CN209232947U - 一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种实用新型双频解耦方法的双频天线系统，包括：双频双天线本体位于终端侧边，构成双频天线系统的辐射主体；预匹配网络连接于双频双天线本体之后，对双频双天线进行匹配，优化天线阻抗；解耦网络连接于预匹配网络之后，对预匹配网络之后的双频天线系统进行解耦合；解耦网络包括：频段1移相传输线、频段2移相传输线以及并联导纳网络；匹配网络连接于解耦网络之后，对解耦合后的双频天线系统进行再匹配，优化天线阻抗；匹配网络包括：频段1匹配分支、频段2匹配分支、单刀双掷开关以及匹配共有部分；信号馈入端口连接于匹配网络之后，给双频天线系统馈电。本实用新型大大减少解耦网络所占用的PCB板上面积。
Description
技术领域
本实用新型属于移动终端设备天线技术领域，尤其涉及一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统。
背景技术
随着第五代移动通信(5G)的到来，天线的频段、带宽以及数量将会大大增长。在中国，Sub6G频段中的3.4-3.6GHz以及4.8-5GHz将会作为新的频段应用到各个移动终端中。现今的移动终端，比如手机，其内的结构空间已经非常的紧凑，各个模块以及功能器件几乎将内部空间占满。未来的5G应用，天线至少需要增加4支3.4-3.6GHz以及4.8-5GHz双频天线，如何保证在有限的空间尺寸下实现新频段的天线功能以及保证其性能，对天线设计者无疑是巨大的挑战。
有限的物理空间下，传统的sub6G频段同频天线设计一般有保证一定物理空间距离的需求，以保证各天线间的隔离，但这无疑会使得天线、ID以及结构设计都受限。
实用新型内容
为了克服现有技术的不足，本实用新型提出了一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，在所需频段两天线隔离在10dB以上，每支天线的回波损耗在﹣5dB以下。
为达到上述目的，本实用新型所采用的技术方案是：
一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，包括双频双天线本体、预匹配网络、解耦网络、匹配网络以及信号馈入端口，其中：
所述双频双天线本体位于终端侧边，构成所述双频天线系统的辐射主体；
所述预匹配网络连接于所述双频双天线本体之后，对所述双频双天线进行匹配，优化天线阻抗；
所述解耦网络连接于所述预匹配网络之后，对所述预匹配网络之后的双频天线系统进行解耦合；
所述解耦网络包括：频段1移相传输线、频段2移相传输线以及并联导纳网络；
所述匹配网络连接于所述解耦网络之后，对解耦合后的所述双频天线系统进行再匹配，优化天线阻抗；
所述匹配网络包括：频段1匹配分支、频段2匹配分支、单刀双掷开关以及匹配共有部分；
所述信号馈入端口连接于所述匹配网络之后，给所述双频天线系统馈电。
进一步的，所述双频双天线本体由两支相同或不同结构的天线构成，可以为单极天线、环形天线、IFA天线和耦合馈电天线中的一种或两种类型。
进一步的，所述双频双天线本体的双天线间最近物理间距小于对应于所需最高频率0.1个波长的距离。
进一步的，所述预匹配网络将所述双频双天线本体在所需频段的输入回波损耗S11和输出回波损耗S22匹配到-5dB以下，此时反向传输系数S12或正向传输系数S21在所需频段大于-10dB。
进一步的，所述频段1移相传输线具有特征阻抗Z1以及对应于频段1的中心频点f1的电长度θ(f1)，将频段1的中心频点f1的正向传输系数S21或反向传输系数S12相移移动到80°～100°或﹣80°～﹣100°，使得频段1的互导纳Y21或互导纳Y12的实部的绝对值小于0.0035。
进一步的，所述频段2移相传输线具有特征阻抗Z2以及对应于频段2的中心频点f2的电长度θ(f2)，所述频段2移相传输线与所述频段1移相传输线共同作用对频段2进行移相，将频段2的中心频点f2的正向传输系数S21或反向传输系数S12相移移动到80°～100°或﹣80°～﹣100°，使得频段2的互导纳Y21或互导纳Y12的实部的绝对值小于0.0035。
进一步的，所述并联导纳网络用于消除频段2的互导纳Y21或Y12的虚部，使得对应的互导纳Y21或Y12的虚部的绝对值小于0.0035。
进一步的，所述并联导纳网络由单个分立元件和/或分布式元件构成，或由多个分立元件和/或分布式元件构成，单个分立元件可以是电容或电感，多个分立元件可以是T型网络或π型网络，分布式元件可以是由一段或多段传输线构成。
进一步的，所述频段2移相传输线和所述并联导纳网络共同作用，消除频段1的互导纳Y21或互导纳Y12的虚部，使得对应的互导纳Y21或互导纳 Y12的虚部的绝对值小于0.0035。具体实施中，可以调整频段2移相传输线的特征阻抗Z2的值以消除频段1的互导纳Y21或互导纳Y12的虚部。
进一步的，如调整所述频段2移相传输线特征阻抗Z2的值，需要核查所述并联导纳网络的参数值是否能消除频段2的互导纳Y21或互导纳Y12的虚部，使得对应的互导纳Y21或互导纳Y12的虚部的绝对值小于0.0035。最终通过合适的Z2的值以及并联导纳网络的参数值确保两个频段的互导纳Y21或互导纳Y12虚部和实部满足绝对值小于0.0035的要求。
进一步的，所述频段1移相传输线之后抽头连接所述频段1匹配分支，所述频段2移相传输线之后抽头连接所述频段2匹配分支，所述频段1匹配分支和所述频段2匹配分支连接于所述单刀双掷开关的两个射频端，所述单刀双掷开关的公共射频端连接所述匹配共有部分。
进一步的，所述频段1匹配分支和所述频段2匹配分支只包含串联键位，所述匹配共有部分可以包含串联键位和/或并联键位。
与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：
本实用新型的双频双天线本体体积很小(对应于最低频率3.4GHz(波长 88.2mm)，双天线占用尺寸只有15.4*1.5*3mm3)，占用净空小(15.4*1mm)，相比于传统分开设计的双天线大大节省了空间。
相比于传统双频解耦网络，本实用新型分段解耦网络尺寸小很多，所占用的PCB面积能减小至少70％，分段解耦方案灵活，天线带宽能做到更宽，在真机上可实现性高。
当然，实施本实用新型的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
图1为本实用新型的使用新型双频解耦方法的双频天线系统架构图；
图2为本实用新型的双频解耦一特殊情况的双频天线系统架构图；
图3为本实用新型一实施例双频双天线本体结构示意图；
图4为本实用新型对应图3使用新型双频解耦方法的系统拓扑结构图；
图5a为本实用新型对应图4预匹配后的S参数图；
图5b为本实用新型对应图4预匹配后的S12相位曲线图；
图5c为本实用新型对应图4预匹配后的效率图；
图6a为本实用新型对应图4通过频段1移相传输线后S12相位曲线图；
图6b为本实用新型对应图4通过频段1移相传输线后Y12实部曲线图；
图6c为本实用新型对应图4通过频段1移相传输线后Y12虚部曲线图；
图7a为本实用新型对应图4通过频段2移相传输线后S12相位曲线图；
图7b为本实用新型对应图4通过频段2移相传输线后Y12实部曲线图；
图7c为本实用新型对应图4通过频段2移相传输线后Y12虚部曲线图；
图8a为本实用新型对应图4通过并联导纳网络对频段2的Y12虚部消除拓扑结构图；
图8b为本实用新型对应图4通过并联导纳网络对频段2的Y12虚部消除后Y12的虚部曲线图；
图9a为本实用新型对应图4通过频段2移相传输线以及并联导纳网络对频段1的Y12虚部消除拓扑结构图；
图9b为本实用新型对应图4通过频段2移相传输线以及并联导纳网络对频段1的Y12虚部消除后Y12的虚部曲线图；
图10a为本实用新型对应图4的SPDT开关打到H端时的S参数图；
图10b为本实用新型对应图4的SPDT开关打到H端时的效率图；
图10c为本实用新型对应图4的SPDT开关打到L端时的S参数图；
图10d为本实用新型对应图4的SPDT开关打到L端时的效率图；
图11为本实用新型另一实施例的双频双天线本体结构示意图；
图12为本实用新型对应图11双频解耦一特殊情况的双频天线系统拓扑结构图；
图13a为本实用新型对应图12的S参数图；
图13b为本实用新型对应图12的S12相位曲线图；
图14a为本实用新型对应图12通过频段1移相传输线后S12相位曲线图；
图14b为本实用新型对应图12通过频段1移相传输线后Y12实部曲线图；
图14c为本实用新型对应图12通过频段1移相传输线后Y12虚部曲线图；
图15为本实用新型对应图12通过并联导纳网络后Y12虚部曲线图；
图16为本实用新型对应图12解耦匹配后的S参数图。
具体实施方式
以下将结合本实用新型的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述和讨论，显然，这里所描述的仅仅是本实用新型的一部分实例，并不是全部的实例，基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型的保护范围。
参考图1，一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统架构图，包括双频双天线本体、预匹配网络、解耦网络、匹配网络以及信号馈入端口。
双频双天线本体包括双天线单元111和112，两支天线可以是具有相同类型和结构设计的天线，也可以不同，优选的，两支天线选用相同类型的耦合馈电天线，并作对称设计。两天线工作在相同的频段，优选的，两天线工作在相同的双频段。优选的，双天线单元111和112最近物理间距小于对应于所需最高频率0.1个波长的距离。
预匹配网络121和122，对双天线单元111和112进行阻抗匹配，从A断面往天线方向看，此时在所需频段的输入回波损耗S11和输出回波损耗S22 匹配到-5dB以下，对于一些相距很近的同频双天线单元在所需频段隔离会较差，一般有反向传输系数S12或正向传输系数S21在所需频段大于-10dB。
解耦网络包括频段1移相传输线、频段2移相传输线和并联导纳网络。优选的，频段1移相传输线和频段2移相传输线选用微带线类型。优选的，频段 1移相传输线的特征阻抗Z1为50ohm。优选的，频段2移相传输线的特征阻抗Z2的特征阻抗Z2取值25-100ohm。
频段1移相传输线131和132，具有特征阻抗Z1以及对应于频段1的中心频点f1的电长度θ(f1)，从B断面往天线方向看，频段1移相传输线131和 132将频段1的中心频点f1的正向传输系数S21或反向传输系数S12相移移动到80°～100°或-80°～-100°，使得频段1的互导纳Y21或互导纳Y12的实部的绝对值小于0.0035。
频段2移相传输线141和142，具有特征阻抗Z2以及对应于频段2的中心频点f2的电长度θ(f2)，从断面C往天线方向看，所述频段2移相传输线141 和142与所述频段1移相传输线131和132共同作用对频段2进行移相，将频段2的中心频点f2的正向传输系数S21或反向传输系数S12相移移动到80°～100°或-80°～-100°，使得频段2的互导纳Y21或互导纳Y12的实部的绝对值小于0.0035。
并联导纳网络151，从断面D往天线方向看，对应频段2，起到消除互导纳Y21或互导纳Y12的虚部的作用，使得对应的互导纳Y21或互导纳Y12 的虚部的绝对值小于0.0035；对于频段1，并联导纳网络151和频段2移相传输线141和142共同作用，消除频段1的互导纳Y21或互导纳Y12的虚部，使得对应的互导纳Y21或互导纳Y12的虚部的绝对值小于0.0035。
优选的，并联导纳网络151只由单个离散器件或多个离散器件混联组成。
匹配网络包括串联匹配部分、单刀双掷开关和双频匹配共有部分。
串联匹配部分161-164，只包含串联键位；单刀双掷开关171，对双频分频段进行匹配和解耦网络选择；双频匹配共有部分181和182，对双频进一步做阻抗优化。
信号馈入端口191和192，给双频天线系统馈电。
参考图2，双频解耦一特殊情况的双频天线系统架构图，一些情况下，通过频段1移相传输线移相作用，频段1和频段2同时满足了对应频段内正向传输系数S21或反向传输系数S12相移移动到80°～100°或-80°～-100°，互导纳 Y21或互导纳Y12的实部的绝对值小于0.0035的条件(从图2中的B端口往天线方向看)，此时频段2移相传输线可以移除，整个双频解耦网络以及匹配网络可以大大简化。此时双频天线系统包括：双天线单元211和212；预匹配网络221和222；移相传输线231和232；并联导纳网络251，此时由于需要对双频互导纳Y12虚步进行消除，一般至少需要两个参量，考虑到网络对称性，一般选用T型或π型拓扑结构；匹配网络281和282；信号馈入端口291 和292。
参考图3，一实施例双频双天线本体结构示意图，双天线共占用空间 15.4*1.5*3mm3，结构十分紧凑。天线净空宽度1mm。天线走线最近距离为 1.4mm。天线工作在3.4-3.6GHz以及4.8-5GHz双频段。
参考图4，对应图3使用新型双频解耦方法的系统拓扑结构图，从断面A 往天线方向看，双天线通过预匹配(各天线串联1.5nH)之后，可以得到图5a，对应图4预匹配后的S参数图，可见在所需频段3.4-3.6GHz以及4.8-5GHz，天线输入回波损耗S11和输出回波损耗S22均小于-5dB，反向传输系数S12 或正向传输系数S21在3.4-3.6GHz不到-5dB，在4.8-5GHz只有-7dB，都没有满足反向传输系数S12或正向传输系数S21小于-10dB的隔离需求。同时可以观察到反向传输系数S12的相位，如图5b，对应图4预匹配后的反向传输系数S12相位曲线图所示；以及此时天线的效率，如图5c，对应图4预匹配后的效率图。通过频段1(3.4-3.6GHz)移相传输线，实例中Z1为50ohm，θ(f1) 为70°，从断面B往天线方向看，此时可以观察到如图6a，对应图4通过频段1移相传输线后反向传输系数S12相位曲线图，3.5GHz反向传输系数S12 的相位此时被移动到-80.098°，对应图6b，对应图4通过频段1移相传输线后互导纳Y12实部曲线图，3.5GHz互导纳Y12的实部值为-0.0019028，绝对值小于0.0035。当然，对于其他电长度θ(f1)的频段1移相传输线，可以将 3.5GHz反向传输系数S12的相位移动到±90°附近，能得到绝对值更小的 3.5GHz互导纳Y12的实部值，此处不做特别要求。相应的可以得到图6c，对应图4通过频段1移相传输线后互导纳Y12虚部曲线图，3.5GHz互导纳 Y12虚部值为0.011949。通过频段2移相传输线(频段2为4.8-5GHz)，先取 Z2为50ohm，θ(f2)为35.6°，从断面C往天线方向看，此时可以观察到如图 7a，对应图4通过频段2移相传输线后反向传输系数S12相位曲线图,4.9GHz 反向传输系数S12的相位此时被移动到-97.999°，对应图6b，对应图4通过频段2移相传输线后的互导纳Y12实部曲线图，4.9GHz互导纳Y12的实部值为-0.003116，绝对值小于0.0035。相应的可以得到图7c，对应图4通过频段2移相传输线后的互导纳Y12虚部曲线图，4.9GHz的互导纳Y12虚部值为0.011342。从断面D往天线方向看，对双频Y12虚部分别解耦，对于频段 2(4.8-5GHz)，参考图8a，对应图4通过并联导纳网络对频段2的互导纳Y12 虚部消除拓扑结构图，实施例中使用单个并联电容0.3pF，得到图8b，对应图 4通过并联导纳网络对频段2的互导纳Y12虚部消除后的互导纳Y12的虚部曲线图，4.9GHz的互导纳Y12虚部值此时为0.0021055，绝对值小于0.0035。对应频段1(3.4-3.6GHz)，此时在频段1移相传输线和频段2移相传输线连接处抽头观测，如图9a，对应图4通过频段2移相传输线以及并联导纳网络对频段1的互导纳Y12虚部消除拓扑结构图，此时需要确定频段2移相传输线特征阻抗值Z2，可以通过以下公式求得：
其中Im(Y12(f1))表示通过频段1移相传输线后3.5GHz的互导纳Y12虚部值为0.011949；θ(f2)为频段2移相传输线的单段电长度，实施例中为35.6°；f1在实施例中为3.5GHz，取值3.5；f2在实施例中为4.9GHz，取值4.9；c(pF) 在实施例中为0.3pF，取值0.3；因此算的Z2为51.5ohm，与预取值50ohm差别不大。此时得到图9b，对应图4通过频段2移相传输线以及并联导纳网络对频段1的互导纳Y12虚部消除后的互导纳Y12的虚部曲线图，可以看到此时3.5GHz的互导纳Y12虚部值为0.00014464，绝对值小于0.0035。解耦关系确定之后，进一步的，对双频双天线分频段进行匹配。图4中两个SPDT 是单刀双掷开关，SPDT接的电感为串联匹配部分，SPDT公共射频端连接并联电容为匹配共有部分。参考图10a，对应图4的SPDT开关打到H端时的S 参数图，此时对应频段2(4.8-5GHz)的输入回波损耗S11和输出回波损耗 S22均小于-5dB，反向传输系数S12小于-10dB，完成了解耦和匹配。参考图 10b，为对应图4的SPDT开关打到H端时的效率图，对比图5c的解耦前效率，解耦和匹配后频段2的平均效率提高大约1dB。类似的，参考图10c，对应图4的SPDT开关打到L端时的S参数图以及图10d，对应图4的SPDT开关打到L端时的效率图，对比图5c的解耦前效率，解耦和匹配后频段1的平均效率提高大约1.5dB。
在另一个实施例中，参见图11，另一实施例双频双天线本体结构示意图，双天线共占用空间15.4*1.8*3mm3。天线净空宽度为1mm。天线走线最近距离为2.5mm。天线工作在3.4-3.6GHz以及4.8-5GHz双频段。天线模块包含了预匹配网络。
参见图12，对应图11双频解耦一特殊情况的双频天线系统拓扑结构图，通过断面A往天线方向看，有图13，对应图12的S参数图，可见此时天线输入回波损耗S11和输出回波损耗S22均小于-5dB，反向传输系数S12或正向传输系数S21大于-10dB。同样有图13b，对应图12的反向传输系数S12相位曲线图，在3.5GHz，反向传输系数S12相位为-16.708°，在4.9GHz，反向传输系数S12相位为13.807°。通过图12断面B往天线方向看，在通过频段 1移相传输线移相后，可以得到图14a，对应图12通过频段1移相传输线后的反向传输系数S12相位曲线图，观察到在3.5GHz的反向传输系数S12相位为 -93.908°，在4.9GHz，反向传输系数S12相位为-94.273°，两频段相位都在 80°～100°或-80°～-100°范围内，同时有图14b，对应图12通过频段1移相传输线后的互导纳Y12实部曲线图，观察到双频段的互导纳Y12实部在双频段各自的中心频点绝对值均小于0.0035。也有图14c，对应图12通过频段1 移相传输线后的互导纳Y12虚部曲线图，在3.5GHz，互导纳Y12的虚部为 0.017212，在4.9GHz，互导纳Y12的虚部为0.0072438。此时可以直接通过并联导纳网络对双频段的互导纳Y12虚部进行消除，在实施例中使用T型网络拓扑结构的并联导纳网络，由串联电容，并联电感，再串联电容构成。考虑到网络对称性，两个电容选用相同或相近的值，互导纳Y12虚部值与T型网络参数由如下关系：
其中Im(Y12(f))为频段1或频段2的互导纳Y12的虚部值，在实施例中， 3.5GHz对应0.017212，4.9GHz对应0.0072438；f为频率，取值3.5或4.9； c1(pF)和c2(pF)为T型网络两电容值，单位pF；L(nH)为T型网络电感值，单位nH；通过3.5GHz以及4.9GHz的两个频率及其Im(Y12(f))值可以联立不等式方程组求解c1(pF)、c2(pF)和L(nH)的值。参考图12，实施例中取c1(pF)、c2(pF)为0.4pF，L(nH)为3.5nH，因此有图15，对应图12 通过并联导纳网络后的互导纳Y12虚部曲线图；以及图16，对应图12解耦匹配后的S参数图。可见双频天线系统被很好的解耦和匹配。
优选的，c1(pF)、c2(pF)和L(nH)组成的T型网络自谐振不在所需的频段范围内。
本实用新型实施例不限于双频段3.4-3.6GHz和4.8-5GHz，别的双频段双天线系统设计也可使用本实用新型的设计思想。通过改变天线类型，增加或减小天线走线长度与走线形式，改变净空大小，改变匹配参数，改变移相传输线长度以及并联导纳网络参数，对其他双频段双天线系统完全适用。而基于本实用新型提出逐频段解耦合方法，也容易递推到逐频段的多频段解耦合方法，只不过从双频段的频段1移相传输线和频段2移相传输线扩展到频段1移相传输线、频段2移相传输线、频段3移相传输线……频段N移相传输线，而并联导纳网络拓扑也可能趋于复杂并且各传输线特征阻抗需要进行多次计算以达最佳值，从而消除各频段的互导纳Y12的虚部。之后的匹配一般也需要从单刀双掷开关扩展到单刀多掷开关，匹配网络一般也会趋于复杂。
以上所述，仅为本实用新型较佳的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。因此，本实用新型的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。
Claims (11)
1.一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，包括双频双天线本体、预匹配网络、解耦网络、匹配网络以及信号馈入端口，其中：
所述双频双天线本体位于终端侧边，构成双频天线系统的辐射主体；
所述预匹配网络连接于所述双频双天线本体之后，对所述双频双天线进行匹配，优化天线阻抗；
所述解耦网络连接于所述预匹配网络之后，对所述预匹配网络之后的双频天线系统进行解耦合；
所述解耦网络包括：频段1移相传输线、频段2移相传输线以及并联导纳网络；
所述匹配网络连接于所述解耦网络之后，对解耦合后的所述双频天线系统进行再匹配，优化天线阻抗；
所述匹配网络包括：频段1匹配分支、频段2匹配分支、单刀双掷开关以及匹配共有部分；
所述信号馈入端口连接于所述匹配网络之后，给所述双频天线系统馈电。
2.根据权利要求1所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述双频双天线本体由两支相同或不同结构的天线构成，可以为单极天线、环形天线、IFA天线和耦合馈电天线中的一种或两种类型。
3.根据权利要求2所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述双频双天线本体的双天线间最近物理间距小于对应于所需最高频率0.1个波长的距离。
4.根据权利要求1所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述预匹配网络将所述双频双天线本体在所需频段的输入回波损耗S11和输出回波损耗S22匹配到-5dB以下，此时反向传输系数S12或正向传输系数S21在所需频段大于-10dB。
5.根据权利要求1所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述频段1移相传输线具有特征阻抗Z1以及对应于频段1的中心频点f1的电长度θ(f1)，将频段1的中心频点f1的正向传输系数S21或反向传输系数S12相移移动到80°～100°或﹣80°～﹣100°，使得频段1的互导纳Y21或互导纳Y12的实部的绝对值小于0.0035。
6.根据权利要求1所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述频段2移相传输线具有特征阻抗Z2以及对应于频段2的中心频点f2的电长度θ(f2)，所述频段2移相传输线与所述频段1移相传输线共同作用对频段2进行移相，将频段2的中心频点f2的正向传输系数S21或反向传输系数S12相移移动到80°～100°或﹣80°～﹣100°，使得频段2的互导纳Y21或互导纳Y12的实部的绝对值小于0.0035。
7.根据权利要求1所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述并联导纳网络用于消除频段2的互导纳Y21或Y12的虚部，使得对应的互导纳Y21或Y12的虚部的绝对值小于0.0035。
8.根据权利要求7所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述并联导纳网络由单个分立元件和/或分布式元件构成，或由多个分立元件和/或分布式元件构成，单个分立元件可以是电容或电感，多个分立元件可以是T型网络或π型网络，分布式元件可以是由一段或多段传输线构成。
9.根据权利要求1所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述频段2移相传输线和所述并联导纳网络共同作用，消除频段1的互导纳Y21或互导纳Y12的虚部，使得对应的互导纳Y21或互导纳Y12的虚部的绝对值小于0.0035。
10.根据权利要求1所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述频段1移相传输线之后抽头连接所述频段1匹配分支，所述频段2移相传输线之后抽头连接所述频段2匹配分支，所述频段1匹配分支和所述频段2匹配分支连接于所述单刀双掷开关的两个射频端，所述单刀双掷开关的公共射频端连接所述匹配共有部分。
11.根据权利要求1所述的一种使用新型双频解耦方法的双频天线系统，其特征在于，所述频段1匹配分支和所述频段2匹配分支只包含串联键位，所述匹配共有部分可以包含串联键位和/或并联键位。
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