CN206712658U - 一种箝位电路和电压变换装置 - Google Patents

Abstract

一种箝位电路和电压变换装置，所述箝位电路包括：电容，所述电容直接或间接地接入开关源漏电压并由所述开关源漏电压充电；稳压管，所述稳压管具有击穿电压，所述击穿电压等于所述开关源漏电压的正常值或者与所述正常值相关联；其中，响应于所述开关源漏电压高于所述正常值，所述开关源漏电压经由正向导通或反向导通的所述稳压管传导至参考点。采用本实用新型方案可以对上述开关源漏电压进行箝位，并具有较小的电能损耗和较佳的散热性能。

Description

一种箝位电路和电压变换装置

技术领域

本实用新型涉及电子电路技术领域，特别涉及一种箝位电路和电压变换装置。

背景技术

金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，简称MOSFET)是一种非常常用的电子元件，为了简化，下文简称晶体管。在作为开关使用并切换开关状态时，晶体管的开关源漏电压，也即晶体管的源极(Source)和漏极(Drain)之间的电压，会存在跳变，这会对直接或者间接地耦接了所述晶体管的其他电路造成非常恶劣的影响。从图1所示的仿真图可以清晰地看出，当晶体管从导通状态切换为关断状态时，其开关源漏电压Vds具有十分明显的跳变。

如图2所示，为抑制所述晶体管的开关源漏电压中存在的跳变，专利文献US2014/0157015公开了一种电压变换装置10，在电压变换装置10中包含了两组箝位电路(图中未标示)。其中一组箝位电路可以包括：二极管132、电容137和电阻152，其中，所述电阻152的一端接入所述电压变换装置10的输出电压Vout，所述电阻152的另一端分别耦接所述电容137的一端和所述二极管132的负极，所述电容137的另一端接地，所述二极管132的正极接入开关源漏电压(图中未标示)。所述开关源漏电压可以是晶体管Q5的源极和漏极之间的电压。当所述晶体管Q5关断时，所述开关源漏电压上升，所述输出电压Vout和所述开关源漏电压共同对所述电容137充电，直至所述电容137上的电压与所述输出电压Vout相等，此时，所述开关源漏电压不可以高于所述输出电压Vout，也即所述开关源漏电压被箝位于等于所述输出电压Vout。然而，在上述方案中，所述电阻152在工作过程中会经常通过电流，形成一定的电能损耗，特别是在所述电压变换装置10的开关频率较高时，电能损耗还会进一步加剧。另一方面，由于所述电阻152上发热非常集中，且电阻通常是体积较小的器件，非常不利于所述电压变换装置10进行散热。

因此，在现有技术中针对开关源漏电压的箝位电路具有电能损耗大、散热较差的缺陷。

实用新型内容

本实用新型解决的技术问题是如何设计一种箝位电路，在针对开关源漏电压进行箝位的同时，降低电能损耗，优化散热性能。

为解决上述技术问题，本实用新型实施例提供一种箝位电路，所述箝位电路包括：电容，所述电容直接或间接地接入开关源漏电压并由所述开关源漏电压充电；稳压管，所述稳压管具有击穿电压，所述击穿电压等于所述开关源漏电压的正常值或者与所述正常值相关联；其中，响应于所述开关源漏电压高于所述正常值，所述开关源漏电压经由正向导通或反向导通的所述稳压管传导至参考点。

可选地，所述稳压管的负极耦接所述电容的第一端并直接或者间接地接入所述开关源漏电压，所述稳压管的正极耦接所述参考点，所述电容的第二端接地。

可选地，所述箝位电路还包括：二极管，所述二极管的正极接入所述开关源漏电压，所述二极管的负极耦接所述电容的第一端。

可选地，所述参考点为电压变换装置的输出端。

可选地，所述参考点为电压变换装置中变压器的原边绕组或副边绕组的抽头。

可选地，所述电容的第一端直接或者间接地接入所述开关源漏电压，所述电容的第二端耦接所述稳压管的负极，所述稳压管的正极耦接所述参考点。

可选地，所述箝位电路还包括：电感，所述电感与所述稳压管并联。

可选地，所述电容的第一端直接或者间接地接入所述开关源漏电压，所述电容的第二端耦接所述稳压管的正极，所述稳压管的负极耦接所述参考点。

可选地，所述参考点接地。

为解决上述技术问题，本实用新型实施例还提供一种电压变换装置，所述电压变换装置包括至少一个开关晶体管，还包括所述箝位电路，所述开关源漏电压为所述开关晶体管的源极与漏极之间的电压，或者是根据所述开关晶体管的源极与漏极之间的电压耦合得到的。

与现有技术相比，本实用新型实施例的技术方案具有以下有益效果：

本实用新型实施例中的箝位电路可以包括：电容，所述电容直接或间接地接入开关源漏电压并由所述开关源漏电压充电；稳压管，所述稳压管具有击穿电压，所述击穿电压等于所述开关源漏电压的正常值或者与所述正常值相关联；其中，响应于所述开关源漏电压高于所述正常值，所述开关源漏电压经由正向导通或反向导通的所述稳压管传导至参考点，以实现对所述开关源漏电压的箝位。相比于现有技术的方案而言，本实用新型实施例中的箝位电路采用稳压管来实现钳位，可以降低对电能的损耗，并具有更好的散热性能。

进一步而言，所述稳压管的负极耦接所述电容的第一端并直接或者间接地接入所述开关源漏电压，所述稳压管的正极耦接所述参考点，所述电容的第二端接地。当本实用新型中的箝位电路应用于电压变换装置中时，所述参考点可以为电压变换装置的输出端，所述箝位电路无需额外地对所述参考点的电位值进行设置，可降低电路设计的复杂度。

进一步而言，所述参考点还可以为电压变换装置中变压器的原边绕组或副边绕组的抽头。由于在电压变换装置中，所述开关源漏电压与变压器的抽头处的电压具有一致的变化趋势，然而，所述电压变换装置的输出电压一般是变压器的抽头处的电压经过滤波得到的，因此，相比于所述参考点为电压变换装置的输出端而言，所述参考点为变压器的抽头可以允许稳压管的击穿电压更小，有利于减轻选型压力，同时减小稳压管的器件体积。

进一步而言，所述电容的第一端直接或者间接地接入所述开关源漏电压，所述电容的第二端耦接所述稳压管的负极，所述稳压管的正极耦接所述参考点，所述箝位电路还包括：电感，所述电感与所述稳压管并联。所述电容和电感形成谐振回路，在本实施例中，可以设置所述谐振回路的谐振频率与产生所述开关源漏电压的晶体管的开关频率一致，当所述晶体管关断时，所述开关源漏电压对所述电容充电，当所述晶体管导通时，所述电容上储存的电能可以存储至所述电感，而当所述晶体管再次关断，所述电感可将储存的电能回传至所述电容，避免了在所述晶体管不断变更开关状态的过程中，需要不断地对所述电容充电而形成的电能浪费，有利于降低电能损耗。

附图说明

图1是一种晶体管在变更开关状态时的开关源漏电压的仿真图。

图2是现有技术中的一种电压变换装置的电路图。

图3是本实用新型第一实施例的一种箝位电路的电路图。

图4是本实用新型第一实施例的另一种箝位电路的电路图。

图5是本实用新型第一实施例的又一种箝位电路的电路图。

图6是本实用新型第二实施例的一种箝位电路的电路图。

图7是本实用新型第三实施例的一种箝位电路的电路图。

图8是本实用新型第四实施例的一种箝位电路的电路图。

具体实施方式

如背景技术部分所述，现有技术方案中针对开关源漏电压的箝位电路由于存在电阻，因此在工作过程中形成一定的电能损耗，特别是在电压变换装置的开关频率较高时，电能损耗还会进一步加剧，而且非常不利于所述电压变换装置进行散热。

本实用新型提出一种箝位电路，包括电容和稳压管，所述电容直接或间接地接入开关源漏电压并由所述开关源漏电压充电，响应于所述开关源漏电压高于所述正常值，所述开关源漏电压经由正向导通或反向导通的所述稳压管传导至参考点，以实现对所述开关源漏电压的箝位，同时，可以降低电能损耗，优化散热性能。

为使本实用新型的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本实用新型的具体实施例做详细的说明。

图3是本实用新型第一实施例的一种箝位电路的电路图。

参见图3，图3示出的箝位电路100-1可以包括电容C1和稳压管D1。

其中，所述电容C1直接或间接地接入开关源漏电压Vds并由所述开关源漏电压Vds充电。所述开关源漏电压Vds指的是晶体管的源极(Source)和漏极(Drain)之间的电压，或者是根据所述晶体管的源极与漏极之间的电压耦合得到的。为了简化，图中利用端口MOS代表输出所述开关源漏电压Vds的端口，在具体实施中，所述端口MOS可以耦接晶体管的漏极，所述晶体管的源极可以接地。

需要说明的是，所述电容C1可以为等效电容，也即所述电容C1可以为一个或者串、并联而成的多个电容，或者所述电容C1还可以是任何表现为容性的阻抗器件或者电路，本实施例不进行特殊限制。

所述稳压管(又称齐纳二极管(Zener Diode))D1具有击穿电压，所述击穿电压等于所述开关源漏电压Vds的正常值或者与所述正常值相关联。其中，所述开关源漏电压Vds的正常值指的是晶体管在关断且处于正常状态下(也即不存在电压跳变)时的源极和漏极之间的电压。当所述稳压管D1正向导通时，其伏安特性曲线和常规的二极管基本一致；当对所述稳压管D1施加反相电压同时所述反向电压小于所述稳压管D1的击穿电压时，所述稳压管D1的反向电阻很大，反向漏电流极小；当所述反向电压临近所述稳压管D1的击穿电压时，其反向漏电流骤然增大，此过程称为击穿，所述稳压管D1的反向电阻骤然降至很小的值，当所述反向电压继续增加，所述稳压管D1两端的电压基本上稳定在其击穿电压附近，从而实现稳压功能。

其中，响应于所述开关源漏电压Vds高于所述正常值，所述开关源漏电压经由Vds正向导通或反向导通的所述稳压管D1传导至参考点REF，以使得在所述开关源漏电压Vds存在跳变时，形成电能泄放通路。需要说明的是，本实施例不限定所述参考点的来源和具体的电位值。

需要说明的是，所述稳压管D1可以为等效稳压管，例如，可以为多个稳压管串联而成，以便于调整所述稳压管D1等效的击穿电压。

还需要说明的是，本实施例不限定所述电容C1和所述稳压管D1间具体的耦接方式。例如，在本实施例中，所述稳压管D1的负极可以耦接所述电容C1的第一端并直接或者间接地接入所述开关源漏电压Vds，所述稳压管D1的正极可以耦接所述参考点REF，所述电容C1的第二端可以接地。

在本文中，设所述开关源漏电压Vds的正常值为Vds_normal，所述电容C1两端的电压为Vc，所述参考点REF的电压为Vref，所述稳压管D1的击穿电压为Vtvs。

在本实施例中，当所述开关源漏电压Vds高于Vds_normal时，所述电容C1被充电，Vc升高，当Vc升高至超过Vref+Vtvs后，所述稳压管D1被击穿，Vc稳定于Vref+Vtvs，此时，所述开关源漏电压Vds继续升高，也不会使Vc增加，所述开关源漏电压Vds被箝位于Vc，也即Vref+Vtvs。在此基础上，所述开关源漏电压Vds继续增加的电压通过所述稳压管D1被泄放至所述参考点REF。因此，所述箝位电路100-1可以实现对所述开关源漏电压Vds的箝位；相比于现有技术方案，本实施例采用的所述稳压管D1可以降低对电能的损耗；此外，由于在集成电路(Integrated Circuit，简称IC)芯片设计中，稳压管的体积一般大于电阻，因此，本实施例的箝位电路100-1具有更好的散热性能。

进一步而言，在器件选型时，可以对所述Vtvs进行预设，使得Vds_normal≥Vtvs+Vref。当Vds_normal＞Vtvs+Vref时，虽然所述稳压管D1始终处于反相导通状态，但是依然可以将所述开关源漏电压Vds箝位于Vtvs+Vref，只是Vds_normal将被拉低。优选地，在误差允许的范围内，Vds_normal＝Vtvs+Vref，当所述开关源漏电压Vds处于正常状态下时，所述稳压管D1不导通，当且仅当所述开关源漏电压Vds超过Vds_normal，也即Vtvs+Vref时，所述稳压管D1才会反向导通，可以进一步地降低所述箝位电路100-1的电能损耗。

在具体实施中，所述稳压管D1可以为瞬态抑制(Transient Voltage Suppressor，简称TVS)二极管，也可以为其他类型的稳压管，本实施例不进行特殊限制。进一步而言，相比于常规的稳压管，TVS二极管具有更大的击穿电流，具有响应速度快、瞬态功率大、漏电流低、击穿电压偏差小、箝位电压较易控制等优点。

此外，在器件封装过程中，一般会为TVS二极管预留面积较大的引脚用于焊接，进一步改善了所述箝位电路100-1的散热特性。

图4是本实用新型第一实施例的另一种箝位电路的电路图。

图4所示的箝位电路100-2与图3所示的箝位电路100-1基本一致，主要区别在于，所述箝位电路100-2还可以包括：二极管D2，所述二极管D2的正极接入所述开关源漏电压Vds，所述二极管D2的负极耦接所述电容C1的第一端。

其中，所述二极管D2可以为常规的二极管，可利用其单向导通的特性，限制所述开关源漏电压Vds对所述电容C1的电流流动方向。

在具体实施中，所述参考点REF可以为电压变换装置的输出端(图未示)。

当本实施例中的开关源漏电压Vds来自于所述电压变换装置，所述箝位电路100-3用于所述电压变换装置中时，无需额外地对所述参考点的电位值进行设置，可降低电路设计的复杂度。

图5是本实用新型第一实施例的又一种箝位电路的电路图。

图5所示的箝位电路100-3与图4所示的箝位电路100-2基本一致，其主要区别在于，所述参考点可以为电压变换装置10'中变压器的原边绕组(或称一次卷边)或副边绕组(或称二次卷边)的抽头(图未示)，为了简化，图中未示出变压器的具体结构，仅采用端口Centre-Tap表示所述电压变换装置10'中变压器的原边绕组或副边绕组的抽头。

在本实施例中，由于Vds_normal≥Vtvs+Vref，那么，在Vds_normal为定值的情况下，Vref越大，则Vtvs可以越小。然而，若在实际实施时，Vref较小，则需要所述稳压管D1具有很高的击穿电压，这会造成对稳压管器件的选型造成困难。

以所述电压变换装置10'为开关电源为例进行说明，所述电压变换装置10'的具体结构可以参见图2所示的电压变换装置10，但不限于此。

继续参见图5，一般而言，电压变换装置10'中包括有变压器(图未示)和同步整流电路(图未示)。其中，所述同步整流电路可以包括至少一个开关晶体管；所述变压器的原边绕组或副边绕组可以具有抽头，以下以抽头Centre-Tap代表所述变压器的副边绕组的抽头为例进行说明，所述抽头Centre-Tap一般经由滤波器(图中未标示)耦接至所述电压变换装置10'的输出端。在具体实施中，所述滤波器可以为图中所示的二阶LC滤波器。所述二阶LC滤波器可以包括滤波电感L1和滤波电容C2，其中，所述滤波电感L1耦接于所述抽头Centre-Tap和所述电压变换装置10'的输出端之间，所述滤波电容C2耦接于所述电压变换装置10'的输出端与地之间。但是，所述滤波器不限于所述二阶LC滤波器，所述滤波器还可以是其他任何类型的滤波器。

在具体实施中，所述至少一个开关晶体管在变更开关状态时可能产生所述开关源漏电压Vds，尽管所述抽头Centre-Tap处的电压并非恒定，然而所述抽头Centre-Tap处的电压与所述开关源漏电压Vds的幅度具有相近的变化趋势。因为所述电压变换装置10'的输出电压Vout是所述抽头Centre-Tap处的电压经过滤波得到的，因此，当所述开关源漏电压Vds高于其正常值Vds_normal的瞬间，所述抽头Centre-Tap处的电压幅度也较高，高于经过“滤波平滑”得到的所述输出电压Vout。

因此，对比于将所述参考点设置为所述电压变换装置10'的输出端，将所述参考点设置为所述电压变换装置10'中变压器的抽头时，可以允许本实施例箝位电路100-3中的稳压管D1的击穿电压更小，有利于减轻选型压力，同时减小稳压管的器件体积。

图6是本实用新型第二实施例的一种箝位电路的电路图。

图6所示的箝位电路200与图3所示的箝位电路100-1基本类似，其主要区别在于，在所述箝位电路200中，所述电容C1的第一端直接或者间接地接入所述开关源漏电压Vds，所述电容C1的第二端耦接所述稳压管D1的负极，所述稳压管D1的正极耦接所述参考点REF。

可选地，所述REF参考点接地，也即Vref＝0，但不限于此。本实施例仅以所述REF参考点接地为例进行说明。

在本实施例中，所述Vds_normal可以大于或等于所述Vtvs与Vref(此时Vref＝0)之和。当所述端口MOS耦接的晶体管关断时，所述开关源漏电压Vds上升，为电容C1充电，当所述电容C1上的电压Vc超过稳压管D1的击穿电压Vtvs时，所述稳压管D1被击穿，使得所述电容C1上的电压不再继续增加，若所述开关源漏电压Vds继续上升，则所述开关源漏电压Vds经由反向导通的所述稳压管D1传导至参考点REF，使得所述开关源漏电压Vds的大小被箝位于Vc，也即本实施例中的Vtvs。

进一步而言，当Vds_normal＞Vtvs+Vref时，所述稳压管D1将始终被击穿而处于反相导通状态，可以将所述开关源漏电压Vds箝位于Vtvs+Vref，只是Vds_normal将被拉低。优选地，在误差允许的范围内，Vds_normal＝Vtvs+Vref，当所述开关源漏电压Vds处于正常状态下时，所述稳压管D1不导通，当且仅当所述开关源漏电压Vds超过Vds_normal，也即Vtvs+Vref时，所述稳压管D1才会反向导通，可以进一步地降低所述箝位电路100-1的电能损耗。

与本实用新型第一实施例中的箝位电路100-1类似，本实施例相比于现有技术方案，可以降低对电能的损耗，并且具有更好的散热性能。

图7是本实用新型第三实施例的一种箝位电路的电路图。

图7所示的箝位电路300与图6所示的箝位电路200基本类似，其主要区别在于，所述箝位电路300还可以包括：电感L2，所述电感L2与所述稳压管D1并联。

在本实施例中，所述电容C1和电感L2形成谐振回路，可以设置所述谐振回路的谐振频率与端口MOS耦接的晶体管的开关频率一致。具体地，可通过调节所述电容C1和电感L2的电参数实现。

若未设置所述电感L2，当所述晶体管关断，所述开关源漏电压Vds上升时，所述电容C1被充电直至所述开关源漏电压Vds被箝位，当所述晶体管导通时，所述电容C1上储存的电能释放。在所述晶体管不断变更开关状态的过程中，需要不断地对所述电容C1充电，久而久之形成严重的电能浪费。

而在本实施例中，当所述晶体管关断，所述开关源漏电压Vds上升时，所述电容C1被充电，直至所述开关源漏电压Vds被箝位。在此过程中，作为储能元件的所述电容C1和电感L2均储能，当所述晶体管导通时，所述电容C1上储存的电能可以释放至所述电感L2，而当所述晶体管再次关断，所述电感L2将储存的电能还原至所述电容C1，对所述电容C1充电，直至所述电容C1上的电压超过所述稳压管D1的击穿电压Vtvs，使得所述开关源漏电压Vds被箝位。

因此，相比于本实用新型第二实施例，本实施例可以降低电能损耗。

需要说明的是，所述电感L2可以为等效电感，也即所述电感L2可以为一个或者串、并联而成的多个电感，或者所述电感L2还可以是任何表现为感性的阻抗器件或者电路，本实施例不进行特殊限制。

图8是本实用新型第四实施例的一种箝位电路的电路图。

图8所示的箝位电路400与图3所示的箝位电路100-1基本类似，其主要区别在于，在所述箝位电路400中，所述电容C1的第一端直接或者间接地接入所述开关源漏电压Vds，所述电容C1的第二端耦接所述稳压管D1的正极，所述稳压管D1的负极耦接所述参考点REF。

可选地，所述参考点REF接地，也即Vref＝0，但不限于此。本实施例仅以所述REF参考点接地为例进行说明。

在本实施例中，所述Vds_normal等于所述Vtvs与Vref(此时Vref＝0)之和。具体而言，当所述端口MOS耦接的晶体管关断，所述开关源漏电压Vds上升时，所述开关源漏电压Vds对电容C1充电，所述稳压管D1正向导通，充电形成的电流方向由端口MOS至所述稳压管D1，在所述晶体管导通的瞬间，所述开关源漏电压Vds下降时，所述电容C1对所述端口MOS放电，放电形成的电流方向由所述稳压管D1至端口MOS，当所述电容C1上的电压超过所述稳压管D1的击穿电压时，所述稳压管D1会阻止所述电容C1继续放电，因此，所述电容C1上的电压会维持在所述稳压管D1的击穿电压上，即等于Vds_normal。尔后，当所述晶体管再次关断，所述开关源漏电压Vds上升时，所述开关源漏电压Vds超过其正常值Vds_normal的部分会经过正向导通的所述稳压管D1传输至所述参考点REF，使得所述开关源漏电压Vds被箝位于所述稳压管D1的击穿电压上。

与本实用新型第一实施例中的箝位电路100-1类似，本实施例相比于现有技术方案，可以降低对电能的损耗，并且具有更好的散热性能。

本实用新型实施例还公开了一种电压变换装置，所述电压变换装置可以包括至少一个开关晶体管，还包括图3至图8分别示出的箝位电路100-1、100-2、100-3、200、300或400。该电压变换装置中除所述钳位电路以外的其他部分的结构，可以采用现有技术中任何适当的结构，例如背景技术中所描述的结构。

在具体实施中，所述电压变换装置可以为开关电源，但不限于此。所述开关源漏电压可以为所述开关晶体管的源极与漏极之间的电压，或者是根据所述开关晶体管的源极与漏极之间的电压耦合得到的。举例而言，所述开关晶体管可以是开关电源中的同步整流晶体管。

虽然本实用新型披露如上，但本实用新型并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本实用新型的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本实用新型的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (10)

1.一种箝位电路，其特征在于，包括：

电容，所述电容直接或间接地接入开关源漏电压并由所述开关源漏电压充电；

稳压管，所述稳压管具有击穿电压，所述击穿电压等于所述开关源漏电压的正常值或者与所述正常值相关联；

其中，响应于所述开关源漏电压高于所述正常值，所述开关源漏电压经由正向导通或反向导通的所述稳压管传导至参考点。

2.根据权利要求1所述的箝位电路，其特征在于，所述稳压管的负极耦接所述电容的第一端并直接或者间接地接入所述开关源漏电压，所述稳压管的正极耦接所述参考点，所述电容的第二端接地。

3.根据权利要求2所述的箝位电路，其特征在于，还包括：二极管，所述二极管的正极接入所述开关源漏电压，所述二极管的负极耦接所述电容的第一端。

4.根据权利要求2所述的箝位电路，其特征在于，所述参考点为电压变换装置的输出端。

5.根据权利要求2所述的箝位电路，其特征在于，所述参考点为电压变换装置中变压器的原边绕组或副边绕组的抽头。

6.根据权利要求1所述的箝位电路，其特征在于，所述电容的第一端直接或者间接地接入所述开关源漏电压，所述电容的第二端耦接所述稳压管的负极，所述稳压管的正极耦接所述参考点。

7.根据权利要求6所述的箝位电路，其特征在于，还包括：电感，所述电感与所述稳压管并联。

8.根据权利要求1所述的箝位电路，其特征在于，所述电容的第一端直接或者间接地接入所述开关源漏电压，所述电容的第二端耦接所述稳压管的正极，所述稳压管的负极耦接所述参考点。

9.根据权利要求6至8任一项所述的箝位电路，其特征在于，所述参考点接地。

10.一种电压变换装置，包括至少一个开关晶体管，其特征在于，还包括权利要求1至9任一项所述的箝位电路，所述开关源漏电压为所述开关晶体管的源极与漏极之间的电压，或者是根据所述开关晶体管的源极与漏极之间的电压耦合得到的。