模式进行分析。

无论变换器工作在Buck模式还是工作在Boost模式，系统都是一个二阶系统，为了使变换器能够稳定工作，所以我们采用Ⅲ型补偿器对变换器进行补偿。如图7所示是Ⅲ型补偿器的示意图。Ⅲ型补偿器的一个输入端分别接误差放大器的基准电压Vref输入端、所述Ⅲ型补偿器另一个输入端接误差放大器的反馈电压 VFB输入端、电压输出端，所述Ⅲ型补偿器的输出端与所述调制信号端连接。

作为一种优选的实施方式，本实施例的Ⅲ型补偿器包括运放、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻Rz以及电容Cff、电容Cz、电容Cp，所述运放的同相输入端接所述误差放大器的基准电压Vref输入端，所述运放的反相输入端与所述电阻 R1一端、电阻R2一端、误差放大器的反馈电压VFB输入端分别连接；所述电容 Cff、电阻R3串联后的支路两端分别接电阻R1发两端；所述电容Cz与电阻Rz串联后与所述电容Cp并联成一个支路，所述支路两端分别接所述运放的输出端、反相输入端；所述R2另一端接电压输出端。

要使buck和boost模式稳定，除了需要良好的补偿以外，我们还需要减小buck 和boost模式的Q值。要减小Q值，我们需要减小输出电容或者增大电感，但是对于boost模式，增大电感也会导致右半平面的零点向低频移动，使boost模式的相位裕量减小，导致boost模式的不稳定，所以电感的取值需要适中。

如图8(a)所示是buck模式下建模及仿真的环路伯德图，从图中可以看出，所建立的buck模式小信号模型与仿真十分吻合，说明建立的小信号模型是准确的。此时穿越频率fc＝22kHz，相位裕度Pm＝53°。

如图8(b)所示是boost模式下建模及仿真的环路伯德图，从图中可以看出，右半平面零点抑制了前馈电容补偿带来的相位裕量提升作用，导致boost模式相位裕量下降。此时，穿越频率fc＝21kHz，相位裕度Pm＝28°。

从图8(a)、图8(b)所示可知，无论在buck模式还是在boost模式，系统的穿越频率都很低，系统的输入电压动态响应会很差，所以我们需要将输入电压引入到反馈环路来提高输入电压的动态响应。

如图9(a)、图9(b)所示是在buck模式和boost模式输入电压到输出电压的闭环传递函数伯德图，从图中可以看出，加入电压前馈之后，增益明显减小，系统可以有效抑制输入电压扰动对输出电压的影响。

如图10(a)、图10(b)所示，是输入电压8V-24V之间跳变的系统动态响应和输入电压24V-8V之间跳变的系统动态响应。从图中可以看出，当输入电压跳变时，系统平滑的在三种工作模式之间切换。图10(a)所示，当输入电压从 8V跳变到24V，变换器从buck模式经过buck-boost模式，最后工作在boost模式。图10(b)所示，当输入电压从24V跳变到8V时，变换器从boost模式经过buck-boost模式，最后工作在buck模式。在输入电压跳变时，输出电压的变化在±8％以内，满足系统要求。

最后，针对本实施例的转换器，通过实验样机进行有效性验证。具体为，在实验室条件下搭建了一台实验样机，来验证在所提出的控制策略及补偿参数条件下，样机的工作性能。样机的主要参数：Vin＝3V-36V，Vout＝12V，L＝4.4uH， Cout＝44uF，Rz＝50kΩ，Cz＝680pF，Cff＝470pF，Cp＝5p。

如图11(a)、11(b)、11(c)所示是在不同工作模式下的稳态实验波形。

图11(a)是buck模式时的实验波形。

图11(b)是buck-boost模式时的实验波形，此时电感电流波形是一个梯形波，与同样负载的三角波相比，电感电流的有效值减小，系统导通损耗减小。图11(c) 是boost模式时的实验波形，由于在轻载时，为了减小系统损耗，系统工作在跳周期工作模式，所以在临界导通时，由于跳周期环路和连续导通控制环路的相互影响，系统会有轻微振荡产生。

由于buck-boost模式是buck模式和boost模式之间的过渡状态，也是系统不稳定的区域，对buck-boost模式负载跳变响应的测试如图12所示。从图中可以看出，负载在0到5A之间跳变时，输出电压稳定在±5％以内，说明系统的带宽设计合理，同时系统并没有出现不稳定的振荡情况，说明系统有足够的相位裕度，此时系统对输入扰动的抑制也较好。

综上，针对三模式工作的四开关buck-boost变换器，本文对不同工作模式进行了建模，并通过环路仿真验证了模型的准确性。由于电压模式控制对输入电压扰动抑制能力不强，为了解决这个问题，我们通过用输入电压构造载波信号方式将输入电压引入到反馈环路中，抑制输入电压的扰动，通过仿真可以看出，通过合理的补偿参数设计和输入电压前馈，系统的相位裕量提高，稳定性增强。最后，我们设计了一台输入电压3V-36V输入电压12V的实验样机，通过测试可以看出，系统能够良好的实现三种模式的平滑切换，同时系统的补偿参数合理，系统的带宽较高，有足够的相位裕度。

以上为本实用新型的优选实施方式，并不限定本实用新型的保护范围，对于本领域技术人员根据本实用新型的设计思路做出的变形及改进，都应当视为本实用新型的保护范围之内。

实施例4：

如图13所示，是本实用新型的控制模块电路原理图。电路的核心单片机采用了STM32型号。其中电阻R1313和R1314连接在系统的输出端，采样输出电压。电阻R1312和电容C133将单片机输出的信号进行RC滤波，输出REF1到图2的比较器U23的同向端，来控制AC-DC变换器的输出电压。

电路当中的电阻R1310和R1311将单片机输出的PWM信号经过分压后输出 REF2到图3DC-DC变换器的Vref端。用于控制DC-DC变换器输出的方波频率。运放IC132与电阻R138、R139组成的跟随器电路用于电流采样。

S131～S133是该系统的按键，根据需求可以是很多个按键，根据要求可以增加。电阻R131～R136、按键S131～133与IC133显示屏共同组成了该系统的人机界面。电容C131、C132、电阻R137和晶振X131组成了单片机的时钟电路。

实施例5：

图14是变增益的跟随控制策略示意图。

如果DC-DC变换器的输入电压是5V,如果把输出电压设置的特别大，比如 100V,这时候增益就特别大，对于DC-DC变换器就会失控，闭不了环，输出电压就无法达到需求。在这种情况下就需要一个控制策略，当增益超出范围时，通过控制模块中的单片机来调整REF1的值，使AC-DC变换器的输出电压增大，这样DC-DC变换器的输入电压就增大了，增益就减小了。通过这种策略的控制，可以使DC-DC变换器的增益控制在一个合理的范围内，使得DC-DC变换器稳定的工作。

尽管这里参照实施例及附图对本实用新型进行了描述，但是，应该理解，本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式，这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。更具体地说，在本申请公开、附图和权利要求的范围内，可以对主题组合布局的组成部件和/或布局进行多种变型和改进。除了对组成部件和/或布局进行的变型和改进外，对于本领域技术人员来说，其他的用途也将是明显的。

Claims (10)

1.一种功率仪器电源，其特征在于，包括输入端、输出端、AC-DC模块、DC-DC模块、控制模块和人机界面模块，所述输入端、AC-DC模块、DC-DC模块依次连接，所述DC-DC模块的输出端的正极连接到控制模块，DC-DC模块的负极连接到地再经过一个电阻R11连接到输出端；所述控制模块分别与AC-DC模块、DC-DC模块、人机界面模块相连。

2.根据权利要求1所述的一种功率仪器电源，其特征在于，所述AC-DC模块包括第一整流模块、开关K21、开关K22、光耦U22、比较器U23、控制器U21，隔直电容C21、变压器T21和电阻R21、电阻R22，所述输入端与第一整流模块连接，开关K21、开关K22串接后两端分别接第一整流模块的两输出端，开关K21、开关K22之间的节点接隔直电容C21一端，隔直电容C21另一端、开关K22另一端接在变压器T21的原边侧。

3.根据权利要求2所述的一种功率仪器电源，其特征在于，所述AC-DC模块还包括第二整流模块、电容C22，变压器T21的副边两端和第二整流模块的输入端相连，第二整流模块的输出端与电容C22并联，第二整流模块的输出端之间串接电阻R21、电阻R22，电阻R21、电阻R22之间的节点接比较器U23反向输入端，比较器U23的同相输入端接控制模块产生的REF1信号，比较器U23输出端接光耦U22，光耦U22与控制器U21连接，控制器U21的两输出端分别与开关K21、开关K22连接。

4.根据权利要求3所述的一种功率仪器电源，其特征在于，所述第一整流模块或第二整流模块由四个二极管组成，具体的是两个二极管串联成两组，两组并联设置。

5.根据权利要求1-4任一所述的一种功率仪器电源，其特征在于，所述DC-DC模块包括了buck模块、boost模块以及连接两个模块的电感L，所述buck模块与电流输入端连接，所述boost模块设有电流输出端，还包括调制信号产生模块、PWM调制器、所述电流输出端、调制信号产生模块、PWM调制器依次连接；

所述调制信号产生模块输出两个调制信号V_{c_Buck}、V_{c_Boost}；

所述PWM调制器将两个调制信号中的一个或两个同时与一载波信号V_ramp进行比较后，输出占空比控制信号d1或占空比控制信号d2或者同时输出占空比控制信号d1、d2。

6.根据权利要求5所述的一种功率仪器电源，其特征在于，所述调制信号产生模块包括误差放大器、电阻Z₁、偏置电压V_bia,所述电流输出端、误差放大器和电阻Z₁依次连接，所述误差放大器输出端分为两路，一路直接与所述PWM调制器连接，另一路接所述偏置电压V_bia后与所述PWM调制器连接。

7.根据权利要求5所述的一种功率仪器电源，其特征在于，所述buck模块包括开关管Q1和开关管Q2，所述开关管Q1漏极接电源输入端VIN，所述开关管Q1栅极与占空比控制信号d1、开关管Q2栅极分别连接，所述开关管Q2的漏极、源极分别接电感、boost模块。

8.根据权利要求5所述的一种功率仪器电源，其特征在于，所述boost模块包括开关管Q3和开关管Q4，所述开关管Q4与所述开关管Q2是同步整流管；所述开关管Q4源极接电感，所述开关管Q4栅极与占空比控制信号d2、整流管Q3栅极分别连接，所述开关管Q3的源极、漏极分别接电感、buck模块中开关管Q2的源极。

9.根据权利要求5所述的一种功率仪器电源，其特征在于，还包括Ⅲ型补偿器，所述Ⅲ型补偿器的一个输入端分别接误差放大器的基准电压Vref输入端、所述Ⅲ型补偿器另一个输入端接误差放大器的反馈电压VFB输入端、电压输出端，所述Ⅲ型补偿器的输出端与调制信号端连接。

10.根据权利要求9所述的一种功率仪器电源，其特征在于，所述Ⅲ型补偿器包括运放、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻Rz以及电容Cff、电容Cz、电容Cp，所述运放的同相输入端接所述误差放大器的基准电压Vref输入端，所述运放的反相输入端与所述电阻R1一端、电阻R2一端、误差放大器的反馈电压VFB输入端分别连接；

所述电容Cff、电阻R3串联后的支路两端分别接电阻R1发两端；

所述电容Cz与电阻Rz串联后与所述电容Cp并联成一个支路，所述支路两端分别接所述运放的输出端、反相输入端；

所述R2另一端接电压输出端。

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