CN209824068U - 驱动恒流源负载的装置及照明灯具 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种驱动恒流源负载的装置，包括功率转换级、恒流控制器集成电路以及输出电压采样保持电路；输出电压采样保持电路包括采样二极管及保持电容，采样二极管的正极连接抽头电感的抽头，其负极与保持电容一端之间的节点连接至集成电路内的限压或恒压控制电路，保持电容的另一端连接至参考地。采用本实用新型上述电路架构的驱动装置，其防潮性能达到前所未有的高度，并且具有更高的输出电压采样精度和反馈供电效率。

Description

驱动恒流源负载的装置及照明灯具

技术领域

本实用新型涉及恒流源负载的驱动装置，具体而言，涉及采用新的非隔离输出电压采样保持电路架构的恒流源负载驱动装置，以及包含所述驱动装置的照明灯具。

背景技术

作为新一代的照明光源，发光二极管(LED)已经得到广泛应用。在全球照明市场，LED照明预计占了七成以上。从1％到70％的市场占有率，LED照明只用了不到十年的时间。如此快的成长速度，基于两方面原因，一是LED照明确实更节能环保；二是LED照明灯具成本迅速下降，甚至已经低于传统照明灯具的成本。

随着LED照明市场逐渐饱和，增长乏力，利润不断下降，这一产业开始寻求转型升级。与传统照明相比，LED照明具有一个较大的优势，即，实现灯具的调光(调节亮度)和调色(改变光的颜色)相对容易。这一优势恰为智能照明所需。目前，智能化逐渐成为创新热点，比如人工智能AI、物联网、智能家居等等。在智能家居中，智能照明可能会最先实现商业化，这基本是业界共识。未来十年，将是LED智能照明大发展的十年。

在发明人本人的中国专利申请CN107222953A(2017年9月29日公开)中，披露了一种数模混合调光恒流控制器，该控制器既同时保留数字调光技术和模拟调光技术的优点，又回避了两者的缺点。图1为包含该控制器的智能照明系统的功能框图。如图1所示，由于数字信号容易产生，传输抗干扰强，所以现有技术中的无线信号接收与处理电路102完全保留。在无线信号接收与处理电路102与LED负载120之间，采用独创的包含数模混合调光恒流控制器的驱动电路111，它接收数字PWM调光信号，却输出连续稳定的工作电流。

图2示出了上述恒流驱动电路111。控制电路300内，调光数模转换电路330将外部的PWM调光信号转换为稳定的直流电压EAREF，该直流电压EAREF等于上述PWM调光信号的占空比与参考电压VREF3(例如200mV)的乘积。直流电压EAREF作为电压基准，送到误差放大电路320用作正端参考电压。控制电路300其余的部分，就是一个完整的闭环开关恒流控制结构。

在实际工业应用中，上述发明方案还存在以下有待改进之处。

从结构功能上讲，普通的LED照明灯具主要包括三部分，一是外壳，这是灯的外形；二是LED光源，也就是发光的部件；三是驱动电源，为LED光源提供能量。而LED光源与驱动电源之间，一般通过两种方式连接。一种是可靠固定连接，比如锡焊接，或者用螺钉锁死，如绝大部分LED球泡就采用锡焊接连接；还有一种是接插头连接，不需要借助任何工具，就可以轻松安装拆卸。目前市场上，大多数种类的LED灯具(比如吸顶灯、平板灯、筒灯等等)都采用后一种简易连接，这样就存在热插拔和接触不良的问题。显然，图2的恒流驱动电路中没有限压保护，热插拔和接触不良容易导致光源烧毁。

图2电路中，光耦303的输出工作电流一般为0.5mA到1mA；加上驱动10A以上功率开关205，所需的驱动电流会在4mA以上；再加上控制电路300自身所需，工作电流会在1mA左右。这样，图2电路总共的工作电流在6mA以上，这些电流如都靠电阻203提供不现实。因为对于220V的交流电网，整流滤波后的电压高达310V，这样6mA的电流流过电阻203，电阻203上的功耗就有1.8W左右，会使得系统效率降低，并导致电阻203的散热成本较高。

综上，图2电路需要进一步解决两个实际问题，一是输出的限压问题；二是控制电路300的供电问题。传统的解决方案如图3所示。该LED恒流驱动电路中，电阻401和电阻402用来对输出电压取样，控制电路400内部设有电压采样保持电路440和恒压控制电路450。在电感208的放电阶段(功率开关205断开，续流二极管207导通)，二极管403和电阻404组成反馈供电电路，为控制电路400提供绝大部分的工作电流。然而，图3的解决方案又带来以下几个新问题。

一是潮湿问题。图3所示恒流驱动电路中，在控制电路400内部，电压采样保持电路440的采样恒压基准通常在1V左右。采样电阻401阻值越大，系统防潮能力越差；阻值越小，系统损耗又会加大，所以电阻401通常选择在5k欧姆左右。这样，电阻402的阻值大小就由最高输出电压VOUT决定，VOUT限压越高，电阻402阻值越大。比如LED负载为50串，输出电压就高达160V，VOUT限压相应需要做到190V以上。这种情况下，电阻402的阻值会高达950k欧姆，这么大的阻值很容易受到潮湿的影响。潮湿水分可以等效为与电阻402并联的一个漏电电阻，越潮湿，这个漏电电阻阻值就越小，与电阻402并联后的阻值也越小，这意味着VOUT限压也会变得越小。在干燥的时候，VOUT限压为190V，这没有问题。但在潮湿的环境下工作，VOUT限压可能会变成140V，远低于LED负载的工作电压160V，这就会导致输出电流严重不足，甚至出现闪灯的情况。这种情形是终端用户绝对不能接受的。实际上，在LED照明工业界，潮湿闪灯问题一直没有得到彻底解决。

二是电路信号噪声问题。图3的恒流驱动电路中，采样信号FB实际上是一个开关信号，频率与系统开关频率一样。采样发生在系统放电阶段，也就是功率开关205断开、续流二极管207导通的阶段。在功率开关205刚断开的时候，系统噪声非常大，这主要由系统布线和元件的寄生参数所导致，比如寄生电阻、寄生电感、寄生电容、磁芯漏磁导致的漏电感等等。上述系统噪声会持续几百个nS，而实际采样电路要等系统噪声基本平息以后才开始采样，等待时间至少需要1uS以上，一般保守的做法是等待时间为2uS左右。在输出电流不可调的恒流系统中，通常电感208的放电时间都远大于2uS，所以等待2uS，电压采样保持电路440才开始采样FB电压可以行得通。但是，在调光恒流系统中，输出电流可以调节，可从零光滑地调到最大。在输出电流最大的时候，电感208的放电时间可能远大于2uS；而当输出电流在5％以下时，电感208的放电时间可能低于300nS(输出电流越小，电感208放电时间越短)，在这段时间内电路噪声很大，这时候电压采样保持电路440采到的电压信号非常不准确，由此致使恒压输出也不准确，而造成系统工作不稳定，严重时会导致灯闪烁。这会严重影响到使用者的体验，使用者不可能接受。

三是供电问题。图3的恒流驱动电路中，二极管403和电阻404构成反馈供电电路，从输出端取电，可以提高供电效率。但是，现在随着LED负载串数的增多，输出电压VOUT有越来越高的趋势，这样图3电路中的反馈供电效率就会越来越低。目前最高的输出电压VOUT已超过200V，如需要反馈供电5mA，电阻404就会有1W的功耗，损耗太大。所以，有必要再找到一种更高效率的供电方式。

实用新型内容

本实用新型的目的在于，提出一种新的非隔离输出电压采样保持电路架构，以彻底解决LED恒流驱动电路的上述潮湿闪灯问题、小电流输出时的电压采样保持不稳定问题，并使高输出电压时的反馈供电效率提高。

根据本实用新型的第一方面，提供一种驱动恒流源负载的装置，包括功率转换级、恒流控制器集成电路以及输出电压采样保持电路，其中，

功率转换级包括功率开关、检测电阻、续流二极管以及由抽头电感与滤波电容构成的滤波器；所述功率开关的漏极与输入电压源连接，其源极经所述检测电阻连接至抽头电感与所述集成电路参考地GNDIC之间的节点；所述续流二极管的负极连接在所述功率开关的源极与检测电阻之间；以将高输入直流电压转换成低输出直流电压，提供给所述恒流源负载；恒流控制器集成电路基于流过所述抽头电感的电流峰值控制所述功率开关的断开，以及在流过所述抽头电感的电流下降到零时，所述集成电路控制所述功率开关的闭合；并且，所述集成电路内部设有限压或恒压控制电路；输出电压采样保持电路包括采样二极管及保持电容，所述采样二极管的正极连接所述抽头电感的抽头，其负极与所述保持电容一端之间的节点SH连接至所述集成电路内的限压或恒压控制电路，所述保持电容的另一端连接至所述参考地GNDIC。

在第一方面中，优选的是，在所述功率开关断开期间，所述抽头电感的抽头绕组电压VLT为采样电压，该电压为：VLT＝VOUT/N，其中，VOUT为输出电压，N为抽头电感整个绕组与抽头绕组的匝数比。

优选的是，在所述功率开关断开期间，所述输出电压采样保持电路同时为所述集成电路提供反馈供电。

优选的是，所述集成电路内部还设有恒流误差放大电路、逻辑控制电路，其中，恒流误差放大电路基于来自所述功率转换级的电感电流检测信号，产生一经放大的误差信号；逻辑控制电路包括：峰值比较器，将所述电感电流检测信号与所述误差信号进行比较，产生第一输出信号；谷值比较器，将所述电感电流检测信号与第一参考电压进行比较，产生第二输出信号；以及触发器，基于所述第一输出信号控制所述功率开关的断开，基于所述第二输出信号控制所述功率开关的闭合。

优选的是，所述集成电路内的限压控制电路包括：第一电阻，连接到所述采样二极管负极与保持电容一端之间的节点SH；与所述第一电阻串联连接的第二电阻，所述第二电阻连接到所述参考地GNDIC；比较器，一输入端连接所述第一电阻、第二电阻之间的节点，另一输入端连接第二参考电压，输出端与所述逻辑控制电路中触发器的复位端连接。

优选的是，所述集成电路内的恒压控制电路包括：第一电阻，连接到所述采样二极管负极与保持电容一端之间的节点SH；与所述第一电阻串联连接的第二电阻，所述第二电阻连接到所述参考地GNDIC；误差放大器，一输入端连接所述第一电阻、第二电阻之间的节点，另一输入端连接第二参考电压；比较器，一输入端连接所述误差放大器的输出端，另一输入端接收所述电感电流检测信号，输出端与所述逻辑控制电路中触发器的复位端连接。

优选的是，经限制或恒定的最大输出电压VOUT_MAX为：VOUT_MAX＝VREF2*N*(R₁+R₂)/R₂，其中，VREF2为所述第二参考电压，N为抽头电感整个绕组与抽头绕组的匝数比，R₁、R₂为所述第一电阻、第二电阻的阻值。

优选的是，所述恒流误差放大电路包括：调光数模转换电路，将一PWM调光信号转换为稳定的直流电压EAREF，所述直流电压EAREF等于所述PWM调光信号的占空比与第二参考电压的乘积；误差放大电路，将所述直流电压EAREF与所述电感电流检测信号的平均值之间的差进行放大，产生所述误差信号。

根据第二方面，提供一种照明灯具，包括上述第一方面中所述的装置以及LED负载。

根据第三方面，提供一种照明灯具，包括无线信号接收与处理电路、上述第一方面中所述的装置以及LED负载，其中，所述无线信号接收与处理电路接收无线传输的照明指令，并将所述照明指令转换为PWM调光信号。

采用本实用新型输出电压采样保持电路架构的恒流源负载驱动装置，其防潮性能达到前所未有的高度，并且具有更高的输出电压采样精度和反馈供电效率。同时，本实用新型电路架构使用更少的元件，电路结构简洁程度达到业界新高度，生产效率更高。而且，所述恒流源负载驱动装置中，恒流控制器集成电路减少一个管脚，有助于选择采用更经济、更高散热效率的封装结构。本实用新型对于LED照明往更可靠、更低成本、更高效率不断升级，提供了新的技术路线和保证。

附图说明

为更好地理解本实用新型，下文以实施例结合附图对本实用新型作进一步说明。附图中：

图1为现有技术智能照明系统的功能框图；

图2示出了图1中含数模混合调光恒流控制器的驱动电路；

图3示出了现有的LED恒流驱动电路；

图4示出了本实用新型一实施例的LED恒流驱动电路；

图5示出了抽头电感抽头对输出电压采样操作的工作信号波形；

图6为图4所示LED恒流驱动电路在负载开路限压保护中的应用示例；

图7为图4所示LED恒流驱动电路在恒压输出中的应用示例。

具体实施方式

申请人经研究发现，现有LED恒流驱动电路的潮湿闪灯问题、小电流输出时电压采样保持不稳定问题的产生，基于一个共同的原因，即，图3恒流驱动电路中的关键节点FB是一个弱势节点，容易受到外界因素的干扰。这是因为，一方面，连接在FB节点两端电阻401、402的工作电流在采样阶段只有200到500uA，这一电流太小，在潮湿环境下工作，只要有几十uA的漏电就会对采样结果造成严重误差；另一方面，FB节点的一般交流阻抗在5k到15k欧姆之间，这对于快速的开关电源系统来说，显然容易受到系统开关噪声的影响。

因此，本实用新型的核心构思在于，找到一种新的强势的输出电压采样保持电路结构，既不怕漏电，也不怕系统开关噪声，最好还能提供高的反馈供电效率。

本实用新型最终找到的强势输出电压采样保持电路结构包含在图4中，图4示出了本实用新型一实施例的LED恒流驱动电路。该恒流驱动电路包括功率转换级、恒流控制器集成电路500以及输出电压采样保持电路。其中，功率转换级包括功率开关205、检测电阻206、续流二极管207以及由抽头电感508与滤波电容209构成的滤波器。功率开关205的漏极与输入电压源VIN连接，其源极经检测电阻206连接至抽头电感508与集成电路参考地GNDIC之间的节点。续流二极管207的负极连接在功率开关205的源极与检测电阻206之间。上述功率转换级将高输入直流电压VIN转换成低输出直流电压VOUT，提供给LED负载120。

基于流过抽头电感508的电流峰值，恒流控制器集成电路500控制功率开关205的断开；并且在流过抽头电感508的电流下降到零时，集成电路500控制功率开关205的闭合。

如图4所示，输出电压采样保持电路包括采样二极管503及保持电容204，采样二极管503的正极连接到抽头电感508中间某个位置的抽头，其负极与保持电容204一端之间的节点SH连接到集成电路500内的限压或恒压控制电路550，保持电容204的另一端连接到集成电路参考地GNDIC。

与图3的电路相比较，可以看出，图4的恒流控制器集成电路500中，不设有图3中位于控制电路400内部的电压采样保持电路440。在图4所示LED恒流驱动电路中，位于集成电路500外围的采样二极管503、保持电容204和抽头电感508一起，配合完成对输出电压VOUT的采样和保持，同时，对恒流控制器集成电路500反馈供电。

图4电路中的节点SH比图3中节点FB强势得多。原因在于，一方面，抽头电感508的放电阶段也是上述输出电压采样保持电路采样的阶段，在这一阶段，通过采样二极管503的最大电流可以比抽头电感508的工作电流大几倍。这是由于，输出电压采样保持电路连接在抽头电感508中间某个位置的抽头，该抽头绕组(自LT节点到GNDIC节点侧的绕组)一般是整个绕组的几分之一，根据自感变压器的工作原理可知，电压下降几倍，最大电流就增加几倍。因此，从工作电流来看，节点SH是非常强势的。图3中节点FB工作电流只有几百个uA，而图4节点SH要强势几千到上万倍。另一方面，保持电容204容值一般比较大，如在1uF到22uF之间，这样大的电容对于100nS的开关噪声来说，其容抗在0.1欧姆以下，比图3中节点FB的阻抗(在5K欧姆左右)要低几万倍以上。本领域技术人员知晓，交流阻抗越低，滤除噪声的能力越强。因此，综合起来看，图4中采样保持节点SH比图3的采样保持节点FB要强势许多，可满足照明工业界最严苛的防潮湿、抗噪声设计要求。

这里，抽头电感508的主要功能为开关功率电感，它是整个系统中重要的开关磁性元件。此外，它用以在放电阶段(也就是功率开关205断开期间)通过抽头对输出电压VOUT采样，这也是本实用新型的创新点。

采样二极管503的一个作用是，与抽头电感508配合完成对输出电压VOUT采样。它的另一个作用是反馈供电，为系统提供所需的工作电流。由于电感508的抽头已将输出电压降到合适的电位水平，所以，反馈供电不再需要有类似于图3中电阻404的限流电阻，这样图4电路的反馈供电效率自然提高。

保持电容204为恒流控制器集成电路500提供稳定的工作电压，这是传统的功能。另外，在本实用新型中，保持电容204还具有对采样电压的保持功能。

根据本实用新型，按元件功能来划分，对输出电压采样由加抽头的电感508和采样二极管503完成；对采样电压保持由保持电容204完成；高效率反馈供电则由加抽头的电感508、采样二极管503以及保持电容204实现。由此可见，图4恒流驱动电路中，抽头电感508、采样二极管503和保持电容204组成了一个看似简单，实际上却功能强大、精细巧妙的电路结构。此外，与图3电路相比，图4中恒流控制器集成电路减少一个管脚FB，这有利于本实用新型采用更经济、更高散热效率的封装结构。

一般而言，对于离线高压AC转DC开关电源系统，高压NMOS功率开关205的栅极驱动电压最高不能超过30V，最低不能低于7V，也就是系统的工作电压在7V到30V之间，这意味着，正常工作时保持电容204上的电压在7V到30V之间。本实用新型中，由于输出电压采样保持电路和反馈供电电路完全重合，这样保持电容204上最高和最低工作电压限制，即为对反馈最高和最低供电电压的限制，也是对输出电压采样保持电路的最高和最低输出电压的限制。也就是说，图4电路中的反馈供电电压范围一般在7V到30V之间；同样，对输出电压采样保持电路的输出电压范围也在7V到30V之间。明显地，抽头电感508的抽头所在位置同时决定反馈供电、输出电压采样保持电路的最高和最低输出电压。

图5示出了抽头电感508抽头对输出电压采样操作的工作信号波形。例如，最高输出电压VOUT为50V；交流整流滤波后的输入电压VIN为300V；抽头电感508整个绕组与抽头绕组(自LT节点到GNDIC节点侧的绕组)的匝数比N等于2，即，抽头绕组占整个绕组的一半。一个开关周期中，从刚开始的零时刻到t1时刻为电感充电阶段，此阶段功率开关205处于闭合(ON)状态，抽头电感508左侧节点GNDIC的电压等于VIN(300V)，抽头电感508两端的电压差为VIN-VOUT，抽头电感508电流I(L)以(VIN-VOUT)/L为斜率线性上升。在此阶段，抽头电感508的抽头绕组电压为

VLT1＝-(VIN-VOUT)/N (1)

代入VIN＝300V、VOUT＝50V和N＝2，求得VLT1＝-125V。负的意思是，GNDIC节点电压比抽头电感508抽头的电压高125V，此阶段图4中采样二极管503反偏不导通。显然，在电感充电阶段，抽头电感508的抽头绕组电压不是系统所需要的。

从t1时刻开始，功率开关205处于断开(OFF)状态，续流二极管207正向导通，抽头电感508左侧节点GNDIC的电压等于0V，抽头电感508两端的电压差为VOUT，其电流I(L)以VOUT/L为斜率线性下降。抽头电感508的抽头绕组电压为

VLT2＝VOUT/N (2)

求得VLT2＝25V，满足上述最低7V、最高30V的工作要求。可以看出，VLT2正比于输出电压VOUT，比例系数正好是抽头绕组匝比的倒数，很明显，VLT2电压就是系统所需要的采样电压。电感放电的这一阶段是采样阶段，只要VLT2电压大于保持SH电压，采样二极管503就会正向导通，采样电压保存在保持电容204上。如前文所述，保持电容204的一个功能是采样保持，另一个功能是给恒流控制器集成电路500供电，供电电流同时也是保持功能的放电电流，以确保每个开关工作周期的采样电压VLT2能通过采样二极管503对保持电容204进行充电刷新。

t2时刻抽头电感508电流I(L)下降到零以后，又开始进入新的开关周期。容易理解，电感充电阶段是输出电压采样保持操作的保持阶段，由保持电容204完成保持操作。

图4的LED恒流驱动电路中，除了限压或恒压控制电路550之外，恒流控制器集成电路500内部还设有恒流误差放大电路520、逻辑控制电路310。其中，恒流误差放大电路520基于来自功率转换级的电感电流检测信号IS，产生一经放大的误差信号。逻辑控制电路310包括峰值比较器213、谷值比较器314和触发器211。峰值比较器213将电感电流检测信号IS与上述误差信号进行比较，产生输出信号RST；谷值比较器314将电感电流检测信号IS与参考电压VREF1进行比较，产生输出信号SET；触发器211基于输出信号RST控制功率开关205的断开，并基于输出信号SET控制功率开关205的闭合。

需要指出，本实用新型的恒流控制器，可为不调光恒流控制器，也可为调光恒流控制器；调光可采用模拟调光、数字调光，或者数模混合调光中的任何一种。以上变化均不影响本实用新型输出电压采样保持电路架构的适用。

例如，恒流误差放大电路520可由图3中的调光数模转换电路330和误差放大电路320整合而成。如图3所示，调光数模转换电路330将一PWM调光信号转换为稳定的直流电压EAREF，该直流电压EAREF等于PWM调光信号的占空比与参考电压VREF2的乘积；误差放大电路320将直流电压EAREF与电感电流检测信号IS平均值之间的差进行放大，产生上述误差信号。

再次参照图4，恒流控制器集成电路500中，限压或恒压控制电路550根据功能不同，内部结构也会有所不同。功能上分两种，一种是限压保护，另一种是恒定输出电压(简称恒压)控制。一般LED通用照明采用的恒流控制所需负载开路保护，其实就是简单的限压保护。在LED智能照明蓬勃发展的当下，控制越来越精细，对恒压输出的需求也越来越多。

参照图6，图6为图4所示LED恒流驱动电路在负载开路限压保护中的应用示例。恒流控制器集成电路600内，限压控制电路650由电阻651、电阻652和比较器653构成。其中，电阻651连接到采样二极管503负极与保持电容204一端之间的节点SH；电阻652与电阻651串联连接，电阻652连接到集成电路600的参考地GNDIC；比较器653负输入端连接电阻651、电阻652之间的节点，正输入端连接参考电压VREF2，输出端与逻辑控制电路310中触发器611的复位端R2连接。

该示侧仅对最大输出电压做了限制，一旦输出电压VOUT超过限制，比较器653的输出信号RST2变成高电平，就会复位触发器611(该触发器有两个复位端R1、R2，端口R1由逻辑控制电路310中峰值比较器213的输出信号RST1来复位)，系统立刻停止工作，直至输出电压VOUT回到最大限制电压以下。最大输出电压由以下公式决定

VOUT_MAX＝VREF2*N*(R₆₅₁+R₆₅₂)/R₆₅₂ (3)

其中，VREF2是限压控制电路650内部的参考电压(比如3V)；N是抽头电感508整个绕组与抽头绕组匝数之比；R₆₅₁和R₆₅₂是限压控制电路650内部的分压电阻。式3中，VREF2、R₆₅₁和R₆₅₂实际上均为恒流控制器集成电路600的内部参数和元件，出厂前参考电压VREF2的高低、电阻R₆₅₁和R₆₅₂的阻值大小都要固定下来，不能再修改。所以，式3右边的可变量就只有匝比N。这意味着，只要改变抽头电感508的抽头匝比N，就可以改变最大输出电压VOUT_MAX的设置，匝比N越大，VOUT_MAX就越大。假定VREF2＝3V、N＝2、R₆₅₂＝100K、R₆₅₁＝700K，可求得VOUT_MAX＝48V。

在实际批量生产中，集成电路的内部参考电压误差能做到+/-2％以内，也就是VREF2的误差在+/-2％以内。虽然集成电路内部电阻的精度一般较差，批量生产误差可在+/-15％左右，但是不同电阻之间的匹配却可以做得非常好，也就是式3中(R₆₅₁+R₆₅₂)/R₆₅₂的值可以做的非常准，误差一般控制在+/-1％以内。由于抽头电感508是机器大规模工业生产，式3中唯一的可变量N可以做的非常准，误差在+/-1％以内。综合来看，式3批量生产的VOUT_MAX设置误差可以做到+/-4％以内，精度高，不受其他因素(比如潮湿)的影响。

参照图7，图7为图4所示LED恒流驱动电路在恒压输出中的应用示例。恒流控制器集成电路700内，恒压控制电路750包括电阻651、电阻652、误差放大器754和比较器753。其中，电阻651连接到采样二极管503负极与保持电容204一端之间的节点SH；电阻652与电阻651串联连接，电阻652连接到集成电路700的参考地GNDIC；误差放大器754负输入端连接电阻651、电阻652之间的节点，正输入端连接参考电压VREF2；比较器753正输入端连接误差放大器754的输出端，负输入端接收电感电流检测信号IS(未图示)，输出端与逻辑控制电路310中触发器的复位端R2连接。该示例中，最大恒定输出电压仍由上述式3决定，计算方法不变。

在前文的描述中，虽然本实用新型是以驱动LED负载为例，但是，本领域技术人员易于理解的是，本实用新型可用于驱动任何一种恒流源负载。而且，前文虽以LED光源与交流电网之间没有电气隔离的非隔离恒流驱动为阐述基础，但本实用新型的精神实质同样适用于LED光源与交流电网之间电气隔离的隔离恒流驱动。

显而易见，在此描述的本实用新型可以有许多变化，这种变化不能认为偏离本实用新型的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变，都包括在所附权利要求书的涵盖范围之内。

Claims (10)

1.一种驱动恒流源负载的装置，包括功率转换级、恒流控制器集成电路以及输出电压采样保持电路，其中，

功率转换级，包括功率开关、检测电阻、续流二极管以及由抽头电感与滤波电容构成的滤波器；所述功率开关的漏极与输入电压源连接，其源极经所述检测电阻连接至抽头电感与所述集成电路参考地之间的节点；所述续流二极管的负极连接在所述功率开关的源极与检测电阻之间；以将高输入直流电压转换成低输出直流电压，提供给所述恒流源负载；

恒流控制器集成电路，基于流过所述抽头电感的电流峰值控制所述功率开关的断开，以及在流过所述抽头电感的电流下降到零时，所述集成电路控制所述功率开关的闭合；并且，所述集成电路内部设有限压或恒压控制电路；

输出电压采样保持电路，包括采样二极管及保持电容，所述采样二极管的正极连接所述抽头电感的抽头，其负极与所述保持电容一端之间的节点连接至所述集成电路内的限压或恒压控制电路，所述保持电容的另一端连接至所述参考地。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，在所述功率开关断开期间，所述抽头电感的抽头绕组电压为采样电压，该电压为：VLT＝VOUT/N，其中，VOUT为输出电压，N为抽头电感整个绕组与抽头绕组的匝数比。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，在所述功率开关断开期间，所述输出电压采样保持电路同时为所述集成电路提供反馈供电。

4.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述集成电路内部还设有恒流误差放大电路、逻辑控制电路，其中，

恒流误差放大电路，基于来自所述功率转换级的电感电流检测信号，产生一经放大的误差信号；

逻辑控制电路，包括：

峰值比较器，将所述电感电流检测信号与所述误差信号进行比较，产生第一输出信号；

谷值比较器，将所述电感电流检测信号与第一参考电压进行比较，产生第二输出信号；以及

触发器，基于所述第一输出信号控制所述功率开关的断开，基于所述第二输出信号控制所述功率开关的闭合。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述集成电路内的限压控制电路包括：

第一电阻，连接到所述采样二极管负极与保持电容一端之间的节点；

与所述第一电阻串联连接的第二电阻，所述第二电阻连接到所述参考地；

比较器，一输入端连接所述第一电阻、第二电阻之间的节点，另一输入端连接第二参考电压，输出端与所述逻辑控制电路中触发器的复位端连接。

6.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述集成电路内的恒压控制电路包括：

第一电阻，连接到所述采样二极管负极与保持电容一端之间的节点；

与所述第一电阻串联连接的第二电阻，所述第二电阻连接到所述参考地；

误差放大器，一输入端连接所述第一电阻、第二电阻之间的节点，另一输入端连接第二参考电压；

比较器，一输入端连接所述误差放大器的输出端，另一输入端接收所述电感电流检测信号，输出端与所述逻辑控制电路中触发器的复位端连接。

7.如权利要求5或6所述的装置，其特征在于，经限制或恒定的最大输出电压为：

VOUT_MAX＝VREF2*N*(R₁+R₂)/R₂

其中，VREF2为所述第二参考电压，N为抽头电感整个绕组与抽头绕组的匝数比，R₁、R₂为所述第一电阻、第二电阻的阻值。

8.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述恒流误差放大电路包括：

调光数模转换电路，将一PWM调光信号转换为稳定的直流电压，所述直流电压等于所述PWM调光信号的占空比与第二参考电压的乘积；

误差放大电路，将所述直流电压与所述电感电流检测信号的平均值之间的差进行放大，产生所述误差信号。

9.一种照明灯具，其特征在于，包括权利要求1至7中任一项所述的装置以及LED负载。

10.一种照明灯具，其特征在于，包括无线信号接收与处理电路、权利要求8所述的装置以及LED负载，其中，所述无线信号接收与处理电路接收无线传输的照明指令，并将所述照明指令转换为PWM调光信号。