CN210958156U - 一种双向直流变换电路 - Google Patents

Abstract

本申请涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种双向直流变换电路。在本申请提供的方案中，该双向直流变换电路包括：第一开关管和电容钳位式直流升压变换模块。其中，第一开关管的第一端与电容钳位式支路变换模块中的二极管串联支路的正极相连；第一开关管的第二端与二极管串联支路的负极相连，因此使得电容钳位式直流升压变换模块可以双向运行；并且，相较于现有技术而言，本申请提供的方案采用更少数量的开关管实现对直流变换电路双向运行的控制，所以本方案中的双向直流变换电路所占PCB的体积更小、成本更低以及实现难度更低，进而解决了现有技术中双向直流变换电路所占PCB的体积较大，成本较高以及实现难度较大的问题。

Description

一种双向直流变换电路

技术领域

本实用新型涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种双向直流变换电路。

背景技术

目前，单向运行的逆变系统便可以满足市场需求，但是随着行业的不断发展，行业内逐渐产生对双向运行逆变系统的需求，为了满足此需求，需要对逆变系统中的直流变换电路进行改进，因此，提出如图1所示的双向直流变换电路。

当第三开关管Q3和第四开关管Q4斩波，而第一开关管Q1和第二开关管Q2 均常断或者均斩波时，能量从该双向直流变换电路的左侧传递到右侧；当第三开关管Q3和第四开关管Q4常断或均斩波，而第一开关管Q1和第二开关管Q2 均斩波时，能量从该双向直流变换电路的右侧传递到左侧，进而实现能量的双向传递。

但是，由于该双向直流变换电路包括较多开关管，因而存在自身所占PCB(Printed Circuit Board，印制电路板)的体积较大，成本较高以及实现难度较大的问题。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型提供了一种双向直流变换电路，以解决现有技术中双向直流变换电路所占PCB的体积较大，成本较高以及实现难度较大的问题。

为实现上述目的，本实用新型实施例提供如下技术方案：

本申请提供一种双向直流变换电路，包括：第一开关管和电容钳位式直流升压变换模块；其中：

所述第一开关管的第一端与所述电容钳位式直流升压变换模块中的二极管串联支路的正极相连；

所述第一开关管的第二端与所述二极管串联支路的负极相连。

可选的，当所述双向直流变换电路工作于升压变换状态时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为第三斩波信号和第四斩波信号，所述第一开关管的控制信号为常断信号。

可选的，当所述双向直流变换电路工作于升压变换状态时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为第三斩波信号和第四斩波信号，所述第一开关管的控制信号为第一斩波信号。

可选的，当所述双向直流变换电路工作于降压变换状态时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为常断信号，所述第一开关管的控制信号为第一斩波信号。

可选的，当所述双向直流变换电路进行从自身低压侧向自身高压侧的能量传递时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为常断信号，所述第一开关管的控制信号为常断信号。

可选的，当所述双向直流变换电路进行从自身低压侧向自身高压侧的能量传递时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为常断信号，所述第一开关管的控制信号为常通信号。

可选的，当所述双向直流变换电路进行从自身高压侧向自身低压侧的能量传递时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为常断信号，所述第一开关管的控制信号为常通信号。

可选的，还包括：第二开关管；其中：

所述第二开关管的第一端与所述电容钳位式直流升压变换模块中的开关管串联支路的第一端相连，所述第二开关管的第二端与所述开关管串联支路的第二端相连。

可选的，所述第一开关管和所述第二开关管均为：绝缘栅双极性晶体管模块IGBT模块、金属-氧化物-半导体场效应晶体管MOS晶体管以及继电器中的任意一种，或者，IGBT模块和MOS晶体管的组合。

可选的，还包括：控制器；其中：

所述控制器的各个信号输出端分别与所述双向直流变换电路中各个开关管的控制端相连。

本申请提供了一种双向直流变换电路。在本申请提供的方案中，该双向直流变换电路包括：第一开关管和电容钳位式直流升压变换模块。其中，第一开关管的第一端与电容钳位式支路变换模块中的二极管串联支路的正极相连；第一开关管的第二端与二极管串联支路的负极相连，因此使得电容钳位式直流升压变换模块可以双向运行；并且，相较于现有技术而言，本申请提供的方案采用更少数量的开关管实现对直流变换电路双向运行的控制，所以本方案中的双向直流变换电路所占PCB的体积更小、成本更低以及实现难度更低，进而解决了现有技术中双向直流变换电路所占PCB的体积较大，成本较高以及实现难度较大的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的一种双向直流变换电路的结构示意图；

图2为现有技术中各个开关管接收到的斩波信号的示意图；

图3为本申请实施例提供的双向直流变换电路的结构示意图；

图4为本申请另一实施例提供的图3所示的双向直流变换电路中各个开关管接收的斩波信号的示意图；

图5为本申请另一实施例提供的双向直流变换电路的结构示意图；

图6为本申请另一实施例提供的图5所示的双向直流变换电路在升压变换状态时各个开关管接收的斩波信号的示意图；

图7为本申请另一实施例提供的图5所示的双向直流变换电路在降压变换状态时各个开关管接收的斩波信号的示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

现有技术中，为满足行业对双向逆变系统的需求，需要对逆变系统中的直流变换电路进行改进，因此提出如图1所示的双向直流变换电路，其具体包括：输入电容Cin、电感L、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、飞跨电容Cf、输出电容Co。

该双向直流变换电路的具体结构为：

电感L的第一端与输入电容Cin的一端相连，连接点作为该直流变换电路低压侧的正极。

电感L的第二端通过第二开关管Q2以及第一开关管Q1与输出电容Co的一端相连，连接点作为该直流变换电路高压侧的正极。

输出电容Co的另一端与输入电容Cin的另一端及第四开关管Q4的输出端均相连，连接点作为该直流变换电路低压侧的负极，还作为该直流变换电路高压侧的负极。

第四开关管Q4的输入端通过第三开关管Q3与电感L的第二端相连。

第三开关管Q3和第四开关管Q4的连接点与飞跨电容Cf的一端相连，第一开关管Q1和第二开关管Q2的连接点与飞跨电容Cf的另一端相连。

该双向直流变换电路的工作状态包括：

当第三开关管Q3的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z3、第四开关管 Q4的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z4，并且，第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制端均接收到常断信号时，该双向直流变换电路从自身低压侧到自身高压侧进行升压变换。

在第三开关管Q3的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z3，第四开关管 Q4的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z4，第一开关管Q1的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z1，第二开关管Q2的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z2时，该直流变换电路也可以实现从自身低压侧到自身高压侧的升压变换。

当第一开关管Q1的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z1、第二开关管 Q2的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z2以及第三开关管Q3和第四开关管 Q4的控制端均接收到常断信号时，该直流变换电路从自身高压侧到低压侧进行降压变换。

在第一开关管Q1的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z1、第二开关管 Q2的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z2、第三开关管Q3的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z3，并且，第四开关管Q4的控制端接收到的斩波信号为图2中的Z4时，该直流变换电路也也可以实现从自身高压侧到低压侧的降压变换。

从上述说明中可知，现有技术提供的双向直流变换电路虽然可以实现能量的升压变换和降压变换，但是现有技术中的双向直流变换电路利用的开关管的数量较多，因此使得自身所占PCB的体积较大、成本较高以及实现难度较大。

为了解决此问题，本申请实施例提供一种双向直流变换电路，该双向直流变换电路的具体结构如图3所示，具体包括：第一开关管Q1，以及，电容钳位式直流升压变换模块100。

第一开关管Q1的第一端与电容钳位式直流升压变换模块100中的二极管串联支路120的正极相连；第一开关管Q1的第二端与二极管串联支路120的负极相连。

电容钳位式直流升压变换模块100的低压侧作为双向直流变换电路的低压侧，电容钳位式直流升压变换模块100的高压侧作为双向直流变换电路的高压侧。

可选的，第一开关管Q1可以为MOS晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物-半导体场效应晶体管)，也可以为IGBT (InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)模块，还可以为继电器，甚至可以为MOS晶体管和IGBT模块的结合体，此处不做具体限定，可视具体情况而定，均在本申请的保护范围内。

在实际应用中，电容钳位式直流升压变换模块100的具体结构如图3所示，包括：电感L、输入电容Cin、飞跨电容Cf、开关管串联支路110、二极管串联支路120以及输出电容支路130。

电感L的第一端与输入电容Cin的一端相连，连接点作为电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的正极。

电感L的第二端通过二极管串联支路120与输出电容支路130的第一端相连，连接点作为电容钳位式直流升压变换模块100高压侧的正极。

输出电容支路130的第二端与开关管串联支路110的第二端以及输入电容 Cin的另一端相连，连接点作为电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的负极，还作为电容钳位式直流升压变换模块100高压侧的负极。

开关管串联支路110的第一端与电感L的第二端相连；飞跨电容Cf的一端与开关管串联支路110的中间端相连，飞跨电容Cf的另一端与二极管串联支路 120的中间端相连。

开关管串联支路110的各个控制端作为电容钳位式直流升压变换模块100 的相应控制端。

在实际应用中，二极管串联支路120包括第一二极管D1和第二二极管D2；此时，第一二极管D1的正极作为二极管串联支路120的正极，第一二极管D1 的负极与第二二极管D2的正极相连，连接点作为二极管串联支路120的中间端，第二二极管D2的负极作为二极管串联支路120的负极。

在实际应用中，开关管串联支路110包括第三开关管Q3和第四开关管Q4；此时，第三开关管Q3的第一端作为开关管串联支路110的第一端；第三开关管 Q3的第二端与第四开关管Q4的第一端相连，连接点作为开关管串联支路110 的中间端，第四开关管Q4的第二端作为开关管串联支路110的第二端；而第三开关管Q3的控制端和第四开关管Q4的控制端分别作为开关管支路110的相应控制端。

可选的，输出电容支路130可以如图3和图5所示，包括一个输出电容Co，此时，输出电容Co的一端作为输出电容支路130的第一端，输出电容Co的另一端作为输出电容支路130的第二端；或者，也可以包括两个输出电容，甚至更多的输出电容，此时全部输出电容串联连接，串联连接的一端作为输出电容支路130的第一端，串联连接的另一端作为输出电容支路130的第二端；因此，此处不对输出电容支路130包括输出电容的数量做具体限定，可具体情况而定，但均在本申请的保护范围内。需要说明的是，为了更加简单清晰的进行说明，以下均以输出电容支路130包括一个输出电容Co为例进行说明。

该双向直流变换电路的具体工作原理为：

当该双向直流变换电路从自身低压侧到自身高压侧进行升压变换，即实现能量从电容钳位式直流升压变换模块100的低压侧(如图3和图5所示电路的左侧)以升压变换的方式传递至自身的高压侧(如图3和图5所示电路的右侧) 时：该电容钳位式直流升压变换模块100中第三开关管Q3的控制端接收到的控制信号为第三斩波信号，即如图4所示的T3信号；该电容钳位式直流升压变换模块100中第四开关管Q4的控制端接收到的控制信号为第四斩波信号，即如图 4所示的T4信号；并且，第一开关管Q1的控制端接收到的控制信号为常断信号。

下面分别针对该双向直流变换电路实现的能量从电容钳位式直流升压变换模块100的低压侧以升压变换的方式传递至自身的高压侧的过程进行说明，其具体实现过程为：

由于第一开关管Q1的控制端接收到的控制信号为常断信号，所以第一开关管Q1在此过程中始终保持关断状态。

若第三开关管Q3的控制端接收到的第三斩波信号位于高电平、第四开关管Q4的控制端接收到的第四斩波信号位于低电平，则第三开关管Q3导通而第四开关管Q4关断；此时，电流从电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的正极流出，流经电感L、第三开关管Q3、钳位电容Cf和第二二极管D2、输出电容Co，最后流回电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的负极；在此过程中，电感L处于充电状态，钳位电容Cf处于放电状态。

若第四开关管Q4的控制端接收到第四斩波信号位于高电平、第三开关管 Q3的控制端接收到的第三斩波信号位于低电平，则第四开关管Q4导通而第三开关管Q3关断；此时，电流从电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的正极流出，流经电感L、第一二极管D1、钳位电容Cf、第四开关管Q4，最后流回电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的负极；在此过程中，电感L处于充电状态，钳位电容Cf处于充电状态。

若第三开关管Q3的控制端接收到的第三斩波信号和第四开关Q4的控制端接收到第四斩波信号均为低电平，则第三开关管Q3和第四开关管Q4均关断；此时，电流从电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的正极流出，流经电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、输出电容Co，最后流回电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的负极；在此过程中，电感L处于放电状态。

因此，当第三斩波信号和第四斩波信号在高电平和低电平之间周期性的变换时，即电容钳位式直流升压变换模块100也周期性的在上述三种工作状态中切换，输出电容支路130两端电压，即电容钳位式直流升压变换模块100高压侧的电压，逐渐升高，从而实现能量从双向直流变换电路低压侧以升压变换的方式传递至高压侧的目的。

需要说明的是，在实际应用中，当该双向直流变换电路从自身低压侧到自身高压侧进行升压变换，即实现能量从电容钳位式直流升压变换模块100的低压侧以升压变换的方式传递至自身的高压侧时，第一开关管Q1的控制端接收到的控制信号还可以为第一斩波信号，即如图4所示的T1信号。

实际应用中，当第三斩波信号和第四斩波信号中任一信号处于高电平时，第一斩波信号均处于低电平，即此时与上述过程相同，可参考上述过程，此处不再一一赘述。

而当第三斩波信号和第四斩波信号均为低电平时，即第三开关管Q3和第四开关管Q4均关断，第一斩波信号为处于高电平，即第一开关管Q1导通，此时，电流从电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的正极流出，流经电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、最后流回电容钳位式直流升压变换模块100 低压侧的负极，并且在流经第一二极管D1和第二二极管D2的同时，还流经第一开关管Q1；在此过程中，电感L处于放电状态。此时若第一开关管Q1为MOS 晶体管，则第一开关管Q1与二极管串联支路120构成同步整流，可以进一步降低电流流过第一二极管D1和第二二极管D2的损耗；并且，相较于现有技术中的双向直流变换电路，本实施例提供的双向直流变换电路在构成同步整流后，还能够提高自身传递能量的效率。

当该双向直流变换电路从自身高压侧(如图3和图5所示电路的右侧)到自身低压侧(如图3和图5所示电路的左侧)进行降压变换，即实现能量从电容钳位式直流升压变换模块100的高压侧以降压变换的方式传递至自身的低压侧时，电容钳位式直流升压变换模块100中第三开关管Q3和第四开关管Q4 的控制端接收到的控制信号均为常断信号，而第一开关管Q1的控制端接收到的控制信号为第一斩波信号，即如图4所示的T1信号。

下面分别针对该双向直流变换电路实现的能量从电容钳位式直流升压变换模块100的高压侧以降压变换的方式传递至自身的低压侧的过程进行说明，其具体实现过程为：

由于电容钳位式直流升压变换模块100中第三开关管Q3和第四开关管Q4 的控制端接收到的控制信号均为常断信号，所以第三开关管Q3和第四开关管 Q4均关断。

若第一开关管Q1的控制端接收到的第一斩波信号位于高电平，则第一开关管Q1导通，此时，电流从电容钳位式直流升压变换模块100高压侧的正极流出，流经第一开关管Q1、电感L和输入电容Cin，最后流回电容钳位式直流升压变换模块100高压侧的负极；在此过程中，电感L处于充电状态。

若第一开关管Q1的控制端接收到的第一斩波信号位于低电平，则第一开关管Q1关断，此时由于第一开关管Q1关断以及第一二极管D1和第二二极管D2 均反向截止，所以电容钳位式直流升压变换模块100高压侧无法通过第一开关管Q1、第一二极管D1以及第二二极管D2与电容钳位式直流升压变换模块100 的低压侧形成通路，即电容钳位式直流升压变换模块100高压侧与低压侧之间形成断路。

与此同时，由于第三开关管Q3和第四开关管Q4存在寄生二极管，所以此时电流从电感L的第一端流出，流经输入电容Cin、第四开关管Q4的寄生二极管和第三开关管Q3的寄生二极管，再流回电感L的第二端，由充满电的电感L 为输入电容Cin充电，在此过程中，输入电容Cin两端之间的电压靠电感L两端电压维持。

因此，当第一斩波信号在高电平和低电平之间周期性的变换时，即电容钳位式直流升压变换模块100也周期性的在上述两种工作状态中切换，输入电容Cin两端的电压，即电容钳位式直流升压变换模块100低压侧正极与负极之间的电压，逐渐减少，从而实现能量从电容钳位式直流升压变换模块100高压侧以降压变换的方式传递至低压侧的目的。

由上述说明可知，第一开关管Q1的第一端与电容钳位式支路变换模块中的二极管串联支路120的正极相连；第一开关管Q1的第二端与二极管串联支路 120的负极相连，因此使得电容钳位式直流升压变换模块100可以双向运行；并且，相较于现有技术而言，本申请提供的方案采用更少数量的开关管实现对直流变换电路双向运行的控制，所以本方案中的双向直流变换电路所占PCB 的体积更小、成本更低以及实现难度更低，进而解决了现有技术中双向直流变换电路所占PCB的体积较大，成本较高以及实现难度较大的问题。

在实际应用中，可将本实施例上述说明中的双向直流变换电路的工作模式分为两种，第一种是升压BOOST模式，即可以实现能量以升压变换的方式从电容钳位式直流升压变换模块100的低压侧传递至高压侧的目的，第二种是降压BUCK模式，即可以实现能量以降压变换的方式从电容钳位式直流升压变换模块100的高压侧传递至低压侧的目的；不过，该双向直流变换电路还存在第三种工作模式，为旁路工作模式，即可以实现能量在电容钳位式直流升压变换模块100的一侧与另一侧之间自由流动的目的。

当电容钳位式直流升压变换模块100中第三开关管Q3和第四开关管Q4的控制端均接收到常断信号，而第一开关管Q1的控制端接收到常通信号时，第一开关管Q1导通，而第三开关管Q3和第四开关管Q4始终保持关断状态，实现能量从电容钳位式直流升压变换模块100的高压侧(如图3和图5所示电路的右侧)经第一开关管Q1传递至自身的低压侧(如图3和图5所示电路的左侧)的目的。

当电容钳位式直流升压变换模块100中第三开关管Q3、第四开关管Q4以及第一开关管Q1的控制端均接收到常断信号时，第一开关管Q1、第三开关管 Q3和第四开关管Q4始终保持关断状态，实现能量从电容钳位式直流升压变换模块100的低压侧(如图3和图5所示电路的左侧)经第一二极管D1和第二二极管D2传递至自身的高压侧(如图3和图5所示电路的右侧)的目的。

需要说明的是，在能量从电容钳位式直流升压变换模块100的低压侧经二极管串联支路120传递至自身的高压侧的过程中，第一开关管Q1控制端接收到的控制信号还可以是常通信号，即第一开关管Q1始终保持导通状态。另外，若此时第一开关管Q1为MOS晶体管，则第一开关管Q1与第一二极管D1和第二二极管D2构成同步整流，可以进一步降低电流流过第一二极管D1和第二二极管D2的损耗，并且相较于现有技术中的双向直流变换电路，本实施例提供的双向直流变换电路构成同步整流后，能够提高自身传递能量的效率。

本申请另一实施例，提供双向直流变换电路的一种实施方式，在上述实施例的基础上，其该双向直流变换电路的具体结构如图5所示，还包括：第二开关管Q2。

第二开关管Q2的第一端与二极管串联支路120的第一端相连，第二开关管Q2的第二端与二极管串联支路120的第二端相连。

可选的，第二开关管Q2可以为MOS晶体管、IGBT模块以及继电器中的任意一种，或者，还可以为MOS晶体管和IGBT模块的结合体，此处不做具体限定，可视具体情况而定，均在本申请的保护范围内。

与上述实施例相比，本申请实施例提供的双向直流变换电路的具体工作原理仍存在一些区别，具体表现为：

当该双向直流变换电路从自身低压侧到自身高压侧进行升压变换，即实现能量从电容钳位式直流升压变换模块100的低压侧以升压变换的方式传递至自身的高压侧时，电容钳位式直流升压变换模块100的第一控制端接收到第三斩波信号为如图6所示的X3信号，电容钳位式直流升压变换模块100的第二控制端接收到的第四斩波信号为如图6所示的X4信号，第一开关管Q1的控制端接收到第一斩波信号为如图6所示的X1信号。

除此之外，在本实施例中，当该双向直流变换电路从自身低压侧到自身高压侧进行升压变换时，第二开关管Q2的控制端接收到的控制信号为第二斩波信号，即如图6所示的X2信号。

本实施例中，当第二斩波信号为高电平时，即第二开关管Q2导通，第三斩波信号和第四斩波信号同时处于高电平，即第三开关管Q3和第四开关管 Q4均导通；并且，无论第一开关管Q1的控制端接收到的控制信号为常断信号，还是第一斩波信号，此时第一开关管Q1均关断；此时，电流从电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的正极流出，流经电感L和第二开关管Q2，最后流回电容钳位式直流升压变换模块100低压侧的负极；在此过程中，电感处于充电状态。

需要说明的，在此过程中，第三开关管Q3和第四开关管Q4两个开关管的导通损耗被降低为第二开关管Q2一个开关管的导通损耗，使得该双向直流变换电路的能量传递效率增加。

当该双向直流变换电路从自身高压侧到自身低压侧进行降压变换，即实现能量从电容钳位式直流升压变换模块100的高压侧以降压变换的方式传递至自身的低压侧时，第一开关管Q1的控制端接收到的第一斩波信号为如图7 所示的S1信号，第二开关管Q2的控制端接收到的控制信号可以是常断信号，也可以第二斩波信号，即如图7所述的S2信号。

本实施例中，当第一斩波信号为低电平，即第一开关管Q1关断，以及第二斩波信号为高电平，即第二开关管Q2导通时，电流从电感L的第一端流出，流经输入电容Cin、第四开关管Q4的寄生二极管和第三开关管Q3的寄生二极管，并且在流经第四开关管Q4的寄生二极管和第三开关管Q3的寄生二极管同时，还流经第二开关管Q2，最后流回电感L的第二端；在此过程中，电感处于放电状态。

需要说明的是，与上述实施例相比，在上述过程中，本实施的电流在流经第四开关管Q4的寄生二极管和第三开关管Q3的寄生二极管同时，还流经第二开关管Q2，所以本实施例中，第二开关管Q2与第四开关管Q4的寄生二极管、第三开关管Q3的寄生二极管构成同步整流，减少了该双向直流变换电路中电流的损耗，使得该双向直流变换电路的能量传递效率增加。

当第一斩波信号为低电平，即第一开关管Q1关断，以及第二开关管Q2 的控制端接收到的控制信号为常断信号，即第二开关管Q2关断时，电流从电感L的第一端流出，流经输入电容Cin以及第二开关管Q2的寄生二极管，最后流回电感L的第二端；在此过程中，电感处于放电状态。

需要说明的是，与上述实施例相比，在上述过程中，本实施的电流从第二开关管Q2的寄生二极管中流过，减少了该双向直流变换电路中电流的损耗，使得该双向直流变换电路的能量传递效率增加。

另外，还需要说明的是，由于第二开关管Q2不需要承担开关损耗，因此第二开关管Q2可以选择成本较低的开关管。

其余结构和工作原理与上述实施例相同，此处不再一一赘述。

本申请另一实施例提供双向直流变换电路的另一种实施方式，在上述实施例的基础上，还包括：控制器。

控制器的各个信号输出端分别与双向直流变换电路中各个开关管的控制端连，通过输出相应控制信号，控制双向直流变换电路工作在相应的工作模式，完成能量以相应变换方式从双向直流变换电路一侧到另一侧的传递。

需要说明的是，上述仅为控制器一种示例，本实施例包括但不限于控制器属于双向直流变换电路这一种实施方式，在实际应用中，控制器也可以属于整个逆变器，甚至还可以作为独立器件，独立于整个逆变器之外，可视情况而定，均在本申请保护范围内。

其余结构和工作原理与上述实施例相同，此处不再一一赘述。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本实用新型的范围。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种双向直流变换电路，其特征在于，包括：第一开关管和电容钳位式直流升压变换模块；其中：

所述第一开关管的第一端与所述电容钳位式直流升压变换模块中的二极管串联支路的正极相连；

所述第一开关管的第二端与所述二极管串联支路的负极相连。

2.根据权利要求1所述的双向直流变换电路，其特征在于，当所述双向直流变换电路工作于升压变换状态时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号包括第三斩波信号和第四斩波信号，所述第一开关管的控制信号为常断信号。

3.根据权利要求1所述的双向直流变换电路，其特征在于，当所述双向直流变换电路工作于升压变换状态时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号包括第三斩波信号和第四斩波信号，所述第一开关管的控制信号为第一斩波信号。

4.根据权利要求1所述的双向直流变换电路，其特征在于，当所述双向直流变换电路工作于降压变换状态时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为常断信号，所述第一开关管的控制信号为第一斩波信号。

5.根据权利要求1所述的双向直流变换电路，其特征在于，当所述双向直流变换电路进行从自身低压侧向自身高压侧的能量传递时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为常断信号，所述第一开关管的控制信号为常断信号。

6.根据权利要求1所述的双向直流变换电路，其特征在于，当所述双向直流变换电路进行从自身低压侧向自身高压侧的能量传递时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为常断信号，所述第一开关管的控制信号为常通信号。

7.根据权利要求1所述的双向直流变换电路，其特征在于，当所述双向直流变换电路进行从自身高压侧向自身低压侧的能量传递时，所述电容钳位式直流升压变换模块的控制信号为常断信号，所述第一开关管的控制信号为常通信号。

8.根据权利要求1-7任一项所述的双向直流变换电路，其特征在于，还包括：第二开关管；其中：

所述第二开关管的第一端与所述电容钳位式直流升压变换模块中的开关管串联支路的第一端相连，所述第二开关管的第二端与所述开关管串联支路的第二端相连。

9.根据权利要求8所述的双向直流变换电路，其特征在于，所述第一开关管和所述第二开关管均为：绝缘栅双极性晶体管模块IGBT模块、金属-氧化物-半导体场效应晶体管MOS晶体管以及继电器中的任意一种，或者，IGBT模块和MOS晶体管的组合。

10.根据权利要求1-7任一项所述的双向直流变换电路，其特征在于，还包括：控制器；其中：

所述控制器的各个信号输出端分别与所述双向直流变换电路中各个开关管的控制端相连。

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