CN205610588U - 一种基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和负载调制网络，其中，等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端和峰值功率放大电路的输出端与负载调制网络相连接，经负载调制网络将功率输出给负载。相对于现有技术，本实用新型通过在E类功率放大器中利用谐波控制电路控制高次谐波，并通过谐波控制网络将负载阻抗变换到需要的基波阻抗，同时在奇次谐波频率上开路，在偶次谐波频点上短路，实现波形整形的目的，在理论上功放管没有功率损耗，使得功放的理想漏极效率可以达到100％。

Description

一种基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器

技术领域

本实用新型涉及射频通讯技术领域，尤其涉及一种基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器。

背景技术

近年来，无线通信技术得到了很大的发展，调制方式也日趋复杂。功率放大器，作为发射机中的末级模块，是整个射频系统中功耗最大的部件，它的主要作用是对前级输出的信号进行功率放大，然后将放大后的信号送给天线进行发射。由于功率放大器会消耗很大的直流功率，因此效率是功率放大器设计时首先要考虑的重要指标，同时线性度也是功率放大器的关键指标。这主要体现在这样以下几个方面：(1)功率放大器的线性度。由于最新通信系统如CMDA、LTE等处于日益严峻的通信环境中，在整个信号的传输过程中为了保证误码率等指标，必须提高整个系统的线性度，而对于射频发射前端线性度影响最大的器件就是处于末端的功率放大器。(2)功率放大器的效率。由于功率放大器是整个射频发射单元的最后一级，消耗最多的能量，所以就要求功率放大器的效率要尽可能的高。由于现代通信系统都以调制信号为主要的传输手段，被放大的信号一般具有较高的峰均比，这就要求功率放大器不仅要在输出最大功率的情况下保持高效率，也要求在功率回退的情况下也有很高的效率。

功率回退虽然可以提升线性度，但是随着功率的回退，效率会大大的降低，功率放大器在整个系统中，属于比较耗能的器件，牺牲效率去换取线性度，这种做法对电池的供电时间和器件的可靠性均有很大的不利影响。为了提高低功率时的效率，目前已经有了多种技术，如开关模式功率放大器、包络消 除和恢复技术、包络跟踪技术、非线性元件实现线性放大技术、Doherty技术等。但是Doherty技术比较易于实现，所以Doherty技术是个更好的选择。

传统Doherty功率放大器载波功放偏置为AB类工作模式，峰值功放偏置在C类工作模式，因此传统Doherty功放的最大饱和效率和回退效率最大只能达到78.5％。同时目前Doherty功率放大器里的载波功率放大器和峰值功率放大器都是只考虑到基波匹配并没有考虑到谐波控制对效率的提高，Doherty的研究重点是如何提升功率放大器的回退效率。如何提高Doherty功率放大器在功率回退情况下的效率是一个亟待解决的问题。

故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型的目的在于提供一种基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，通过在E类功率放大器中利用谐波控制电路控制高次谐波，并利用负载牵引系统来回迭代得到最佳基波负载和源阻抗，将其应用在Doherty功率放大器中，以提高Doherty功率放大器的效率。

为了克服现有技术的缺陷，本实用新型采用以下技术方案：

一种基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和负载调制网络，其中，

所述等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路，所述载波功率放大电路的输出端和所述峰值功率放大电路的输出端与所述负载调制网络相连接，经所述负载调制网络将功率输出给负载；

所述载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器、载波输出匹配电路和载波谐波控制网络，所述载波谐波控制网络与负 载调制网络相接；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值输入匹配电路、峰值功率放大器、峰值输出匹配电路和峰值谐波控制网络；所述负载调制网络包括50欧1/4波长的第一阻抗变换器R1和35欧1/4波长的第二阻抗变换器R2；所述载波功率放大电路通过所述第一阻抗变换器R1与所述峰值功率放大电路相连接，并经所述第二阻抗变换器R2将功率输出给负载；

所述的载波功率放大器和峰值功率放大器结构相同，均为E类功率放大器；

所述载波谐波控制网络和所述峰值谐波控制网络采用结构相同的谐波控制网络；

所述谐波控制网络包括两段十二分之一波长的传输线TL1、TL2，一段六分之一波长的传输线TL3，以及一段四分之一波长的传输线TL4，所述传输线TL1的一端与功率放大器的输出端相连接，所述传输线TL1的另一端与所述传输线TL2的一端和所述传输线TL3的一端相连接，所述传输线TL2的另一端开路；所述传输线TL3的另一端与所述传输线TL4的一端相连接，所述传输线TL4的另一端接地。

优选地，所述的等分威尔金森功分器与峰值功率放大器之间设有50欧相位补偿线。

优选地，所述的峰值功率放大器与负载调制网络之间设有50欧峰值补偿线。

优选地，所述的载波功率放大器与负载调制网络之间设有50欧载波补偿线。

优选地，所述载波功率放大器和所述峰值功率放大器采用晶体管实现。

相对于现有技术，本实用新型提供的基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，通过在E类功率放大器中利用谐波控制电路控制高次谐波，从而既具有E类的软开关特性，又具有F类峰值开关电压低的优点。并通过谐波控 制网络将负载阻抗变换到需要的基波阻抗，同时在奇次谐波频率上开路，在偶次谐波频点上短路，实现波形整形的目的，使得功放管输出电流波形为半正弦波，而输出电压波形为方波，且它的电压电流波形相位相差180°，这样在理论上功放管没有功率损耗，使得功放的理想漏极效率可以达到100％。

附图说明

图1是本实用新型基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器的结构框图。

图2是本实用新型中谐波控制网络的结构示意图。

具体实施方式

以下是本实用新型的具体实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。

针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现现有技术中Doherty功率放大器载波功放偏置为AB类工作模式，峰值功放偏置在C类工作模式，并只考虑到基波匹配对效率的影响，因此传统Doherty功放的最大饱和效率和回退效率最大只能达到78.5％。

为了克服现有技术的缺陷，本申请采用E类功率放大器替代传统AB类功率放大器作为载波功率放大器和峰值功率放大器，并通过在E类功率放大器中利用谐波控制电路控制高次谐波，从而既具有E类的软开关特性，又具有F类峰值开关电压低的优点。

参见图1，所示为本实用新型基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器的结构框图，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和负载调制网络，其中，等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分 后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端和峰值功率放大电路的输出端与负载调制网络相连接，经负载调制网络将功率输出给负载；载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器、载波输出匹配电路和载波谐波控制网络，载波谐波控制网络与负载调制网络相接；峰值功率放大电路包括依次串接的峰值输入匹配电路、峰值功率放大器、峰值输出匹配电路和峰值谐波控制网络；负载调制网络包括50欧1/4波长的第一阻抗变换器R1和35欧1/4波长的第二阻抗变换器R2；载波功率放大电路通过第一阻抗变换器R1与峰值功率放大电路相连接，并经第二阻抗变换器R2将功率输出给负载；载波功率放大器和峰值功率放大器结构相同，均为E类功率放大器；载波谐波控制网络和峰值谐波控制网络采用结构相同的谐波控制网络。从而可以减小载波功放与峰值助放之间的相位差，上下两个功放采用相同大小的器件及相同的匹配电路，载波和峰值功放都用E类工作模式，输出端均添加谐波控制网络，使得效率得到最大提高。

在一种优选实施方式中，等分威尔金森功分器与峰值功率放大器之间设有50欧相位补偿线。

在一种优选实施方式中，峰值功率放大器与负载调制网络之间设有50欧峰值补偿线。

在一种优选实施方式中，载波功率放大器与负载调制网络之间设有50欧载波补偿线。

在一种优选实施方式中，载波功率放大器和峰值功率放大器采用晶体管实现。

参见图2，所示为本实用新型中谐波控制网络的结构示意图，谐波控制网络包括两段十二分之一波长的传输线TL1、TL2，一段六分之一波长的传输线TL3，以及一段四分之一波长的传输线TL4，传输线TL1的一端与功率放大 器的输出端相连接，传输线TL1的另一端与传输线TL2的一端和传输线TL3的一端相连接，传输线TL2的另一端开路；传输线TL3的另一端与传输线TL4的一端相连接，传输线TL4的另一端接地。谐波控制网络是利用四分之一波长线的阻抗变换原理，将晶体管输出端匹配为二次谐波短路、三次谐波开路的状态。在传输线TL4的末端，二次谐波短路，由于传输线TL4为二次谐波的二分之一波长，因此在B点二次谐波短路，又由于B点到晶体管的输出端之间传输线TL1、TL3长度之和为四分之一波长，即为二次谐波的二分之一波长，因此在晶体管的输出端二次谐波维持短路。在传输线TL2的末端，三次谐波开路，由于传输线TL2为三次谐波的四分之一波长，所以在A点三次谐波短路，又由于传输线TL1为十二分之一波长，即为三次谐波的四分之一波长，所以在晶体管的输出端三次谐波开路。因此，此谐波控制网络在晶体管的输出端很好地实现了二次谐波短路、三次谐波开路的要求。也即，将负载阻抗变换到需要的基波阻抗，同时在奇次谐波频率上开路，在偶次谐波频点上短路，使得功放管输出电流波形为半正弦波，而输出电压波形为方波，且它的电压电流波形相位相差180°，实现晶体管漏极输出电压电流波形整形的目的，这样在理论上功放管没有功率损耗，使得功放的理想漏极效率可以达到100％。

本实用新型基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，通过如下步骤实现：

步骤一：调试一个标准的E类功率放大器，再在其输出端添加谐波控制网络，作为载波功率放大器；

步骤二：调节载波功率放大器输出端的补偿线，使得载波功率放大器在低功率区达到一个高效率点；所述的高效点为载波功率放大器饱和输出时功率回退6dB的效率；

步骤三：调试一个标准的E类功率放大器，再在其输出端添加谐波控制网络，作为峰值功率放大器；

步骤四：调节峰值功率放大器输出端的补偿线，使得峰值放大器在低功率输入时的输出阻抗为无穷大；

步骤五：调节峰值功率放大器输入端的相位补偿线，保证载波功放与峰值功放的相位一致。

所述载波功放和峰值功放的负载阻抗均为50欧。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (5)

1.一种基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，其特征在于，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和负载调制网络，其中，

所述等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路，所述载波功率放大电路的输出端和所述峰值功率放大电路的输出端与所述负载调制网络相连接，经所述负载调制网络将功率输出给负载；

所述载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器、载波输出匹配电路和载波谐波控制网络，所述载波谐波控制网络与负载调制网络相接；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值输入匹配电路、峰值功率放大器、峰值输出匹配电路和峰值谐波控制网络；所述负载调制网络包括50欧1/4波长的第一阻抗变换器R1和35欧1/4波长的第二阻抗变换器R2；所述载波功率放大电路通过所述第一阻抗变换器R1与所述峰值功率放大电路相连接，并经所述第二阻抗变换器R2将功率输出给负载；

所述的载波功率放大器和峰值功率放大器结构相同，均为E类功率放大器；

所述载波谐波控制网络和所述峰值谐波控制网络采用结构相同的谐波控制网络；

所述谐波控制网络包括两段十二分之一波长的传输线TL1、TL2，一段六分之一波长的传输线TL3，以及一段四分之一波长的传输线TL4，所述传输线TL1的一端与功率放大器的输出端相连接，所述传输线TL1的另一端与所述传输线TL2的一端和所述传输线TL3的一端相连接，所述传输线TL2的另一端开路；所述传输线TL3的另一端与所述传输线TL4的一端相连接，所述传输线TL4的另一端接地。

2.根据权利要求1所述的基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，其特征在于，所述的等分威尔金森功分器与峰值功率放大器之间设有50欧相位补偿线。

3.根据权利要求1所述的基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，其特征在于，所述的峰值功率放大器与负载调制网络之间设有50欧峰值补偿线。

4.根据权利要求1所述的基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，其特征在于，所述的载波功率放大器与负载调制网络之间设有50欧载波补偿线。

5.根据权利要求1所述的基于谐波控制的高效率Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大器和所述峰值功率放大器采用晶体管实现。