CN209982336U - 一种三电平Boost变换器及光伏系统 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种三电平Boost变换器及光伏系统。其中，该三电平Boost变换器包括：集成耦合电抗、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管、第一电容和第二电容；所述集成耦合电抗包含第一绕组、第二绕组和公共磁芯，且所述第一绕组和第二绕组均安装在所述公共磁芯上；所述第一绕组的第一端和所述第二绕组的第一端为同名端。利用该三电平Boost变换器，能够显著降低变换器的成本、体积以及重量，还解决了由磁芯本体差异引起的磁芯饱和程度不一致的问题，提高了变换器的可靠性，并且在变换器工作时，两个绕组在公共磁芯中产生的磁通方向相同，能够起到相互耦合增强的作用，增大了电路的电感量，因此还能够降低电感电流纹波。

Description

一种三电平Boost变换器及光伏系统

技术领域

本实用新型涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种三电平Boost变换器及光伏系统。

背景技术

光伏发电是利用半导体界面的光生伏特效应，将光能转变为电能的一种技术。由于受光照和温度等因素的影响，光伏电池板输出的电压变化范围较宽，为了最大限度利用光伏电池板的发电能力，光伏逆变器前通常会增加两电平Boost升压电路。参见图1所示，Boost升压电路103与光伏逆变器102连接，在输入电压低于光伏逆变器最小并网直流电压要求时，Boost 升压电路103工作以实现升压和最大功率点跟踪；在输入电压高于光伏逆变器最小并网直流电压要求时，为降低损耗，Boost升压电路103不工作，旁路支路101的二极管D导通，实现能量传递。

随着光伏发电系统的输入电压配置越来越高，1500V高压系统逐步成为市场的主流。但由于单个开关器件电压应力有限，传统的两电平Boost 升压电路难以满足1500V系统要求。参见图2，该图为传统的三电平Boost 变换器的示意图，该变换器包括两电平正向Boost电路201和两电平负向 Boost电路202。该变换器的开关管Q1、Q2及二极管D1、D2电压应力仅为输出电压的一半，因而在功率器件选型上可以直接使用低成本的较低电压等级功率器件实现高压电力变换。

但该变换器需要两个独立的电抗L1和L2，因而体积和重量大。尤其对于包括多路MPPT(Maximum Power Point Tracking，最大功率点跟踪)的并网逆变器，每一路MPPT都包括一个三电平Boost变换器，会导致整个系统的成本、体积和重量大幅增加。

同时由于现有技术中对称三电平BOOST电抗采用的是两个基于单独磁芯的独立电抗，受磁芯本体差异性影响，实际应用时两个独立电抗的感值和磁芯饱和程度难以保证一致。且传统的控制方式中，电感电流在Q1 开通Q2关断时流经负半母线电容，在Q1关断Q2开通时流经正半母线电容，因而该控制方式需要增加额外的均压控制，导致系统控制复杂。

实用新型内容

为了解决上述技术问题，本申请提供了一种三电平Boost变换器及光伏系统，显著降低了变换器的成本、体积以及重量，还解决了由磁芯本体差异引起的磁芯饱和程度不一致的问题，且可以有效避免母线电容不平衡问题。

本申请提供了一种三电平Boost变换器，包括：集成耦合电抗、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管、第一电容和第二电容；

所述集成耦合电抗包含第一绕组、第二绕组和公共磁芯，且所述第一绕组和第二绕组均安装在所述公共磁芯上；所述第一绕组的第一端连接变换器的正输入端，所述第一绕组的第二端连接第一节点；所述第三开关管的第一端连接所述第一节点，所述第三开关管的第二端连接所述变换器的正输出端；

所述第一开关管的第一端连接所述第一节点，所述第一开关管的第二端连接第二节点，所述第二开关管的第一端连接所述第二节点，所述第二开关管的第二端连接第三节点；

所述第二绕组的第一端连接所述第三节点，所述第二绕组的第二端连接所述变换器的负输入端，所述第四开关管的第一端连接所述负输出端，所述第四开关管的第二端连接所述第三节点；

所述第一电容的两端分别连接所述变换器的正输出端和所述第二节点，所述第二电容的两端分别连接所述变换器的负输出端和所述第二节点；

所述第一绕组的第一端和所述第二绕组的第一端为同名端。

可选的，所述第一绕组所呈现的电感和第二绕组所呈现的电感相同。

可选的，所述第一绕组的匝数和所述第二绕组的匝数相同。

可选的，所述第一绕组的材质和所述第二绕组的材质相同。

可选的，所述第一开关管和第二开关管同时开通或同时关断。

可选的，该三电平Boost变换器还包括第一隔离驱动芯片和第二隔离驱动芯片；

所述第一隔离驱动芯片副边的输出端连接所述第一开关管的控制端，用于控制所述第一开关管的开关状态；

所述第二隔离驱动芯片副边的输出端连接所述第二开关管的控制端，用于控制所述第二开关管的开关状态；

所述第一隔离驱动芯片原边对应的发光二极管与所述第二隔离驱动芯片原边对应的发光二极管串联后连接驱动脉冲的逻辑控制电平。

可选的，所述第三开关管和第四开关管均为二极管；

所述第三开关管的阳极连接所述第一节点，所述第三开关管的阴极连接所述正输出端；所述第四开关管的阳极连接所述负输出端，所述第四开关管的阴极连接所述第三节点。

本申请实施例还提供了一种三电平Boost变换器的控制方法，应用于对所述变换器进行控制，所述变换器包括：集成耦合电抗、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管、第一电容和第二电容；所述集成耦合电抗包含第一绕组、第二绕组和公共磁芯；所述第一绕组的第一端连接变换器的正输入端，所述第一绕组的第二端连接第一节点；所述第三开关管的第一端连接所述第一节点，所述第三开关管的第二端连接所述变换器的正输出端；所述第一开关管的第一端连接所述第一节点，所述第一开关管的第二端连接第二节点，所述第二开关管的第一端连接所述第二节点，所述第二开关管的第二端连接第三节点；所述第二绕组的第一端连接所述第三节点，所述第二绕组的第二端连接所述变换器的负输入端，所述第四开关管的第一端连接所述负输出端，所述第四开关管的第二端连接所述第三节点；所述第一电容的两端分别连接所述变换器的正输出端和所述第二节点，所述第二电容的两端分别连接所述变换器的负输出端和所述第二节点；所述第一绕组的第一端和所述第二绕组的第一端为同名端；

该方法包括：

在所述变换器工作时，控制所述第一开关管和第二开关管同时开通或同时关断。

可选的，当所述第一开关管和第二开关管同时开通时，电流路径为：所述第一绕组-第一开关管-第二开关管-第二绕组；

当所述第一开关管和第二开关管同时关断时，电流路径为：所述第一绕组-第三开关管-第一电容-第二电容-第四开关管-第二绕组。

本申请实施例还提供了一种光伏系统，其特征在于，包括上述任一项所述的三电平Boost变换器，还包括：逆变器和控制器；

所述三电平Boost变换器，用于对光伏组件输出的直流电进行升压后发送给所述逆变器；

所述逆变器，用于将所述三电平Boost变换器输出的直流电转换为交流电反馈给交流电网；

所述控制器，用于在所述三电平Boost变换器工作时，控制所述第一开关管和第二开关管同时开通或同时关断。

可选的，所述光伏系统还包括：第三二极管和第四二极管；

所述第三二极管的阳极连接所述三电平Boost变换器的正输入端，所述第三二极管的阴极连接所述三电平Boost变换器的正输出端；

所述第四二极管的阳极连接所述三电平Boost变换器的负输出端，所述第四二极管的阴极连接所述三电平Boost变换器的负输入端。

可选的，所述光伏系统还包括：第一继电器和第二继电器；

所述第一继电器的一端连接所述三电平Boost变换器的正输入端，所述第一继电器的另一端连接所述三电平Boost变换器的正输出端；

所述第二继电器的一端连接所述三电平Boost变换器的负输出端，所述第二继电器的另一端连接所述三电平Boost变换器的负输入端；

所述控制器，还用于在所述三电平Boost变换器不工作时，控制所述第一继电器和第二继电器均闭合。与现有技术相比，本申请至少具有以下优点：

本申请提供的三电平Boost变换器，采用了集成耦合电抗，将第一绕组和第二绕组绕制在同一个公共磁芯，由于只需要一个磁芯，降低变换器的成本、体积以及重量。能够保持第一绕组和第二绕组的磁芯饱和程度始终一致，解决了由磁芯本体差异引起的磁芯饱和程度不一致的问题，提高了变换器的可靠性，并且在变换器工作时，两个绕组在公共磁芯中产生的磁通方向相同，能够起到相互耦合增强的作用，增大了电路的电感量，因此还能够降低电感电流纹波。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本申请提供的两电平Boost升压电路的电路图；

图2为本申请提供的传统的三电平Boost变换器的示意图；

图3为本申请提供的传统的三电平Boost变换器的一种工作状态的示意图；

图4为本申请提供的传统的三电平Boost变换器的另一种工作状态的示意图；

图5为本申请实施例一提供的一种三电平Boost变换器的示意图；

图6为本申请实施例一提供的三电平Boost变换器的集成耦合电抗的示意图；

图7为本申请实施例二提供的另一种三电平Boost变换器的电路图；

图8为本申请实施例二提供的隔离驱动芯片的示意图；

图9为本申请实施例三提供的第一开关管和第二开关管同时开通时图 7所示变换器的工作状态示意图；

图10为本申请实施例三提供的第一开关管和第二开关管同时关断时图7所示变换器的工作状态示意图；

图11为本申请实施例四提供的一种光伏系统的示意图；

图12为本申请实施例四提供的另一种光伏系统的示意图；

图13为本申请实施例四提供的又一种光伏系统的示意图；

图14为本申请实施例四提供的再一种光伏系统的示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解方案，下面先说明传统三电平 Boost变换器的控制方式。

传统的三电平Boost变换器采用的是不同步三电平控制方式，继续参见图2所示的三电平Boost变换器，当开关管Q1开通且开关管Q2关断时，三电平Boost变换器的工作状态如图3所示，理想状态下，希望L1＝L2。电流从正输入端流出，依次流过L1、开关管Q1、负半母线电容C2、二极管D2、电感L2，最后流入负输入端。

当开关管Q1关断且开关管Q2开通时，三电平Boost变换器的工作状态如图4所示，电流从正输入端流出，依次流过L1、二极管D1、正半母线电容C1、开关管Q2、电感L2，最后流入负输入端。

该变换器工作模态切换时，对正负母线的电容C1和C2分别充电，会导致输出母线电容中点O的电位相对负输入端存在较大的共模电压跳变，致使系统漏电流显著增大；并且由于对C1和C2的充电不同步，为保证C1 和C2的电压均衡，还需要在控制时增加额外的均压控制策略，导致系统控制的复杂性大大提升。

同时，该三电平Boost变换器的两个电抗都需要单独的磁芯，增大了变换器的成本、体积以及重量，另一方面，实际应用时受到磁芯本体差异性的影响，两个磁芯的饱和程度难以保证一致，导致L1和L2的电感量不同。

为了解决上述技术问题，本申请提供了一种三电平Boost变换器，该变换器采用了集成耦合电抗，将第一绕组和第二绕组绕制在同一个公共磁芯，由于该变换器只需要一个独立的磁芯，因此从根本上解决了磁芯饱和程度难以保证一致的问题，降低了变换器成本、体积以及重量，同时本申请还提供了一种应用于该三电平Boost变换器的控制方法，能够避免正半母线和负半母线电容电压不均衡。

为了使本技术领域的人员更好地理解本实用新型方案，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

实施例一：

本申请实施例一提供了一种三电平Boost变换器，下面结合附图具体说明。

参见图5，该图为本申请实施例一提供的一种三电平Boost变换器的示意图。

该变换器包括：集成耦合电抗501、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4、第一电容C1和第二电容C2。其中，集成耦合电抗501包括第一绕组N1、第二绕组N2和公共磁芯，且第一绕组 N1和第二绕组N2共用该公共磁芯。

第一绕组N1的第一端连接变换器的正输入端，第一绕组N1的第二端连接第一节点A，第三开关管Q3的第一端连接第一节点A，第三开关管 Q3的第二端连接变换器的正输出端Vout+。

第一开关管Q1的第一端连接第一节点A，第一开关管的第二端连接第二节点B，第二开关管Q2的第一端连接第二节点B，第二开关管的第二端第三节点C。

第二绕组N2的第一端连接第三节点C，第二绕组N2的第二端连接变换器的负输入端，第四开关管Q4的第一端连接负输出端Vout-，第四开关管的第二端连接第三节点C。

第一电容C1的两端分别连接变换器的正输出端Vout+和第二节点B，第二电容C2的两端分别连接变换器的负输出端和第二节点B。

变换器的正输出端Vout+和负输出端Vout-连接光伏逆变器(图中并未示出)。

第一绕组N1和第二绕组N2共用一个公共磁芯，第一绕组N1的第一端和所述第二绕组N2的第一端为同名端。

参见图6，该图为本申请实施例一提供的三电平Boost变换器的集成耦合电抗的示意图。

图6所示结构对应图5中的集成耦合电抗501，该集成耦合电抗的第一绕组N1和第二绕组N2绕制在同一个公共磁芯600上，第一绕组N1的第一端和第二绕组N2的第一端为同名端。当电流从第一绕组N1的第一端流入时，第一绕组N1在公共磁芯600上产生的磁通为Φ1，当电流从第二绕组N2的第一端流入时，第二绕组N2在公共磁芯600上产生的磁通为Φ2，由于Φ1和Φ2的方向相同，因此两个磁通会相互耦合增强。

若以L1表示第一绕组N1和公共磁芯构成的电感量，以L2表示第二绕组N2和公共磁芯构成的电感量，以M表示电感L1和电感L2之间的互感量，则变换器在工作时图6所示部分的等效电感为L1+L2+M，可见由于磁通的相互耦合增强导致电感量增大，因此还能够有效降低电感电流纹波。

其中上述开关管可以为MOS管(metal oxide semiconductor，金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(insulated gate bipolar transistor，绝缘栅双极型晶体管)，第三开关管Q3和第四开关管Q4还可以为二极管。

本实施例及以下实施例中的“第一”、“第二”等词仅是为了方便说明，并不构成对于本申请的限定。

本申请实施例提供的三电平Boost变换器采用了集成耦合电抗，将第一绕组和第二绕组绕制在同一个公共磁芯，因此只需要一个磁芯，能够降低变换器的成本、体积以及重量，还能够保持第一绕组和第二绕组的磁芯饱和程度始终一致，解决了由磁芯本体差异引起的磁芯饱和程度不一致的问题，提高了变换器的可靠性，并且在变换器工作时，两个绕组在公共磁芯中产生的磁通方向相同，能够起到相互耦合增强的作用，增大了电路的电感量，因此还能够降低电感电流纹波。

实施例二：

本申请实施例二还提供了另一种三电平Boost变换器，与实施例一的区别在于本实施例提供的三电平Boost变换器的第一绕组和第二绕组所呈现的电感相同，为了实现第一开关管和第二开关管同时开通或同时关断，该变换器还包括了隔离驱动芯片，下面结合附图具体说明。

参见图7，该图为本申请实施例二提供的另一种三电平Boost变换器的电路图。

在实施例一提供的变换器的基础上，本实施例提供的变换器还包括：第一隔离驱动芯片701和第二隔离驱动芯片702。第一隔离驱动芯片701 和第二隔离驱动芯片702可以完全相同。

该变换器的第一开关管Q1和第二开关管Q2为MOS管或IGBT，第三开关管和第四开关管为二极管，图中用D1和D2表示。二极管D1的阳极连接第一节点A，二极管D1的阴极连接正输出端Vout+，二极管D2的阳极连接负输出端Vout-，二极管D2的阴极连接第三节点C。

该变换器的第一绕组N1所呈现的电感L1和第二绕组N2所呈现的电感L2相同。因此设计第一绕组N1和第二绕组N2时，可以使第一绕组N1 和第二绕组N2的材质、匝数以及绕组导体的横截面积相同。

参见图8，该图为本申请实施例二提供的隔离驱动芯片的示意图。

图8对应图7中的虚线框部分的结构，第一隔离驱动芯片701副边的输出端连接第一开关管Q1的控制端，用于控制第一开关管Q1的开关状态；第二隔离驱动芯片702副边的输出端连接第二开关管Q2的控制端，用于控制第二开关管Q2的开关状态。

第一隔离驱动芯片701原边对应的发光二极管D_L1与第二隔离驱动芯片702原边对应的发光二极管D_L2串联后连接驱动脉冲的逻辑控制电平，电阻R用于限制电流以保护电路。该逻辑控制电平为PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)逻辑控制电平。

因此在驱动两个隔离驱动芯片时，流经两个隔离驱动芯片原边发光二极管的电流大小相等，忽略两个隔离驱动芯片间极小的传输延时差异性，能够实现开关管Q1和Q2按照升压的占空比要求同时开通或同时关断。

本申请实施例提供的三电平Boost变换器的第一绕组N1所呈现的电感 L1和第二绕组N2所呈现的电感L2相同，并通过两个隔离驱动芯片准确的控制开关管Q1和Q2的同时开通或同时关断，使得该变换器的第一电容 C1和第二电容C2的充电特性和放电特性一致，因此电容C1和电容C2的中点O的电位相对于负输入端不存在共模电压跳变，同时实现了第一电容 C1和第二电容C2的电压均衡，避免增加额外的电压均衡策略，简化了系统。

实施例三：

继续参见图2至图4，由于在控制传统的三电平Boost变换器时采用不同步三电平控制方式，导致输出母线电容中点O的电位相对负输入端存在较大的共模电压跳变，增大了漏电流；且电感电流在Q1开通Q2关断时流经C2，在Q1关断Q2开通时流经C1，C1和C2的充电时间不一致，因而还需要增加额外的均压控制以均衡C1和C2的电压，导致系统控制复杂。为了解决上述问题，本申请实施例还提供了一种三电平Boost变换器的控制方法，下面结合附图具体说明。

本申请实施例提供的控制方法为同步开关控制方式，具体为：

在变换器工作时，控制第一开关管和第二开关管同时开通或同时关断。

下面以图7所示控制器为了继进行说明，三电平Boost变换器的具体结构和工作原理可以参见上述实施例的相关说明，本申请在此不再赘述。

参见图9，该图为第一开关管和第二开关管同时开通时图7所示变换器的工作状态示意图。

当第一开关管Q1和第二开关管Q2同时开通时，电流从正输入端流出，电流路径(图中的虚线路径)为：第一绕组N1-第一开关管Q1-第二开关管 Q2-第二绕组N2，最后流入负输入端。

参见图10，该图为第一开关管和第二开关管同时关断时图7所示变换器的工作状态示意图。

当所述第一开关管Q1和第二开关管Q2同时关断时，电流从正输入端流出，电流路径为(图中的虚线路径)：所述第一绕组N1-第一二极管D1- 第一电容C1-第二电容C2-第二二极管D2-第二绕组N2，最后流入负输入端。

可见，当使用该方法控制第一开关管Q1和第二开关管Q2时，第一电容C1和第二电容C2的充电特性和放电特性一致，因而该控制方法可以自动实现电容电压的均衡，避免增加额外的电压均衡策略，简化了系统。同时，第一电容C1和第二电容C2的中点O的电位相对于负输入端不存在共模电压跳变，降低了变换器的漏电流。

实施例四：

基于上述实施例提供的三电平Boost变换器，本申请实施例还提供了一种光伏系统，下面结合附图具体说明。

参见图11，该图为本申请实施例四提供的一种光伏系统的示意图。

该光伏系统1100包括了：三电平Boost变换器1101、控制器1102、和逆变器1103。

其中，三电平Boost变换器1101能够将光伏组件输出的直流电进行升压后发送给逆变器1103，三电平Boost变换器1101的具体结构以及工作原理可以参见上述实施例，在此不再赘述。

逆变器110能够将三电平Boost变换器1101输出的直流电转换为交流电反馈给交流电网。

在三电平Boost变换器1101的输入电压低于逆变器最低并网直流电压时，变换器1101工作，此时控制器1102控制三电平Boost变换器1101的第一开关管和第二开关管同时开通或同时关断，实现升压变换。以三电平 Boost变换器1101为图7所示的结构为例，此时控制器1102通过向第一隔离驱动芯片和第二隔离驱动芯片发送预设占空比的PWM信号，控制开关管Q1和Q2按照预设占空比的要求同时开通或同时关断。

本申请实施例提供的光伏系统包括了上述实施例提供的三电平Boost 变换器，该变换器采用了集成耦合电抗，两个绕组公用一个公共磁芯，因此能够降低光伏系统的成本、体积以及重量，还能够保持第一绕组和第二绕组的磁芯饱和程度始终一致，提高了变换器的可靠性。在变换器工作时，两个绕组在公共磁芯中产生的磁通方向相同，能够起到相互耦合增强的作用，还能够降低电感电流纹波。

此外，通过控制器控制第一开关管和第二开关管时同时开通或同时关断，使第一电容和第二电容的充电特性和放电特性保持一致，因而可以自动实现电容电压的均衡，避免增加额外的电压均衡策略，简化了系统。同时，第一电容和第二电容的中点，即变换器的输出母线电容中点的电位相对于负输入端不存在共模电压跳变，因此还降低了变换器的漏电流。

参见图12，该图为本申请实施例四提供的另一种光伏系统的示意图。

该光伏系统1200与图11所示的光伏系统的区别在于，还包括了旁路支路1和旁路支路2。

在三电平Boost变换器1101的输入电压高于逆变器1103最低并网直流电压时，三电平Boost变换器1101不工作，此时旁路支路1和旁路支路 2导通。

下面结合附图具体说明旁路支路的工作原理。

参见图13，该图为本申请实施例四提供的又一种光伏系统的示意图。

在该实现方式中，旁路支路1包括第三二极管D3、旁路支路2包括第四二极管D4，图中未示出控制器与逆变器。第三二极管D3的阳极连接三电平Boost变换器的正输入端，第三二极管D3的阴极连接三电平Boost变换器的正输出端。

第四二极管D4的阳极连接三电平Boost变换器的负输出端，第四二极管D4的阴极连接三电平Boost变换器的负输入端。

三电平Boost变换器的正输出端Vout+和负输出端Vout-连接光伏逆变器，当输入电压小于光伏逆变器的最小并网直流电压要求时，第三二极管 D3和第四二极管D4处于反向截止的工作状态，两条旁路支路中无电流流过，系统中的三电平Boost变换器工作以实现升压和最大功率点跟踪；当输入电压高于光伏逆变器的最小并网直流电压要求时，第三二极管D3和第四二极管D4处于正向导通的工作状态，此时三电平Boost变换器不工作，降低了能量损耗。

参见图14，该图为本申请实施例四提供的再一种光伏系统的示意图。

在该实现方式中，旁路支路1包括第一继电器S1、旁路支路2包括第二继电器S2，图中未示出控制器与逆变器。第一继电器S1的一端连接三电平Boost变换器的正输入端，第一继电器S1的另一端连接三电平Boost 变换器的正输出端。

第二继电器S2的一端连接三电平Boost变换器的负输出端，第二继电器S2的另一端连接三电平Boost变换器的负输入端。

三电平Boost变换器的正输出端Vout+和负输出端Vout-连接光伏逆变器，当输入电压小于光伏逆变器的最小并网直流电压要求时，控制第一继电器S1和第一继电器S2处于断开状态，两条旁路支路中无电流流过，系统中的三电平Boost变换器工作以实现升压和最大功率点跟踪；当输入电压高于光伏逆变器的最小并网直流电压要求时，控制第一继电器S1和第一继电器S2处于导通状态，此时三电平Boost变换器不工作，旁路继电器流过电流，从而大大降低了能量损耗。

应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a 和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。

以上所述，仅是本实用新型的较佳实施例而已，并非对本实用新型作任何形式上的限制。虽然本实用新型已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本实用新型。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本实用新型技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本实用新型技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本实用新型技术方案的内容，依据本实用新型的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本实用新型技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种三电平Boost变换器，其特征在于，包括：集成耦合电抗、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管、第一电容和第二电容；

所述集成耦合电抗包含第一绕组、第二绕组和公共磁芯，且所述第一绕组和第二绕组均安装在所述公共磁芯上；所述第一绕组的第一端连接变换器的正输入端，所述第一绕组的第二端连接第一节点；所述第三开关管的第一端连接所述第一节点，所述第三开关管的第二端连接所述变换器的正输出端；

所述第一开关管的第一端连接所述第一节点，所述第一开关管的第二端连接第二节点，所述第二开关管的第一端连接所述第二节点，所述第二开关管的第二端连接第三节点；

所述第二绕组的第一端连接所述第三节点，所述第二绕组的第二端连接所述变换器的负输入端，所述第四开关管的第一端连接所述变换器的负输出端，所述第四开关管的第二端连接所述第三节点；

所述第一电容的两端分别连接所述变换器的正输出端和所述第二节点，所述第二电容的两端分别连接所述变换器的负输出端和所述第二节点；

所述第一绕组的第一端和所述第二绕组的第一端为同名端。

2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第一绕组所呈现的电感和第二绕组所呈现的电感相同。

3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述第一绕组的匝数和所述第二绕组的匝数相同。

4.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述第一绕组的材质和所述第二绕组的材质相同。

5.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第一开关管和第二开关管同时开通或同时关断。

6.根据权利要求5所述的变换器，其特征在于，还包括第一隔离驱动芯片和第二隔离驱动芯片；

所述第一隔离驱动芯片副边的输出端连接所述第一开关管的控制端，用于控制所述第一开关管的开关状态；

所述第二隔离驱动芯片副边的输出端连接所述第二开关管的控制端，用于控制所述第二开关管的开关状态；

所述第一隔离驱动芯片原边对应的发光二极管与所述第二隔离驱动芯片原边对应的发光二极管串联后连接驱动脉冲的逻辑控制电平。

7.根据权利要求1-6任一项所述的变换器，其特征在于，所述第三开关管和第四开关管均为二极管；

所述第三开关管的阳极连接所述第一节点，所述第三开关管的阴极连接所述正输出端；所述第四开关管的阳极连接所述负输出端，所述第四开关管的阴极连接所述第三节点。

8.一种光伏系统，其特征在于，包括权利要求1-7任一项所述的三电平Boost变换器，还包括：逆变器和控制器；

所述三电平Boost变换器，用于对光伏组件输出的直流电进行升压后发送给所述逆变器；

所述逆变器，用于将所述三电平Boost变换器输出的直流电转换为交流电反馈给交流电网；

所述控制器，用于在所述三电平Boost变换器工作时，控制所述第一开关管和第二开关管同时开通或同时关断。

9.根据权利要求8所述的光伏系统，其特征在于，还包括：第三二极管和第四二极管；

所述第三二极管的阳极连接所述三电平Boost变换器的正输入端，所述第三二极管的阴极连接所述三电平Boost变换器的正输出端；

所述第四二极管的阳极连接所述三电平Boost变换器的负输出端，所述第四二极管的阴极连接所述三电平Boost变换器的负输入端。

10.根据权利要求9所述的光伏系统，其特征在于，还包括：第一继电器和第二继电器；

所述第一继电器的一端连接所述三电平Boost变换器的正输入端，所述第一继电器的另一端连接所述三电平Boost变换器的正输出端；

所述第二继电器的一端连接所述三电平Boost变换器的负输出端，所述第二继电器的另一端连接所述三电平Boost变换器的负输入端；

所述控制器，还用于在所述三电平Boost变换器不工作时，控制所述第一继电器和第二继电器均闭合。

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