CN205407622U - 一种采用shepwm的t型三电平逆变器中点电压平衡控制系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统，包括特定谐波消除脉宽调制信号发生器、矢量控制器、开关组、PWM信号发生器和三电平逆变器，其中，所述特定谐波消除脉宽调制信号发生器输出特定谐波消除脉宽调制信号给开关组，所述矢量控制器采集三电平逆变器的中点电压，根据中点电压值控制开关组的接通端，通过PWM信号发生器生成相应的控制信号，控制三电平逆变器的开关器件的开断。本实用新型具有和传统SHEPWM相同的消除低次谐波的功能，且可以维持中点电压平衡，能使T型三电平逆变器稳定高效运行。

Description

一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统

技术领域

本实用新型涉及一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统。

背景技术

伴随着光伏发电系统在内的分布式能源大规模接入低压配电网，电网对并网逆变器输出电流波形质量提出更高的要求，传统两电平并网逆变器很难满足大电网高电能质量要求。T型三电平并网逆变器的出现解决了上述问题，如图1所示，和传统两电平相比，该逆变器具有谐波小、开关损耗低、电磁干扰小等优点；和传统二极管钳位型三电平逆变器相比，该逆变器具有开关数目少、导通损耗小和功率损耗均匀等优点；且T型三电平逆变器开关频率在4kHz到30kHz之间效率最高。因此T型三电平逆变器已经广泛应用到光伏发电和微电网等分布式发电场合，而中点电压平衡问题是T型三电平逆变器稳定运行的关键。

相比于正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)调制，特定谐波消除法(SHEPWM)具有开关频率低、开关损耗小、输出电压质量好及损耗小等一系列优点，适用于大功率场合，是一种电力电子领域中经常用来消除低次谐波的调制方法。

实用新型内容

本实用新型为了解决上述问题，提出了一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统，本实用新型可以维持中点电压平衡，能使T型三电平逆变器稳定高效运行。

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

一种应用于T型三电平逆变器的特定谐波消除系统，包括特定谐波消除脉宽调制信号发生器、矢量控制器、开关组、PWM信号发生器和三电平逆变器，其中，所述特定谐波消除脉宽调制信号发生器输出特定谐波消除脉宽调制信号给开关组，所述矢量控制器采集三电平逆变器的中点电压，根据中点电压值控制开关组的接通端，通过PWM信号发生器生成相应的控制信号，控制三电平逆变器的开关器件的开断。

所述开关组包括多个三端开关，每个三端开关的公共端连接PWM信号发生器，两个选择端一端连接特定谐波消除脉宽调制信号发生器，另一端通过反相器连接特定谐波消除脉宽调制信号发生器。

所述中点电压为T型三电平逆变器的直流侧两个并联电容之间的电压差值的一半。

所述中点电压的绝对值大于中点电压阈值时，若中点电压大于零，开关状态被改变为N型小矢量；若中点电压小于零，开关状态被改变为P型小矢量。

所述三电平逆变器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端接入输入电压源；输入电压源两端并联有两个电容，两个电容连接处连接各项桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制信号驱动。

本实用新型的有益效果为：

(1)本实用新型可以将中点电压限定在一个更小的波动区域；

(2)本实用新型可以在中点电压偏离平衡点时迅速使其恢复平衡；

(3)本实用新型保持了对特定谐波消除的能力。

附图说明

图1为三电平逆变器拓扑图；

图2为三电平逆变器SHEPWM的典型波形；

图3为当N＝7时，调制系数由0到1变化时的开关角度变化情况；

图4为小矢量对中点电压的影响示意图；

图5(a)为大电压矢量[PPN]对三电平逆变器中点电压影响示意图；

图5(b)为中电压矢量[PON]对三电平逆变器中点电压影响示意图；

图5(c)为零电压矢量[PPP]对三电平逆变器中点电压影响示意图；

图5(d)为P型小电压矢量[POO]对三电平逆变器中点电压影响示意图；

图5(e))为N型小电压矢量[ONN]对三电平逆变器中点电压影响示意图；

图6为所提出SHEPWM算法的运行原理；

图7为所提出SHEPWM算法的流程图；

图8为传统SHEPWM调制系数为0.99时的开关状态；

图9(a)是传统SHEPWM的仿真结果；

图9(b)是本实用新型的SHEPWM仿真结果；

图10(a)是传统SHEPWM的仿真结果；

图10(b)是本实用新型的SHEPWM仿真结果；

图11(a)是传统SHEPWM的仿真结果；

图11(b)是本实用新型的SHEPWM仿真结果。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本实用新型作进一步说明。

以如图1所示T型三电平逆变器结构阐述逆变器控制策略。

T型三电平逆变器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端接入输入电压源；输入电压源两端并联有两个电容，两个电容连接处连接各项桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制信号驱动。

直流侧串联两个电容C₁和C₂，中点为Z，从而使逆变器的上部器件和下部器件的开关将产生正电平和负电平。a、b、c三相各连接四个带有反并联二极管的开关器件，通过L_A、L_B、L_C滤波后连接三相负载。每一个半桥逆变器有三种状态：正电平、负电平、零电平。本实用新型中关于三电平特定谐波消除法的中点电压平衡控制方法主要包括以下内容：

(1)根据消去谐波次数的个数确定每四分之一个周期中的开关角个数；

(2)根据传统SHEPWM原理计算出开关角度；

(3)在传统三相SHEPWM的调制后增加一个小矢量替换系统来控制中点电压；

(4)通过测量中点电压来确定是否替换小矢量的开关状态。

步骤(1)中，如果要消除N-1个特定的谐波分量，则要设置N个开关角，就能构成N个独立的方程，从而在选择基波幅值的同时，还可以消除N-1个希望消除的谐波分量。

步骤(2)中，采用多目标粒子群优化(MOPSO)算法求解三电平SHEPWM开关角。

步骤(3)中，SHEPWM开关信号由传统SHEPWM信号发生器产生，其后增加小矢量替换器。当小电压矢量开关状态出现时，小电压矢量替换系统通过检测中点电压来替换小矢量；当小电压矢量开关状态没有出现时，小矢量替换系统不改变开关状态。

步骤(4)中，V_Z表示中点电压，当|V_Z|大于中点电压阈值V_range时，若V_Z>0，开关状态被改变为N型小矢量；若V_Z<0，开关状态被改变为P型小矢量。当|V_Z|<V_range，开关状态不改变。

SHEPWM的传统过程有：设计每四分之一周期内的脉冲信号开关角，消除指定次数谐波；控制各基本模块的幅值。一种典型的三电平T型SHEPWM逆变器波形如图2所示，其中Vxz是单相的输出电压，其傅里叶级数为：

$V_{xZ}=\underset{n=1,\mathrm{3...}}{\overset{\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{b}_n\sin nq,n=1,2,3,\mathrm{...}---\left(1\right)$

其中x＝a，b，c；bn是傅立叶系数；bn由下式给出

$b_n=\frac{4}{n\mathrm{\&pi;}}\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\&Sigma;}}{\left(-1\right)}^{i+1}\cos {\mathrm{n\&alpha;}}_i\right),0<{\mathrm{\&alpha;}}_1<{\mathrm{\&alpha;}}_2<...<{\mathrm{\&alpha;}}_N<\mathrm{\&pi;}/2---\left(2\right)$

其中n＝1，5，7，···，3N-2。

通过以下价值函数，来选取方程最优解

$F({\mathrm{\&alpha;}}_1,{\mathrm{\&alpha;}}_2,...,{\mathrm{\&alpha;}}_N)={(b_1-M)}^2+b_5^2+...+b_n^2---\left(3\right)$

其中M为调制指数。图3给出了调制指数由0到1变化时的开关角度。此处每四分之一周期内的脉冲信号开关角个数为7个(N＝7),调制系数为0.99(M＝0.99)。产生这些角度的计算公式为：

$b_1=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{cos\&alpha;}}_1-{\mathrm{cos\&alpha;}}_2+{\mathrm{cos\&alpha;}}_3-{\mathrm{cos\&alpha;}}_4+{\mathrm{cos\&alpha;}}_5\\ -{\mathrm{cos\&alpha;}}_6+{\mathrm{cos\&alpha;}}_7\end{array}\right)$

$b_5=\frac{4}{5\mathrm{\&pi;}}\left(\begin{array}{c}5{\mathrm{cos\&alpha;}}_1-5{\mathrm{cos\&alpha;}}_2+5{\mathrm{cos\&alpha;}}_3-5{\mathrm{cos\&alpha;}}_4\\ +5{\mathrm{cos\&alpha;}}_5-5{\mathrm{cos\&alpha;}}_6+5{\mathrm{cos\&alpha;}}_7\end{array}\right)$

$b_7=\frac{4}{7\mathrm{\&pi;}}\left(\begin{array}{c}7{\mathrm{cos\&alpha;}}_1-7{\mathrm{cos\&alpha;}}_2+7{\mathrm{cos\&alpha;}}_3-7{\mathrm{cos\&alpha;}}_4\\ +7{\mathrm{cos\&alpha;}}_5-7{\mathrm{cos\&alpha;}}_6+7{\mathrm{cos\&alpha;}}_7\end{array}\right)$

$b_{11}=\frac{4}{11\mathrm{\&pi;}}\left(\begin{array}{c}11{\mathrm{cos\&alpha;}}_1-11{\mathrm{cos\&alpha;}}_2+11{\mathrm{cos\&alpha;}}_3-11{\mathrm{cos\&alpha;}}_4\\ +11{\mathrm{cos\&alpha;}}_5-11{\mathrm{cos\&alpha;}}_6+11{\mathrm{cos\&alpha;}}_7\end{array}\right)$

$b_{13}=\frac{4}{13\mathrm{\&pi;}}\left(\begin{array}{c}13{\mathrm{cos\&alpha;}}_1-13{\mathrm{cos\&alpha;}}_2+13{\mathrm{cos\&alpha;}}_3-13{\mathrm{cos\&alpha;}}_4\\ +13{\mathrm{cos\&alpha;}}_5-13{\mathrm{cos\&alpha;}}_6+13{\mathrm{cos\&alpha;}}_7\end{array}\right)$

$b_{17}=\frac{4}{17\mathrm{\&pi;}}\left(\begin{array}{c}17{\mathrm{cos\&alpha;}}_1-17{\mathrm{cos\&alpha;}}_2+17{\mathrm{cos\&alpha;}}_3-17{\mathrm{cos\&alpha;}}_4\\ +17{\mathrm{cos\&alpha;}}_5-17{\mathrm{cos\&alpha;}}_6+17{\mathrm{cos\&alpha;}}_7\end{array}\right)$

$b_{19}=\frac{4}{19\mathrm{\&pi;}}\left(\begin{array}{c}19{\mathrm{cos\&alpha;}}_1-19{\mathrm{cos\&alpha;}}_2+19{\mathrm{cos\&alpha;}}_3-19{\mathrm{cos\&alpha;}}_4\\ +19{\mathrm{cos\&alpha;}}_5-19{\mathrm{cos\&alpha;}}_6+19{\mathrm{cos\&alpha;}}_7\end{array}\right)$

$F({\mathrm{\&alpha;}}_1,{\mathrm{\&alpha;}}_2,......,{\mathrm{\&alpha;}}_7)={(b_1-0.99)}^2+b_5^2+b_7^2+b_{11}^2+b_{13}^2+b_{17}^2+b_{19}^2---\left(4\right)$

根据以上公式，当式(3)接近于0时计算得到的开关角度在表1中给出。此时相电压频谱中出现的第一次谐波为23次谐波。

表1

开关状态可以表示为空间电压矢量，根据空间电压矢量的大小可将其分为零矢量、小矢量、大矢量、中矢量，小电压矢量又可以分为P型矢量和N型矢量，如图4和表2所示。

表2

采用SHEPWM的逆变器中点电压V_Z表示为

$V_Z=\frac{V_{C2}-V_{C1}}{2}---\left(5\right)$

其中V_C1和V_C2是直流侧电容C₁和C₂的电压值。开关状态对中点电压的影响如图5所示：大矢量和零矢量对中点电压没有影响，因为在这种情况下中点Z没有和直流侧的正、负极相连，因为两个电容没有充放电，所以两电容电压没有变化，中点电压也不变化，如图5(a)、(c)所示；图5(b)显示了中矢量的效果图，此时中点和直流侧的正负侧相连接，中点电压的变化情况由此时的中点电流决定；当逆变器选择P型小矢量开关状态时，负载接在中点与直流侧的正极，电容C₁放电，电流流进中点，中点电压上升，如图5(d)所示；与此相反，N型小矢量会使中点电压下降，如图5(e)所示。

本实用新型中应用SHEPWM的逆变器通过替换小电压矢量来保持中点电压平衡，控制原理如图6所示。SHEPWM开关信号由传统SHEPWM系统产生，当小电压矢量开关状态出现时小电压矢量控制器作用；当小电压矢量开关状态没有出现时，矢量控制器被闭锁，开关状态不变。

本实用新型中中点电压平衡控制的流程图由图7给出，其中V_range是中点电压的限定波动幅度，V_Z是中点电压，矢量控制器的工作状态如下：

状态一：|V_Z|>V_range，此状态下小矢量被替换。

a)V_Z>0：根据表2，开关状态被改变为N型小矢量。

b)V_Z<0：根据表2，开关状态被改变为P型小矢量。

状态二：|V_Z|<V_range，开关状态不改变。

本实用新型中所提出的SHEPWM控制方式可以明显地减小中点电压的震荡范围，更为重要的是，当中点电压严重偏离平衡点时，运用本控制方式可以使其迅速恢复平衡。提出的SHEPWM控制方式在MATLAB中以5μs的采样周期进行仿真。

在MATLAB/simulink2012B中，为了验证中点电压平衡控制器的效果，开关状态信号在0.1s之前被屏蔽。图9(a)中传统SHEPWM中点电压恢复时间接近0.7s，图9(b)中运用本实用新型所提到的SHEPWM控制方式，电压恢复时间为0.032s。图10(a)、图10(b)所示为V_C1和V_C2的震荡波形，其中图10(a)所示传统SHEPWM中波动峰值为1.4V，而图10(b)中本实用新型所提SHEPWM控制方式下其波动峰值不到0.4。由传统SHEPWM和本实用新型中SHEPWM所产生的线电压V_ab的谐波频谱如图11(a)、(b)所示，其中，25次谐波是第一个出现的谐波，本实用新型中SHEPWM和传统SHEPWM对特定谐波消除的能力基本相同。

通过以上仿真结果可知，本实用新型中SHEPWM和传统SHEPWM对特定谐波消除的能力基本相同，且可以将中点电压限定在一个更小的波动区域，同时可以在中点电压偏离平衡点时迅速恢复平衡。

上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。

Claims (5)

1.一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统，其特征是：包括特定谐波消除脉宽调制信号发生器、矢量控制器、开关组、PWM信号发生器和三电平逆变器，其中，所述特定谐波消除脉宽调制信号发生器输出特定谐波消除脉宽调制信号给开关组，所述矢量控制器采集三电平逆变器的中点电压，根据中点电压值控制开关组的接通端，通过PWM信号发生器生成相应的控制信号，控制三电平逆变器的开关器件的开断。

2.如权利要求1所述的一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统，其特征是：所述开关组包括多个三端开关，每个三端开关的公共端连接PWM信号发生器，两个选择端一端连接特定谐波消除脉宽调制信号发生器，另一端通过反相器连接特定谐波消除脉宽调制信号发生器。

3.如权利要求1所述的一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统，其特征是：所述中点电压为T型三电平逆变器的直流侧两个并联电容之间的电压差值的一半。

4.如权利要求1所述的一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统，其特征是：所述中点电压的绝对值大于中点电压阈值时，若中点电压大于零，开关状态被改变为N型小矢量；若中点电压小于零，开关状态被改变为P型小矢量。

5.如权利要求1所述的一种采用SHEPWM的T型三电平逆变器中点电压平衡控制系统，其特征是：所述三电平逆变器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端接入输入电压源；输入电压源两端并联有两个电容，两个电容连接处连接各项桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制信号驱动。