CN205793539U - 一种灯具控制系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种灯具控制系统，包括：对市电信号进行滤波处理的交流输入滤波单元；将所述交流输入滤波单元输出的交流信号转换为直流信号的整流输出滤波单元；接收整流输出滤波单元输出的直流信号，并进行升压动作的功率因素校正升压单元，所述功率因素校正升压单元中设置有PFC芯片U1和供电变压器PFC T1，所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过整流二极管D32、第一串稳模块连接至PFC芯片的电源端口；同时，在所述交流输入滤波单元和整流输出滤波单元之间设置有由光电耦合器U800和开关管Q801构成的AC故障检测单元。本实用新型提出的灯具控制系统主要改进了AC故障检测单元，使得电路得到简化，功耗低，检测无误差，效果良好。

Description

一种灯具控制系统

技术领域

本实用新型涉及灯具控制技术领域，具体涉及一种对单个LED路灯进行控制的灯具控制系统。

背景技术

路灯，指给道路提供照明功能的灯具，泛指交通照明中路面照明范围内的灯具。其中由于LED路灯与其他路灯相比，具有环保无污染、耗电少、光效高、寿命长等特点，因此LED路灯成为了节能改造的最佳选择。随着科学技术、电子行业的不断发展与进步，对于LED路灯的控制系统变得越发复杂，功能也变得越发多元化。但不管如何复杂，对于LED路灯而言，其所特需的恒流驱动电源，是保证其正常工作的一大基石，简单开关电源的方案常会带来LED器件的损伤。对于我国电源电压供应不稳定的现状，道路灯具LED的驱动电路具有恒流输出特性是十分必要，可保证光输出恒定并且防止LED的超功率运行。

在LED路灯控制系统中，通常以市电作为供电电源，然后经过功率因素校正单元(即PFC)升压后得到较高的电压信号，接着再通过LLC谐振变换器电路转换成为满足路灯驱动要求的低压直流电。但在这些灯具控制系统中，仍然存在一些设计缺陷：

其一、对于AC交流信号输入侧通常设计有AC故障检测单元，以用来检测市电输入是否正常和PFC升压电路是否得以正常工作。但是现有的该部分单元设计复杂，而且检测误差大，检测效果一般，并不够理想。

其二、对于DC直流信号输出侧通常设计有DC故障检测单元，以用来检测低压直流信号是否在正常输出。不过大部分系统中所设计的DC故障检测单元外围元器件多，电压检测不够准确，功耗比较大，而且多以三极管构成，而三极管属于电流驱动型元件，它对基极驱动电流有要求，这使得分压电阻上面的功耗增大，并不利于对DC故障检测。

其三、对于PFC升压部分而言，其是用于对馈入该电路的直流(DC)或者交流(AC)电压进行升压，同时还能够布置为形成功率因数接近1的消耗装置(功率因数校正)。该电路通常有两种形式：①采用电感等分立元件构成的被动式PFC；②以功率因素控制器芯片为主进行设计的主动式PFC。在以芯片为主进行设计的主动式PFC升压电路中，芯片的供电端口通常直接经整流二极管与PFC升压电路中的供电变压器辅助绕组相连，而一旦辅助绕组上感应的电压信号出现不稳定情况甚至波动较大时，芯片工作便会受到影响，进而使得PFC升压电路不能正常运行。进一步的是，PFC升压电路的外部开关管通断驱动缓慢，使得在对输入电流进行相位调整时存在一定的影响。

其四、对于LLC谐振变换器部分而言，其是用于提高电源转换效率的。该部分电路在电源设计领域有很多种结构。有采用分立元件进行半桥驱动的，也有采用控制芯片进行半桥驱动的。由LLC谐振控制芯片构成的谐振半桥控制电路中，芯片的供电通常直接经整流二极管连接到PFC升压电路中的供电变压器辅助绕组，而一旦该辅助绕组上感应的电压信号出现不稳定情况甚至波动较大时，芯片工作便会受到影响，进而使得谐振半桥处于不稳定工作状态。进一步的是，对于谐振半桥的两只功率管而言，其栅极直接与芯片的相应端口相连，这使得功率管的通断快慢驱动受到一定影响，而且还会出现同时导通的异常，影响了电源的转换效率。

其五、在LLC谐振变换器电路的谐振变压器次级，通常都会接入输出滤波整流单元，以将谐振变压器的次级感应电压进行整流后输送给LED路灯。为了稳定整流后的直流信号以及为了能够调节输出的电压/电流大小，在很多灯具控制系统中设计有输出电压/电流调节单元。一旦输出电流偏离了预设电压/电流值，该调节单元便会通过反馈使得LLC谐振变换器电路对其进行调节实现恒流恒压。现在的输出电压/电流调节单元多采用运算放大器和一些分立元件构成，虽能够取得比较良好的调节效果，但由于在供电方面常出现电压不稳定的情形，导致其中的运放工作易受影响，进而使得调节结果不够准确；而且电路本身设计繁杂，也容易导致调节不准确、调节不稳定的问题。

实用新型内容

本实用新型的一个目的是提供一种灯具控制系统，其能够准确无误地将AC前级故障检测出来，该AC前级故障状态包括灯具控制系统没有交流输入信号或PFC升压电路未正常工作的状态，解决了现有技术中AC故障检测电路存在的不足。

为实现上述目的，本实用新型采用了如下的技术方案：

一种灯具控制系统，包括：

对市电信号进行滤波处理的交流输入滤波单元；

将所述交流输入滤波单元输出的交流信号转换为直流信号的整流输出滤波单元；

接收整流输出滤波单元输出的直流信号，并进行升压动作的功率因素校正升压单元，所述功率因素校正升压单元中设置有PFC芯片U1和供电变压器PFC T1，其中

所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过整流二极管D32、第一串稳模块连接至PFC芯片的电源端口；同时，在所述交流输入滤波单元和整流输出滤波单元之间设置有AC故障检测单元；所述AC故障检测单元包括：

光电耦合器U800和开关管Q801；其中，

所述光电耦合器U800的发光二极管阳极经电阻R801连接至第一串稳模块的信号输入端，阴极连接至开关管Q801的漏极；所述光电耦合器U800的光敏三极管基极接收发光二极管所发出的光，集电极向外引出构成AC故障检测端，发射极接地；所述开关管Q801的源极接地，栅极经电阻R809连接至整流分压单元，并通过整流分压单元连接在交流输入滤波单元和整流输出滤波单元之间。

相比于现有技术，本实用新型上述灯具控制系统具有如下有益效果：

本实用新型上述灯具控制系统通过光电耦合器U800和开关管Q801的相互配合实现了对灯具控制系统的AC前级故障检测，该电路设计简单，功耗低，并通过设计整流分压单元使得只有当交流输入高于85V左右时才能判定交流输入无异常，避免低压产生的误动作，实现了检测无误差，检测效果良好。而设计的电阻R809能够起到保护开关管Q801的作用。

本实用新型的其它优点、目标和特征将部分通过下面的说明体现，部分还将通过对本实用新型的研究和实践而为本领域的技术人员所理解。

附图说明

图1为本实用新型所述灯具控制系统的原理框图；

图2为本实用新型所述灯具控制系统的功率因素校正升压单元原理图；

图3为本实用新型所述灯具控制系统的AC故障检测单元原理图；

图4为本实用新型所述灯具控制系统的LLC谐振变换器控制单元原理图；

图5为本实用新型所述灯具控制系统的输出整流滤波单元原理图；

图6为本实用新型所述灯具控制系统的DC故障检测单元原理图；

图7为本实用新型所述灯具控制系统的输出电压/电流调节单元的电源电压VCC3生成图；

图8为本实用新型所述灯具控制系统的输出电压/电流调节单元原理图；

图9为本实用新型所述灯具控制系统的输出过压保护单元原理图；

图10为本实用新型所述灯具控制系统的三合一调光电路图。

具体实施方式

为了使本实用新型实现的技术手段、创作特征、达成目的与作用更加清楚及易于了解，下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步阐述：

参见图1并结合图2-3，本实用新型提出了一种灯具控制系统，包括：对市电信号进行滤波处理的交流输入滤波单元；将所述交流输入滤波单元输出的交流信号转换为直流信号的整流输出滤波单元；接收整流输出滤波单元输出的直流信号，并进行升压动作的功率因素校正升压单元(以下简称PFC升压单元)，所述功率因素校正升压单元中设置有PFC芯片U1和供电变压器PFC T1。其中，作为本实用新型的改进方案：

所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过整流二极管D32、第一串稳模块连接至PFC芯片的电源端口；同时，在所述交流输入滤波单元和整流输出滤波单元之间设置有AC故障检测单元；所述AC故障检测单元包括：光电耦合器U800和开关管Q801；其中，所述光电耦合器U800的发光二极管阳极(1脚)经电阻R801连接至第一串稳模块的信号输入端(即图2中的VCC801)，阴极(2脚)连接至开关管Q801的漏极；所述光电耦合器U800的光敏三极管基极接收发光二极管所发出的光，集电极(4脚)向外引出构成AC故障检测端，发射极(3脚)接地；所述开关管Q801的源极接地，栅极经电阻R809连接至整流分压单元，并通过整流分压单元连接在交流输入滤波单元和整流输出滤波单元之间。电阻R809优先选取阻值为10K欧。

上述方案中，从图3可以看到，开关管Q801优先采用MOS管。在具体检测时，AC故障检测端由外部单片机进行检测，此时光电耦合器U800的4脚通过外部上拉电阻接入一个测试电压。当灯具控制系统的AC有高于85V的交流电输入(R809上有电压)且PFC能够正常工作时，VCC801电压正常，开关管Q801导通，光电耦合器1-2脚导通，此时光电耦合器的4脚为低电压，即AC故障检测端AC-OK的电平信号为低电平，因此单片机便通过该低电平快速判定灯具控制系统有交流信号输入，且PFC升压电路工作正常。如果灯具控制系统的AC无交流输入或者PFC升压电路工作不正常，开关管Q801栅极无电压或者VCC801无电压，光电耦合器的4脚电压为高电压，即AC故障检测端AC-OK的电平信号为高电平，与上拉测试电压保持一致，因此单片机便通过该高电平判定当前灯具控制系统存在AC前级故障。

如图3所示，所述整流分压单元包括：整流二极管D14和整流二极管D15，二者的阳极分别连接至交流输入滤波单元与整流输出滤波单元之间的两根信号线，二者的阴极通过串联的电容C64、电容C65接地；由电阻R25、电阻R26、电阻R27和电阻R28依次串接构成的分压单元，电阻R25的另一端接入整流二极管D14和整流二极管D15的阴极，电阻R28的另一端接入地；其中，所述电阻R809的一端接入开关管Q801的栅极，另一端通过稳压管ZD20连接至电阻R27和电阻R28之间的串接点，所述稳压管ZD20的阳极还通过电阻R29接入地。

这里，在交流输入滤波单元和整流输出滤波单元之间引出AC故障检测单元时，还通过设计整流分压单元，以此有效保证开关管Q801在交流85V左右才会正常导通工作，避免低压产生的误动作。进一步的是，在开关管Q801的漏极和源极之间还并联有一只稳压管，该只稳压管首先是对Q801栅极进行保护，其次也起到当AC电压大于85V，Q801才会导通的作用，避免低电压产生的误判断。在整流分压单元中，电阻R25、电阻R26和电阻R27优先选取电阻值在402K，电阻R28优先选取电阻值在510K。电阻R29优先选取电阻值在82K。稳压管ZD20选取稳定电压在18V的稳压管。

具体而言，交流输入滤波单元输出的交流信号经过D14、D15整流后在电阻R25、电阻R26、电阻R27和电阻R28上进行分压，此时R809从稳压管ZD20和电阻R29中取电压送入到开关管的栅极。当灯具控制系统的AC有高于85V交流电输入，即正常工作输入交流电时，电阻R809上有电压，则开关管的栅极和源极之间便具备了促使开关管导通的导通条件。如果此时灯具控制系统中的PFC升压单元也能够正常工作，即VCC801处有电压信号，那么光电耦合器U800的发光二极管便有电流通过，此时4脚(AC故障检测端)输出低电平，外部单片机判定灯具控制系统的AC前级无故障。如果此时灯具控制系统中的PFC升压单元未能正常工作，即VCC801处无电压信号，那么光电耦合器的发光二极管没有电流通过，此时4脚(AC故障检测端)输出高电平，外部单片机判定灯具控制系统的AC前级有故障。无论是电阻R809上无电压还是VCC801无电压，外部单片机均会根据检测到的高电平判定灯具控制系统存在AC前级故障。

其中，在图3里还示出了开关管Q20，该开关管Q20漏极通过电阻R33接入PFC芯片U1的FB管脚，栅极接入ZD20的阳极，源极接地。其构成的是PFC芯片U1的低电压保护电路部分。当交流输入低于预设值时，芯片U1的FB管脚被强制降低到UVP，使得芯片U1进入到待机模式。当交流输入高于预设值时，芯片U1才开始正常工作。比如预设值取在85VAC，则当交流输入低于85VAC时，ZD20未导通，MOS管Q20截止，FB下分压只是R34，IC处于UVP状态(欠压保护)；当交流输入高于85VAC时，ZD20反向导通，MOS管Q20导通，FB下分压由R33//R34，正常分压点，主输出正常建立。

在上述方案中已经提到，在PFC升压单元中，所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过整流二极管D32、第一串稳模块连接至PFC芯片的电源端口，由此引出本实用新型解决的第二个技术问题，即如何让PFC芯片U1能够稳定工作，进而保证对功率因素的调整达到最优值。本实用新型通过在PFC的电源端口VCC设计有第一串稳模块来解决这个技术问题。

参见图2，在功率因素校正升压单元中，所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过所述整流二极管D32所连接的第一串稳模块包括：

开关管Q32，所述开关管Q32的基极通过稳压管ZD31接地，所述开关管Q32的集电极与整流二极管D32的阴极相连、且通过电阻R46连接至自身的基极，所述开关管Q32的发射极通过二极管D34接入PFC芯片U1的电源端口，并且在二极管D34的阴极侧还连接有稳压管ZD30和并联在稳压管ZD30两端的电容C38，所述稳压管ZD31、稳压管ZD30的阳极接地；所述整流二极管D32的阴极还通过电容C36接地。电容C36、电容C38均采用极性电容，二者均起到对信号滤波的作用。

所述供电变压器PFC T1的原边绕组一端与整流输出滤波单元的信号输出端相连，另一端通过二极管D2、热敏电阻RTH1向外引出构成功率因素校正升压单元的信号输出，且在该信号输出端设置有滤波大电容C5。C5采用红宝石电容，在规定的工作温度范围内，该电容能够长期可靠地工作，它能承受的最大直流电压在450V，即额定工作电压在450V。

当整流输出滤波单元输出的信号流进供电变压器PFC T1的原边绕组时，在供电变压器PFC T1辅助绕组产生的感应信号先通过整流二极管D32整流，然后送入到开关管Q32的集电极。此时由于稳压管ZD31的存在使得开关管Q32的基极稳压到18V，开关管Q32的输出3脚(即发射极)会在18-0.3V左右，然后再经过D34单向导通，ZD30再次保护，可以保证功率因素校正控制芯片U1的供电端口VCC恒工作在17V左右。此时不论电路电压如何波动，电压/电流冲击都承受在开关管Q32上，对芯片U1起到了很好的保护作用。其中稳压管ZD31的工作电流只需要1mA不到，就可以给芯片U1提供工作所需电流，稳压管ZD31功耗低，电路工作稳定可靠。在一些灯具控制系统中，稳压电路并没有设计开关管，那电压/电流便会完全加载稳压管上，如果芯片U1工作在重载情况下，稳压管功耗高，易损坏。

参见图2，对于供电变压器PFC T1而言，其辅助绕组还引出中心抽头(pin6)接入地线，而在中心抽头和整流二极管D32之间还设置有二极管D33，防止PFC电感里有少许直流分量电流，防止电感饱和，降低磁滞损耗。Mos管Q1开通，电流过C35，D33；Mos管Q1关断，电流过C35，D32。加C35隔直流分量。供电变压器PFC T1的辅助绕组另一端(pin5)通过电阻R37连接至U1的ZCD管脚(5脚)，其用于感应辅助线圈电压，检测CrM(临界工作模式)工作时电感是否已经失磁。

本实用新型所提供的PFC升压单元除了对芯片U1的供电问题进行改善以外，还为芯片U1驱动的开关管Q1设计了第一开关管加速单元。该第一开关管加速单元用于加快开关管Q1的导通和关闭时上升沿和下降沿的时间。由于开关管Q1的通、断的边沿时间的快慢决定了Q1的开通和关闭的损耗。因此对其进行控制很有必要。即，作为本实用新型对PFC升压单元的进一步改进方案是：结合图2，所述PFC芯片U1具有用于驱动外部开关管Q1的信号驱动端口(7脚-DRV管脚)，所述信号驱动端口与开关管Q1的栅极之间设置有第一开关管加速单元；所述开关管Q1的源极通过电阻R8接地，漏极连接至供电变压器PFCT1原边绕组的所述另一端。所述第一开关管加速单元包括稳压管D31、二极管D6、电阻R6、电阻R7和开关管Q2；其中，所述信号驱动端口连接至稳压管D31的阴极、二极管D6的阳极和开关管Q2的基极，所述稳压管D31的阳极接地，所述二极管D6的阴极通过电阻R6与开关管Q1的栅极相连，所述开关管Q2的发射极通过电阻R7与开关管Q1的栅极相连，所述开关管Q2的集电极连接至开关管Q1的源极。在所述开关管Q1的栅极和源极之间还设置有阻值大小在10K欧姆的电阻R5，用以保护开关管Q1。

当控制开关管Q1导通时，芯片U1信号驱动端口(DRV管脚)输出的控制信号经过D6和R6，送至Q1栅极，R6阻值较小，促使Q1快速导通，上升沿时间短；当控制Q1断开时，芯片U1信号驱动端口(DRV管脚)输出的控制信号加载到开关管Q2的基极，使得Q2导通，此时MOS管Q1栅极信号经过二极管D6，电阻R6，R7、三极管Q2得到释放，进而加快关断。

对于PFC芯片而言，其还具有FB管脚(1脚)，该管脚为芯片内部误差放大器的反向输入端，当这个管脚的电压高于OVP电压或者低于UVP电压或者悬空时，芯片停止工作。因此可利用该管脚进行过压和低电压保护。从图2看到，FB管脚经过分压电阻R30、R31、R32、RJ10、R34从电路信号输出端取压，以实现过电压保护。图3中示出了芯片U1的低电压保护电路部分。当交流输入低于预设值时，芯片U1的FB管脚被强制降低到UVP，使得芯片U1进入到待机模式。当交流输入高于预设值时，芯片U1才开始正常工作。比如预设值取在85VAC，则当交流输入低于85VAC时，ZD20未导通，MOS管Q20截止，FB下分压只是R34，IC处于UVP状态(欠压保护)；当交流输入高于85VAC时，ZD20反向导通，MOS管Q20导通，FB下分压由R33//R34，正常分压点，主输出正常建立。

本实用新型上述提供的PFC升压单元是通过专用的功率因素校正控制IC芯片去调整输入电流的波形，对电流电压间的相位差进行补偿，进而提高电网的功率因素，保障电网高效的利用率，属于主动式PFC。

本实用新型所提供的灯具控制系统中还包括有设置在功率因素校正升压单元后侧的LLC谐振变换器控制单元。本实用新型要解决的第三个技术问题，即如何让LLC谐振控制芯片U900能够稳定工作，进而保证对谐振半桥的稳定控制，使连接在谐振半桥后侧的LC谐振网络、同步整流单元能够正常输出灯具所需要的低压直流信号。本实用新型通过在LLC的电源端口VCC设计有第二串稳模块来解决这个技术问题。

参见图4并结合图2，所述LLC谐振变换器控制单元包括：LLC谐振控制芯片U900，其具有供电端口，所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过所述整流二极管D32还引出有取压点A，所述取压点A通过第二串稳模块连接至所述供电端口，所述第二串稳模块包括：开关管Q10，其集电极连接至取压点A、且通过电阻R22连接至自身的基极；其基极通过稳压管ZD10接入地、且稳压管ZD10的阳极为接地端；其发射极通过电容C17接地、且通过电阻J11接入供电端口；取压点A与地之间设置有电容C16，供电端口与地之间设置有电容C60和电容C61。这里，电容C16对A点信号(即进入串稳单元前的信号)进行滤波，电容C61和电容C60对串稳单元输出的信号进行滤波，以保证输入到芯片U900VCC的电压稳定无干扰。

上述方案中，A点电压送入到开关管Q10的集电极，此时由于稳压管ZD10的存在使得开关管Q10的基极稳压到13V，开关管Q10的输出3脚(即发射极)恒在13-0.3V左右，然后通过电阻J11施加到谐振控制芯片U900的供电端口VCC，以此保证谐振控制芯片U900的供电端口VCC恒工作在12.5V左右。此时不论电路电压如何波动，电压/电流冲击都承受在开关管Q10上，对芯片U900起到了很好的保护作用。其中稳压管ZD10的工作电流只需要1mA不到，就可以给芯片U900提供工作所需电流，稳压管ZD10功耗低，电路工作稳定可靠。在一些灯具控制系统中，稳压电路并没有设计开关管，那电压/电流便会完全加载稳压管上，使得稳压管功耗高，易损坏。

本实用新型所涉及的LLC谐振变换器控制单元与传统LLC谐振变换器类似的是也包括有谐振半桥(由开关管Q5和开关管Q6构成)，芯片U900通过控制谐振半桥中两个开关管的导通与关闭来调节它们的工作频率(简称开关频率)，以此调节输出电压大小，而两个开关管在整个控制过程中占空比是保持不变的。这与PWM控制器的能量传输方式是不同的，PWM控制器的能量传输是由主开关的占空比来控制的。在轻负载时，工作频率逐渐升高，工作在降压区域内；而在重负载时，工作频率逐渐降低，工作在升压区域内。

如图4所示，所述LLC谐振变换器控制单元还包括由开关管Q5和开关管Q6构成的谐振半桥；其中，所述开关管Q5的源极与所述开关管Q6的漏极相连构成串联结构、且串接点向外引出连接至一个LC谐振网络；所述开关管Q5的漏极接收从功率因素校正升压单元输出的电压信号，栅极通过第二开关管加速单元与LLC谐振控制芯片U900的高端驱动输出管脚(HVG管脚)相连；所述开关管Q6的源极接地，栅极通过第三开关管加速单元与LLC谐振控制芯片U900的低端驱动输出管脚(LVG管脚)相连。芯片U900通过控制Q5和Q6的导通与关闭，使得LC谐振网络不断将电能传输到次级输出端，再经过次级输出端的同步整流单元转换成直流电，加载到灯具负载上。而在开关管Q5和开关管Q6的栅极与芯片的相应驱动管脚之间设计相应开关管加速单元的目的是为了防止Q5，Q6同时导通。

在上述方案中，提到的第二开关管加速单元包括稳压管ZD50、二极管D56、电阻R13、电阻R9和开关管Q51；参见图4，谐振控制芯片U900的高端驱动输出管脚(HVG管脚即15脚)连接至稳压管ZD50的阴极、二极管D56的阳极和开关管Q51的基极，所述稳压管ZD50的阳极连接至谐振控制芯片的高端驱动浮地管脚(OUT管脚即14脚)，所述二极管D56的阴极通过电阻R13与开关管Q5的栅极相连，所述开关管Q51的发射极通过电阻R9与开关管Q5的栅极相连，所述开关管Q51的集电极连接至开关管Q5的源极。所述开关管Q5的栅极和源极之间还设置有阻值大小在10K欧姆的电阻R10，用以保护开关管Q5。工作原理如下：当控制Q5导通时，芯片U900的HVG管脚输出的控制信号经过D56和R13，送至Q5栅极，R13阻值较小，促使Q5快速导通，上升沿时间短；当控制Q5断开时，芯片U900的HVG管脚输出的控制信号加载到开关管Q51的基极，使得Q51导通，此时MOS管Q5栅极信号经过二极管D56，电阻R13，R9，开关管Q51得到释放，进而加快关断。这里开关管Q51优先采用PNP型三极管。

在上述方案中，提到的第三开关管加速单元具有与第二开关管加速单元相同的结构，即包括稳压管ZD51、二极管D55、电阻R15、电阻R11和开关管Q50；参见图4，谐振控制芯片的低端驱动输出管脚(LVG管脚)连接至稳压管ZD51的阴极、二极管D55的阳极和开关管Q50的基极，所述稳压管ZD51的阳极接地，所述二极管D55的阴极通过电阻R15与开关管Q6的栅极相连，所述开关管Q50的发射极通过电阻R11与开关管Q6的栅极相连，所述开关管Q50的集电极连接至开关管Q6的源极。所述开关管Q6的栅极和源极之间还设置有阻值大小在10K欧姆的电阻R12，用以保护开关管Q6。工作原理如下：当控制Q6导通时，芯片U900的LVG管脚输出的控制信号经过D55和R15，送至Q6栅极，R15阻值较小，促使Q6快速导通，上升沿时间短；当控制Q6断开时，芯片U900的LVG管脚输出的控制信号加载到开关管Q50的基极，使得Q50导通，此时MOS管Q6栅极信号经过二极管D55，电阻R15、R11，开关管Q50得到释放，进而加快关断。这里开关管Q50优先采用PNP型三极管。

在第二开关管加速单元中，R13优先取值10欧姆，R9优先取值在15欧；而在第三开关管加速单元中，R15优先取值为15欧姆，R11优先取值在10欧姆。这样设计阻值大小使得上、下半桥驱动和泄放电阻值不一样，以此来保证上、下桥导通死区时间，有效避免出现上下MOS管(Q5、Q6)同时导通的异常。

由此可见，本实用新型在PFC升压单元中为开关管Q1设计的第一开关管加速单元、与在LLC谐振变换器控制单元中为开关管Q5、Q6设计的第二开关管加速单元和第三开关管加速单元具有相同的电路结构。工作原理也是相类似的。

参见图4并结合图5，所述LLC谐振变换器控制单元还包括谐振变压器LLC T1，其具有初级绕组、次级绕组、初级辅助电源绕组和次级辅助电源绕组；其中，所述初级绕组用于构成LC谐振网络；所述次级绕组用于连接由两个同步整流控制芯片构成的输出整流滤波单元；所述初级辅助电源绕组用于通过二极管D11和电阻R81连接至取压点A；所述次级辅助电源绕组用于通过第三串稳模块产生可使灯具控制系统的输出电压/电流调节单元正常工作的电源电压VCC3(如图7所示)。

这里，LC谐振网络由谐振变压器LLC T1的初级绕组L(pin12-pin13)和C33构成。而在谐振变压器T1的次级绕组侧设置了同步整流1(pin2-pin5)和同步整流2(pin1-pin4)，以对谐振变压器T1的次级感应电压信号进行整流后输送给路灯。这里的同步整流1和同步整流2均采用TEA1791A同步整流芯片构成，即U101和U102。详细电路参见图5。其中，U101构成的同步整流1是在变压器感应的交流电的正半周工作，U102构成的同步整流2是在变压器感应的交流电的负半周工作，以使得变压器感应的交流电的整个周期均有整流输出。灯具连接在VOUT+和VOUT-之间。谐振变压器LLC T1的初级辅助电源绕组pin9-pin10设计有二极管D11、电容C15和C18，二极管D11阴极经过电阻R81接入到A点。谐振变压器LLC T1的次级辅助电源绕组pin6-pin7用于将感应电压经过第三串稳模块产生一个稳定的VCC3(参见图7)，为输出电压/电流调节单元提供稳定电源。这是本实用新型要解决的第四个技术问题。

参见图8，其给出了本实用新型的输出电压/电流调节单元的原理设计图。其中包括有输出电压调节单元和输出电流调节单元，所述输出电压调节单元从输出整流滤波单元获取输出给灯具的电压信号V+，所述输出电流调节单元从输出整流滤波单元获取输出给灯具的电流信号(由检流电阻J101采集，使得地SGND与地SPGND之间具有随输出电流变化而变化的电势差)。作为本实用新型对现有技术的改进是：

如图8所示并结合图4和图7，所述输出电压调节单元和输出电流调节单元共用同一电源电压VCC3，且该电源电压VCC3是由次级辅助电源绕组(pin6-pin7)通过上述所说的第三串稳模块所获得的；其中，所述第三串稳模块包括三极管Q200、稳压管ZD200和电阻R200；所述次级辅助电源绕组的一端(pin6)接地SGND，另一端(pin7)通过二极管D200、电阻R203接入三极管Q200的集电极；所述稳压管ZD200的阴极与三极管Q200的基极相连、阳极接地SGND；所述电阻R200的两端分别连接至三极管Q200的集电极和基极；所述三极管Q200的发射极输出所述电源电压VCC3。

工作原理如下：在次级辅助电源绕组pin6-pin7上产生的感应信号经过D200、R203送入到三极管Q200的集电极，此时由于稳压管ZD200的存在使得三极管Q200的基极稳压到13V，因此三极管Q200的输出3脚(即发射极)恒在13-0.3V左右，从而输出恒工作在12.5V左右的电源电压VCC3。在这种情况下，不论路电压如何波动，电压/电流冲击都承受在三极管Q200上，而不会对输出的电源电压VCC3有任何影响。进一步的是，在电阻R203和电阻R203与三极管Q200集电极相连的一端还设置有滤波电容C202、C201。所述电源电压VCC3还通过电容C205、C134接入地SGND。在这里，C205、C134主要是对获得的电源电压VCC3进行滤波处理，以使获得的电源电压VCC3处于干扰小甚至是无干扰的状态。

参见图8并结合图4，所述输出电压调节单元主要由运放U107A构成，在运放U107A的同相输入(3脚)和反相输入(2脚)分别设置有电压基准点①和电压基准点②。而运放U107A的输出(1脚)连接到光耦U4的2脚。光耦U4的4脚将信号反馈至LLC谐振控制芯片U900。结合图8的电路，工作原理如下：当输出整流滤波单元输出给灯具的电压信号V+发生变化时，反相输入端2脚的电压基准点②的电压将会发生变化，此时运放U107A则将该电压信号与同相输入端3脚的基准电压VREF(即电压基准点①)进行比较，进而在运放U107A输出端1脚输出一个偏高或偏低的电平。由图3的电路连接关系可知，该偏高或偏低的电平直接影响到光耦U4中发光二极管的导通程度，进而影响到光耦U4向前端LLC谐振控制芯片反馈的信号高低，当LLC谐振控制芯片接收到光耦U4反馈的信号后便会通过调整开关频率，使得输出电压得到调节。因此，在这里光耦U4起到恒压作用。

所述电压取样电路包括串联的电阻R147、电阻R148和可变电阻SVR2(可变电阻SVR2的两个固定端串联)；其中，所述电阻R147的另一端从输出整流滤波单元获取输出给灯具的电压信号V+，可变电阻SVR2的另一固定端接入地SGND、滑动端接入地SGND且通过电容C138连接至电阻R147和电阻R148之间的取压点；所述运放U107A的反相输入端通过电阻R140连接至所述取压点(即图2中的电压基准点②)。

参见图8并结合图4，所述输出电流调节单元主要由运放U107C构成，在运放U107C的同相输入(10脚)和反相输入(9脚)分别设置有电流基准点①和电流基准点②。而运放U107C的输出(8脚)连接到光耦U4的2脚。光耦U4的4脚将信号反馈至LLC谐振控制芯片U900。由于输出滤波整流单元输出给灯具的电流信号从地SGND经取样电阻J101流向地SPGND。因此，地SGND与地SPGND之间是具有电势差的，该电势差的大小△U＝I*J101。输出电流的变化会导致地SGND与地SPGND之间的电压差发生变化，本实用新型所述的输出电流调节正是基于该电压差进行的。

工作原理：当运放U107C同相输入端10脚的电压高于反相输入端9脚的时候，运放U107C输出端8脚的电平偏高，光耦U4的导通受到影响；当运放U107C同相输入端10脚的电压低于反相输入端9脚的时候，运放U107C输出端8脚的电平偏低，光耦U4的导通程度加大。后续原理与上述分析的输出电压调节单元原理类似，这里不再赘述。

当输出给灯具的电流比设定的Io偏大时，地SGND与地SPGND之间的电压差增大，使得地SPGND的电压降低，此时VREF与SPGND之间的电压增大，电流增大，同相输入10的电流基准点①的电压增大，高于反相输入9脚，运放U107C输出8的电平偏高，光耦U4的导通程度受到影响。然后经过光耦U4的反馈，LLC谐振控制芯片便会通过调整开关频率使输出电流降低调整到设定的电流Io。反之，当输出整流滤波单元输出给灯具的电流比设定的Io偏小时，光耦U4的导通程度加大，经过光耦U4的反馈，LLC谐振控制芯片便会通过调整开关频率使输出电流增大调整到设定的电流Io。因此，在这里光耦U4起到恒流作用。

在上述所给的输出电压调节单元和输出电流调节单元中，均设置有可变电阻，其中可变电阻SVR2可以用于手动调节输出电压V+的大小，可变电阻SVR1可以用于手动调节输出电流的大小。

作为本实用新型再一个要解决的技术问题是提供一种DC故障检测电路。参见图6，本实用新型所述的灯具控制系统还包括DC故障检测单元，其包括：开关管Q802，其漏极向外引出构成DC故障检测端，源极接地，栅极连接至由电阻R804、稳压管ZD800和电阻R802串联构成的分压单元，电阻R804的一端从所述输出整流滤波单元获取直流电压，电阻R804的另一端连接至稳压管ZD800的阴极，电阻R802的一端与稳压管ZD800的阳极相连，电阻R802的另一端接地，所述开关管Q802的栅极连接至稳压管ZD800的阳极；同时，电阻R804的所述另一端还经电阻R803接地。

本实用新型设计的DC故障检测电路外围件少，且通过分压电阻R804、R802跟稳压管设定，可以精确检测DC电压。在具体检测时，DC故障检测端由外部单片机进行检测，此时场效应晶体管Q802的漏极通过外部上拉电阻接入一个测试电压。因此，如果灯具控制系统的输出整流滤波单元输出的路灯直流电压在正常工作范围内的，则MOS管Q802会导通，3脚即漏极输出低电平，否则输出高电平。当外部单片机获知该管脚为低电平时，则判定灯具控制系统的直流正常输出，当外部单片机获知该管脚为高电平时，则判定灯具控制系统的直流未能正常输出。

作为本实用新型的延伸方案，本实用新型所述灯具控制系统还设置了输出过压保护单元，其连接在输出整流滤波单元和LLC谐振变换器控制单元之间。参见图9并结合图4，该输出过压保护单元主要由光耦U3和精密稳压源TL431构成。当输出电压发生变化时，精密稳压源TL431的1脚电平发生变化，从而使得光耦U3导通程度受到影响，进而使得反馈到LLC谐振变换器控制单元的信号发生变化。然后由LLC谐振变换器控制单元调整开关频率，使输出电压发生相反的变化。

作为本实用新型的延伸方案，本实用新型所述灯具控制系统在输出电流调节单元的基础上还设置了三合一调光电路。如图10所示，该三合一调光电路主要包括：

由运算放大器U107D构成的电压跟随模块，所述运算放大器U107D的信号输出端通过二极管D300连接至电流基准分压电阻，并通过电流基准分压电阻连接至输出电流调节控制单元；运算放大器U107D的同相输入端通过电阻R310连接至二极管D302的阳极，所述二极管D302的阴极(VR1端)与地SGND之间接收外部调光信号，所述外部调光信号包括电压幅值为10V的PWM信号、1-10V电压信号或10K-100K调光电阻；

其中，所述二极管D302的阳极通过电阻R308连接至运算放大器U108A的同相输入端，以将二极管D302的阴极与地SGND之间接入的外部调光信号作为运算放大器U108A的其中一路同相输入；所述运算放大器U108A的另一路同相输入为通过电阻R301连接的基准电压信号Vref1，所述基准电压信号Vref1由一个基准电压生成模块所生成；所述二极管D302的阳极还通过电阻R309连接至运算放大器U108A的输出端；所述运算放大器U108A的反相输入端通过电阻R302接地，且在反相输入端与输出端之间还设置有电阻R303；并且，所述二极管D302的阳极还通过二极管D301、稳压管ZD301接地，二极管D301的阴极与稳压管ZD301的阴极相连，稳压管ZD301的阳极接地。

上述的电流基准分压电阻由电阻R307和电阻R146串联而成，所述运算放大器U107D的输出信号依次经过电阻R307和电阻R146送入输出电流调节控制单元的其中一个电流基准点。具体来说，运算放大器U107D的输出信号是送入到输出电流调节控制单元的电流基准点①，见图10。

上述LED三合一调光电路的工作原理如下：

当VR1端接生成1-10V电压信号的电压模式调光或者生成PWM信号的PWM模式调光时，运放U108A工作在饱和区，此时VR1端被钳位在V，即NetHLG-1电压为V+0.3，经过运放U107D跟随后，连接电流基准分压电阻端的电压为V+0.3。此时，输出电流调节单元的电流基准点①的电压相应地发生变化，灯具便可跟随外加电压进行调光。由于PWM信号为方波信号，当其占空比发生变化时，其电压有效值V也会发生变化。这里是利用PWM方波信号的电压有效值V调节来进行灯具调光的。当电压模式调光或PWM模式调光将电压调制到1V，灯具电流以10％输出，较暗；当电压模式调光器或PWM模式调光器将电压调制到10V，灯具电流100％输出，较亮。

当VR1端接10K-100K调光电阻时，运放U108A的同相输入相当于增加了该调节电阻，改变了运放正反馈输入，使运放U108A工作在线性放大区，因此在经过运放U108A后，NetHLG-1电压将会随10K-100K呈现1V-10V线性输出，进而使得连接电流基准分压电阻端电压为随电阻线性变化的1-10V，灯具电流可以10-100％输出。

上述三种调光模式中，对于电压调光模式和PWM调光模式而言，运放U108A工作在饱和区，运放U107D的输出信号大小取决于VR1端的电压大小。对于电阻调光模式，运放U108A起着将电阻信号线性转换为电压信号并输入至运放U107D的同相端的作用。

如图10所示，当VR1端什么调光都不接时，电源电压VCC3经过Q301和ZD302组成的串稳后，生成12.5V的Vcc1电压。此时U108A输出10V，U107D的运放输入为10V，经过电压跟随后，连接电流基准分压电阻端的电压则为10V，灯具满载100％输出。

对于输出电流调节单元而言，在未接入本实用新型所述的三合一调光电路时，主要用于将LED灯的电流恒定在某一个设定值，当实际电流较设定的电流偏高时，通过光耦U4反馈到LLC谐振控制芯片，进而控制实际电流降低以接近设定值；反之同理。因此未接入三合一调光电路的输出电流调节控制单元多数仅对LED负载电流进行反馈恒流调节。而当输出电流调节控制单元接入了三合一调光电路后，便可通过调节LED负载电流的大小，使得LED路灯的亮度得到调整，以此实现对LED的调光。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本实用新型进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本实用新型的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本实用新型技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本实用新型的权利要求范围当中。

Claims (10)

1.一种灯具控制系统，包括：

对市电信号进行滤波处理的交流输入滤波单元；

将所述交流输入滤波单元输出的交流信号转换为直流信号的整流输出滤波单元；

接收整流输出滤波单元输出的直流信号，并进行升压动作的功率因素校正升压单元，所述功率因素校正升压单元中设置有PFC芯片U1和供电变压器PFC T1，其特征在于，

所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过整流二极管D32、第一串稳模块连接至PFC芯片的电源端口；同时，在所述交流输入滤波单元和整流输出滤波单元之间设置有AC故障检测单元；所述AC故障检测单元包括：

光电耦合器U800和开关管Q801；其中，

所述光电耦合器U800的发光二极管阳极经电阻R801连接至第一串稳模块的信号输入端，阴极连接至开关管Q801的漏极；所述光电耦合器U800的光敏三极管基极接收发光二极管所发出的光，集电极向外引出构成AC故障检测端，发射极接地；所述开关管Q801的源极接地，栅极经电阻R809连接至整流分压单元，并通过整流分压单元连接在交流输入滤波单元和整流输出滤波单元之间。

2.如权利要求1所述的灯具控制系统，其特征在于，在AC故障检测单元中，所述整流分压单元包括：

整流二极管D14和整流二极管D15，二者的阳极分别连接至交流输入滤波单元与整流输出滤波单元之间的两根信号线，二者的阴极通过串联的电容C64、电容C65接地；

由电阻R25、电阻R26、电阻R27和电阻R28依次串接构成的分压单元，电阻R25的另一端接入整流二极管D14和整流二极管D15的阴极，电阻R28的另一端接入地；

其中，所述电阻R809的一端接入开关管Q801的栅极，另一端通过稳压管ZD20连接至电阻R27和电阻R28之间的串接点，所述稳压管ZD20的阳极还通过电阻R29接入地。

3.如权利要求2所述的灯具控制系统，其特征在于，在功率因素校正升压单元中：

所述供电变压器PFC T1的原边绕组一端与整流输出滤波单元的信号输出端相连，另一端通过二极管D2、热敏电阻RTH1向外引出构成功率因素校正升压单元的信号输出，

所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过所述整流二极管D32所连接的第一串稳模块包括：开关管Q32，所述开关管Q32的基极通过稳压管ZD31接地，所述开关管Q32 的集电极与整流二极管D32的阴极相连、且通过电阻R46连接至自身的基极，所述开关管Q32的发射极通过二极管D34接入PFC芯片U1的电源端口，并且在二极管D34的阴极侧还连接有稳压管ZD30和并联在稳压管ZD30两端的电容C38，所述稳压管ZD31、稳压管ZD30的阳极接地；所述整流二极管D32的阴极还通过电容C36接地。

4.如权利要求3所述的灯具控制系统，其特征在于，所述PFC芯片U1具有用于驱动外部开关管Q1的信号驱动端口，所述信号驱动端口与开关管Q1的栅极之间设置有第一开关管加速单元；所述开关管Q1的源极通过电阻R8接地，漏极连接至供电变压器PFC T1原边绕组的所述另一端。

5.如权利要求4所述的灯具控制系统，其特征在于，还包括设置在功率因素校正升压单元后侧的LLC谐振变换器控制单元；所述LLC谐振变换器控制单元包括：

LLC谐振控制芯片U900，其具有供电端口，所述供电变压器PFC T1的辅助绕组一端通过所述整流二极管D32还引出有取压点A，所述取压点A通过第二串稳模块连接至所述供电端口，所述第二串稳模块包括：

开关管Q10，其集电极连接至取压点A、且通过电阻R22连接至自身的基极；其基极通过稳压管ZD10接入地、且稳压管ZD10的阳极为接地端；其发射极通过电容C17接地、且通过电阻J11接入供电端口；取压点A与地之间设置有电容C16，供电端口与地之间设置有电容C60和电容C61。

6.如权利要求5所述的灯具控制系统，其特征在于，所述LLC谐振变换器控制单元还包括由开关管Q5和开关管Q6构成的谐振半桥；其中，

所述开关管Q5的源极与所述开关管Q6的漏极相连构成串联结构、且串接点向外引出连接至一个LC谐振网络；

所述开关管Q5的漏极接收从功率因素校正升压单元输出的电压信号，栅极通过第二开关管加速单元与LLC谐振控制芯片U900的高端驱动输出管脚相连；

所述开关管Q6的源极接地，栅极通过第三开关管加速单元与LLC谐振控制芯片U900的低端驱动输出管脚相连。

7.如权利要求6所述的灯具控制系统，其特征在于，所述LLC谐振变换器控制单元还包括谐振变压器LLC T1，其具有初级绕组、次级绕组、初级辅助电源绕组和次级辅助 电源绕组；其中，所述初级绕组用于构成LC谐振网络；所述次级绕组用于连接由两个同步整流控制芯片构成的输出整流滤波单元；所述初级辅助电源绕组用于通过二极管D11和电阻R81连接至取压点A；所述次级辅助电源绕组用于通过第三串稳模块产生可使灯具控制系统的输出电压/电流调节单元正常工作的电源电压VCC3。

8.如权利要求7所述的灯具控制系统，其特征在于，所述第三串稳模块包括三极管Q200、稳压管ZD200和电阻R200；所述次级辅助电源绕组的一端接地SGND，另一端通过二极管D200、电阻R203接入三极管Q200的集电极；所述稳压管ZD200的阴极与三极管Q200的基极相连、阳极接地SGND；所述电阻R200的两端分别连接至三极管Q200的集电极和基极；所述三极管Q200的发射极输出所述电源电压VCC3。

9.如权利要求8所述的灯具控制系统，其特征在于，还包括DC故障检测单元；

所述DC故障检测单元包括：

开关管Q802，其漏极向外引出构成DC故障检测端，源极接地，栅极连接至由电阻R804、稳压管ZD800和电阻R802串联构成的分压单元，电阻R804的一端从所述输出整流滤波单元获取直流电压，电阻R804的另一端连接至稳压管ZD800的阴极，电阻R802的一端与稳压管ZD800的阳极相连，电阻R802的另一端接地，所述开关管Q802的栅极连接至稳压管ZD800的阳极；同时，电阻R804的所述另一端还经电阻R803接地。

10.如权利要求9所述的灯具控制系统，其特征在于，所述第一开关管加速单元、第二开关管加速单元和第三开关管加速单元均由第一稳压管、第一二极管、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第一开关管构成；

其中，第一稳压管的阴极、第一二极管的阳极和第一开关管的基极共同连接至相应芯片的相应端口，第一稳压管的阳极接地，第一二极管的阴极通过第一电阻与待驱动开关管的栅极相连，第一开关管的发射极通过第二电阻与待驱动开关管的栅极相连，第一开关管的集电极连接至待驱动开关管的源极；第三电阻连接在待驱动开关管的栅极和源极之间。