CN206834313U - 微波电路及其3dB双频分支线耦合器 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及耦合器技术领域，公开了一种微波电路及其3dB双频分支线耦合器。该3dB双频分支线耦合器，包括由两个第一传输线和两个第二传输线依次连接形成的闭合矩形结构，其中每个第一传输线的两端分别连接两个第二传输线，从两个所述第一传输线和两个所述第二传输线的接口处分出四个端口，每个所述端口均连接阻抗枝节线，所述阻抗枝节线包括串联在一起的第三传输线和第四传输线。该3dB双频分支线耦合器，引入阻抗枝节线后能够增加设计自由度，减小阻抗物理实现范围的限制，仅通过改变阻抗枝节线的阻抗比和电长度比，在阻抗值满足20Ω‑120Ω的可物理实现范围内，有效地扩展频率比范围，频率比范围能覆盖1.7‑6.3。

Description

微波电路及其3dB双频分支线耦合器

技术领域

本实用新型涉及耦合器技术领域，特别是涉及一种微波电路及其3dB双频分支线耦合器。

背景技术

耦合器作为微波通信系统中最基本的无源元件，广泛应用于各种微波电路中，因此多频耦合器的设计对多频通信系统的发展具有重要意义。传统的3dB双频耦合器的研究设计并不多，而且结构中可调的参数较少，存在频率比的调节范围较窄等缺点。

实用新型内容

本实用新型要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提供一种频率比调节范围较宽的微波电路及其3dB双频分支线耦合器。

为解决上述技术问题，本实用新型所采取的技术方案是：

一种3dB双频分支线耦合器，其特征在于，包括由两个第一传输线和两个第二传输线依次连接形成的闭合矩形结构，其中每个第一传输线的两端分别连接两个第二传输线，从两个所述第一传输线和两个所述第二传输线的接口处分出四个端口，每个所述端口均连接阻抗枝节线，所述阻抗枝节线包括串联在一起的第三传输线和第四传输线。

可选的，所述第三传输线和所述第四传输线之间呈直角。

可选的，所述第一传输线的导纳为Y_A，电长度为90°；所述第二传输线的导纳为Y_B，电长度为90°。

可选的，所述第一传输线的导纳Y_A与所述第二传输线的导纳Y_B的关系为：

可选的，所述第三传输线的导纳为Y₁，电长度为θ₁；所述第四传输线的导纳为Y₂，电长度为θ₂。

一种微波电路，包括上述任一种3dB双频分支线耦合器。

采用上述技术方案所产生的有益效果在于：该3dB双频分支线耦合器，通过在传统分支线耦合器的端口并联呈阶梯状的阻抗枝节线实现双频工作，主线和分支线采用四分之一波长传输线，引入阻抗枝节线后能够增加设计自由度，减小阻抗物理实现范围的限制，仅通过改变阻抗枝节线的阻抗比和电长度比，在阻抗值满足20Ω-120Ω的可物理实现范围内，有效地扩展频率比范围，频率比范围能覆盖1.7-6.3。

通过改变阻抗枝节线的阻抗和电长度，可以在3dB双频分支线耦合器工作的高低频段上灵活地实现工作频率的位置，能有效地改善频率比范围并减小枝节线尺寸。由于受到微带线制作工艺对阻抗值的限制，该3dB双频分支线耦合器在阻抗值20Ω-120Ω可物理实现范围内，耦合器主线和分支线都是四分之一波长的情况下，频率比范围能覆盖1.7-6.3并且尺寸小。

附图说明

图1是本实用新型3dB双频分支线耦合器一个实施例的结构示意图；

图2是一个实施例中从端口1看向3dB双频分支线耦合器的等效结构；

图3是本实用新型实施例提供的Y₁和Y₂在不同频率比处的值；

图4是本实用新型实施例提供的θ₁和θ₂在不同频率比处的值；

图5是本实用新型实施例提供的回波损耗|S₁₁|的测量值曲线和仿真值曲线；

图6是本实用新型实施例提供的插入损耗|S₂₁|的测量值曲线和仿真值曲线；

图7是本实用新型实施例提供的插入损耗|S₃₁|的测量值曲线和仿真值曲线；

图8是本实用新型实施例提供的隔离度|S₄₁|的测量值曲线和仿真值曲线；

图9是本实用新型实施例提供的相位差∠S₂₁-∠S₃₁的测量值曲线和仿真值曲线。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明。

如图1所示，一个实施例中，3dB双频分支线耦合器可以包括由两个第一传输线101和两个第二传输线102依次连接形成的闭合矩形结构，其中每个第一传输线101的两端分别连接两个第二传输线102。从两个所述第一传输线101和两个所述第二传输线102的接口处分出四个端口，分别为端口1、端口2、端口3和端口4，每个所述端口均连接阻抗枝节线(图未标)，所述阻抗枝节线包括串联在一起的第三传输线103和第四传输线104。

该3dB双频分支线耦合器，通过在传统分支线耦合器的端口并联呈阶梯状的阻抗枝节线实现双频工作，主线和分支线采用四分之一波长传输线，引入阻抗枝节线后能够增加设计自由度，减小阻抗物理实现范围的限制，仅通过改变阻抗枝节线的阻抗比和电长度比，在阻抗值满足20Ω-120Ω的可物理实现范围内，有效地扩展频率比范围，频率比范围能覆盖1.7-6.3。

具体的，通过改变阻抗枝节线的阻抗和电长度，可以在3dB双频分支线耦合器工作的高低频段上灵活地实现工作频率的位置，能有效地改善频率比范围并减小枝节线尺寸。由于受到微带线制作工艺对阻抗值的限制，该3dB双频分支线耦合器在阻抗值20Ω-120Ω可物理实现范围内，耦合器主线和分支线都是四分之一波长的情况下，频率比范围能覆盖1.7-6.3并且尺寸小。

可选的，所述第三传输线103和所述第四传输线104之间呈直角。

可选的，所述第一传输线101的导纳为Y_A，电长度为90°。所述第二传输线102的导纳为Y_B，电长度为90°。

可选的，所述第一传输线101的导纳Y_A与所述第二传输线102的导纳Y_B的关系为：

可选的，所述第三传输线103的导纳为Y₁，电长度为θ₁；所述第四传输线104的导纳为Y₂，电长度为θ₂。

可以理解的，3dB双频分支线耦合器的端口匹配和端口隔离问题可以转化为3dB双频分支线耦合器的等效导纳和端口之间的匹配问题。采用奇偶模和网络理论分析方法将传统分支线耦合器对称的四端口网络转化为四个单端口网络，在满足互易、匹配、输出端口隔离的条件下，对输入输出端口的等效导纳进行分析，从而得到结构中各个设计参数。参见图2，为该3dB双频分支线耦合器结构等效图。其中，Y_eq为传统3dB分支线耦合器的等效导纳，其值为：

其中，θ为电长度，i＝1,2，f₁和f₂为3dB双频分支线耦合器的工作频率。

以下以端口1为例，对Y′_eq进行说明，但并不以此为限。Y′_eq是从端口1看向3dB双频分支线耦合器的等效导纳，由阻抗枝节线导纳与传统3dB分支线耦合器的等效Y_eq并联得到。

在3dB双频分支线耦合器双频工作频率f₁和f₂处，为实现端口1与Y′_eq匹配，令Y′_eq＝1，得到：

其中，N为频率比，N＝f₂/f₁；R为导纳比，R＝Y₂/Y₁；U为电长度比，U＝θ₂/θ₁。由此可见，方程(1)有两个自由度，选择导纳比R和电长度比U作为自由变量，研究发现，即使R和U的值确定，方程(1)求解曲线的交点仍不唯一，这表明在主线和分支线取最紧凑结构时，改变阻抗枝节线的电长度也同样可以实现双频工作。理论上，耦合器可以工作在任意两个频段，但如果增加电长度过多来扩展频率比，会导致电路尺寸很大，出于制作成本的考虑，仅考虑枝节线在中心频率处电长度小于180°的情况。

以下进行频率比范围分析：不难发现，当R＝1时即是传统∏型双频耦合器结构，考虑阻抗枝节线采用归一化导纳为Y_s的四分之一波长开路线实现。在物理实现阻抗范围内，对应于50Ω特征阻抗，满足条件的归一化导纳值范围为(0.4167-2.5)，开路线导纳Y_s制约着频率比范围，这时频率比范围为1.7<N<3.8。同时可得，导纳Y_A制约着频率比范围为N<6.3。

进一步研究发现，当频率比满足1.7<N<3.8时，方程(1)求解曲线的第一个交点值满足要求，即电长度为最小取值，这时阻抗枝节线尺寸最小，设定为情况工。在频率比满足3.8<N<6.3时，曲线第二个交点值满足要求，即电长度取次最小值，设定为情况∏。为清楚地说明尺寸减小的幅度，分别给出了在情况工下WLAN频率2.4GHz/5.8GHz，在情况∏下GSM和WIMAX频率0.9GHz/3.5GHz时，阻抗枝节线导纳的取值范围和阻抗枝节线电长度的变化范围。

其中，情况工下导纳比R<1时，电长度小于90°；情况∏下导纳比R<1时，电长度小于180°，电长度越小表明枝节线的长度越短，但并非R<1所有取值都满足阻抗枝节线导纳的要求同时还需考虑另一个自由度U。情况工下，阻抗枝节线导纳Y_l，Y₂在不同(R，U)下的变化范围：随着导纳比R的增加，Y₁单调递减，与之相反，Y₂单调增加。情况∏下，阻抗枝节线导纳Y₁，Y₂在不同(R，U)下的变化，随着导纳比R的增加，Y不再单调变化。

综合以上分析，首先根据需要实现的频率比值确定是在情况工下还是在情况∏下取值，选取R和U值时，在满足阻抗枝节线阻抗能物理实现的前提下，尽可能选取使电路小型化的值。然后求解θ₂，Y₁进而可以确定θ₁，Y₂的值，并解出Y_B，最终得到设计所需的参数值。

图3、图4给出了不同频率比下的阻抗枝节线设计参数值，分别取值(R，U)＝(1，2)，(0.4，0.6)，(0.6，0.8)，(0.9，0.8)，(0.8，0.6)，(0.8，0.6)，(0.9，0.6)，(0.9，0.8)，(0.9，0.8)。确定需要设计的频率比后，很容易求出相应的设计参数。恰当选取(R,U)的值，耦合器可以实现宽频率比范围N＝1.7-6.3工作。设计时，耦合器主线和分支线采用四分之一波长传输线，仅通过改变阻抗枝节线的阻抗比和电长度比，有效地扩展频率比范围。图3中横坐标为频率比，纵坐标为归一化电导；图4中横坐标为频率比，纵坐标为电长度，单位为度。

为验证理论的正确性，设计一个双频工作频率分别为WLAN通信频段f₁＝2.4GHz，f₂＝5.8GHz的3dB双频分支线耦合器，选取导纳比R＝0.4，电长度比U＝0.8。计算出阻抗枝节线的设计参数如下：Y₁＝2.083，Y₂＝0.833，Y_B＝0.795，YA＝1.1249，中心频率(f₁+f₂)/2处，θ₁＝30°，θ₂＝37.4°。

选择相对介电常数为2.55，厚度为0.8mm的微带基片进行加工设计。下表给出了3dB双频分支线耦合器工作在WLAN频段2.4GHz，5.8GHz频点上端口的插入损耗、隔离度、回波损耗，以及相位差测试值。

表13dB双频分支线耦合器S参数在两个频率下的测试值

频率	2.4GHz	5.8GHz
			回波损耗|S11|	-26.6dB	-27dB
插入损耗|S21|	-3.8dB	-3.7dB
			插入损耗|S31|	-3.3dB	-3.6dB
隔离度|S41|	-25.9dB	-24.6dB
			相位差∠S21-∠S31	91.1°	90.7°

图5至图8依次为3dB双频分支线耦合器S参数中|S₁₁|、|S₂₁|、|S₃₁|和|S₄₁|的仿真和测试曲线，考虑到介质板在高频处，其介电常数有偏差以及加工精度的偏差，结果表明，仿真结果和实测结果吻合较好。与传统π型双频分支线耦合器相比，该3dB双频分支线耦合器的枝节尺寸减小25.1％，在高低频段内具有较好的带宽，能够覆盖低频处的2.3-2.58GHz和高频处的5.65-6.2GHz，高低频段上的带宽分别是280MHz和550MHz，实现功率平分(|S₂₁|-|S₃₁|在±0.8dB范围内)，回波损耗和隔离度都大于15dB，且∠S₂₁-∠S₃₁相位差在90°±5°，如图9所示。其中，图5至图8横坐标均为频率，单位为GHz；纵坐标单位均为dB。图8横坐标为频率，单位为GHz；纵坐标为相位差，单位为度。

一个实施例中，微波电路包括上述人一种3dB双频分支线耦合器，且具有上述3dB双频分支线耦合器所具有的所有优点。

本文中应用了具体个例对本实用新型的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本本实用新型原理的前提下，还可以对本本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本本实用新型权利要求的保护范围内。

Claims (6)

1.一种3dB双频分支线耦合器，其特征在于，包括由两个第一传输线和两个第二传输线依次连接形成的闭合矩形结构，其中每个第一传输线的两端分别连接两个第二传输线，从两个所述第一传输线和两个所述第二传输线的接口处分出四个端口，每个所述端口均连接阻抗枝节线，所述阻抗枝节线包括串联在一起的第三传输线和第四传输线。

2.根据权利要求1所述的3dB双频分支线耦合器，其特征在于，所述第三传输线和所述第四传输线之间呈直角。

3.根据权利要求1所述的3dB双频分支线耦合器，其特征在于，所述第一传输线的导纳为Y_A，电长度为90°；所述第二传输线的导纳为Y_B，电长度为90°。

4.根据权利要求3所述的3dB双频分支线耦合器，其特征在于，所述第一传输线的导纳Y_A与所述第二传输线的导纳Y_B的关系为：

5.根据权利要求1所述的3dB双频分支线耦合器，其特征在于，所述第三传输线的导纳为Y₁，电长度为θ₁；所述第四传输线的导纳为Y₂，电长度为θ₂。

6.一种微波电路，其特征在于，包括如权利要求1至5中任一项所述的3dB双频分支线耦合器。