CN205105181U - 一种应用于pwm脉冲整形的电路系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种应用于PWM脉冲整形的电路系统，包括两个PWM脉冲输入端，还包括一电源、一输入电平选择模块、两个PWM脉冲整形模块、一PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择模块、一逻辑故障保护模块。PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择模块可以选择两种PWM脉冲工作模式，包括：第一，两路输入PWM脉冲独立驱动不同负载；第二，两路输入脉冲互补驱动同一负载。

Description

一种应用于PWM脉冲整形的电路系统

技术领域

本实用新型涉及一种电子信息技术，特别是一种应用于PWM脉冲整形的电路系统。

背景技术

PWM(PulseWidthModulation)控制，即脉宽调制技术，它的思想源于通信技术，基本原理是通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形(含形状和幅值)。PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛应用，并对电力电子技术产生深远影响的一项技术。IGBT、电力MOSFET等为代表的全控型电力电子器件的不断完善给PWM控制技术提供了强大的物质基础。目前，在功率变换领域，PWM控制技术的应用随处可见，如PWM整流器、PWM逆变器等，其主要电路拓扑结构大多都是由全控型电力电子器件(IGBT、电力MOSFET等)构成的单相H桥或三相全桥式电路结构，这些全控型器件一般通过PWM脉宽调制技术控制其通断来产生特定频率、幅值及相位的波形，而这些全控型电力电子器件(IGBT、电力MOSFET等)一般功率较大，需要使用专用的驱动电路。这类驱动电路的主要要求除了良好的电气隔离能力、驱动能力及延时小等外，另外一个主要作用就是对PWM脉冲进行整形处理。目前市场上主流的驱动产品如瑞士的CONCEPT公司和德国的INFINEON公司推出的产品具有较高的集成度，数字化程度高，保护功能较齐全，在风能和太阳能逆变器中应用广泛，但这些产品价格昂贵，在实际使用时不易根据实际应用场合调整参数及满足用户的某些可定制化要求；而国内的厂商推出的产品价格适中，但功能单一，可靠性较低，因此限制了其应用的范围。

发明内容

本实用新型的目的在于提供一种应用PWM脉冲整形的电路模块，该电路模块具有输入阻抗高、功能扩展性强、电气参数可调、保护功能可靠、成本低、外形尺寸小、适用性强等特点，非常适合应用于全控型器件(如IGBT、电力MOSFET等)的专用驱动电路中。

一种应用于PWM脉冲整形的电路系统，包括两个PWM脉冲输入端，还包括一电源、一输入电平选择模块、两个PWM脉冲整形模块、一PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择模块、一逻辑故障保护模块。

电源用于提供工作电压；输入电平选择模块用于选择输入脉冲的电平类型，如TTL或CMOS型，并为PWM脉冲整形提供反相输入端的参考电压；PWM脉冲整形模块用于对输入的PWM脉冲进行整形处理，过滤掉信号中的虚假脉冲；PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择模块用于选择两路PWM脉冲工作的两种模式；逻辑故障保护模块用于若工作电路发生故障时，封锁PWM脉冲输出；两个开关逻辑控制模块，用于使输出的脉冲分别与输入的脉冲保持同相；所述两种PWM脉冲工作模式包括：第一，两路输入PWM脉冲独立驱动不同负载；第二，两路输入脉冲互补驱动同一负载。

本实用新型与现有技术相比，其显著优点：(1)参数易调整、功能扩展性强，可以通过选择开关的闭合和断开来选择输入脉冲电平为TTL或CMOS型，同时可以通过选择开关的闭合和断开来设置输入脉冲PWM1和PWM2工作于独立驱动单个功率开关管模式或两者互补驱动同一个桥臂上的两个功率开关管模式，允许用户通过在并联端子上并联电阻调节PWM脉冲死区时间来满足实际使用功率开关管的开关特性要求；(2)成本低、结构简单，该电路模块采用分立式元件实现，但成本低、元器件数量少，占用PCB印制板表面积小，易于安装使用；(3)稳定可靠、通用性高，本实用新型电路使用采用标准接口，同时具有可靠的保护功能，非常适合应用于全控型功率器件(如IGBT、电力MOSFET等)的专用驱动电路中。

下面结合说明书附图对本实用新型做进一步描述。

附图说明

图1为本实用新型原理框图。

图2为本实用新型实施电路的原理图。

图3为本实用新型实施电路在第四选择开关S4闭合时各点典型波形示意图。

图4为本实用新型实施电路在第四选择开关S4断开时各点典型波形示意图。

具体实施方式

结合图1，一种应用于PWM脉冲整形的电路系统，包括两个PWM脉冲输入端，还包括一电源6，一输入电平选择模块1，两个PWM脉冲整形模块2-1、2-2，一PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择模块3，一逻辑故障保护模块4，两个开关逻辑控制模块5-1、5-2。

电源6用于提供工作电压；输入电平选择模块1用于选择输入脉冲的电平类型，如TTL或CMOS型，并为PWM脉冲整形提供反相输入端的参考电压；PWM脉冲整形模块2-1、2-2用于对输入的PWM脉冲进行整形处理，过滤掉信号中的虚假脉冲；PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择模块3用于选择两路PWM脉冲工作的两种模式；逻辑故障保护模块4用于若工作电路发生故障时，封锁PWM脉冲输出；两个开关逻辑控制模块5-1、5-2用于使输出的脉冲分别与输入的脉冲保持同相；所述两种PWM脉冲工作模式包括：第一，两路输入PWM脉冲独立驱动不同负载；第二，两路输入脉冲互补驱动同一负载。

图3和图4中输入脉冲PWM1和PWM2的占空比均为50％，脉冲的幅值为V_REF，假设两脉冲相位差为180°，电源电压VCC为15V。

所述输出脉冲的驱动负载为功率开关管。

一个提供工作电压的电源VCC，本实例中VCC选取15V。

一个TTL或CMOS输入电平选择模块，由电源VCC、第一选择开关S1、第十九电阻R19、第二十电阻R20、晶体管Q3、第十八电阻R18、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第一电容C1组成，可用于选择输入脉冲为TTL电平或CMOS电平，并给PWM脉冲整形电路提供反相输入端的参考电压；其中电源VCC经第一选择开关S1、第十九电阻R19、第二十电阻R20接至GND，晶体管Q3的基极接至第十九电阻R19与第二十电阻R20连接的公共端，晶体管Q3的发射极接至GND，晶体管Q3的集电极经第十八电阻R18和第十六电阻R16接至电源VCC，第十七电阻R17与第一电容C1连接的一个公共端接至第十八电阻R18和第十六电阻R16连接的公共端，第十七电阻R17与第一电容C1连接的另一个公共端接至GND；

TTL或CMOS输入电平选择模块的具体工作过程及原理：取第十九电阻R19、第二十电阻R20、第十八电阻R18、第十六电阻R16、第十七电阻R17之间的阻值关系为：

$\frac{R19}{R20}=2,\frac{R16}{R17}=1,\frac{R18}{R17}=10$

当第一选择开关S1打开时，第三晶体管Q3由于基极电压为零而不导通，则第一电压比较器U1和第二电压比较器U2的反相输入参考电压V_REF的数值近似为：

$V_{REF}\≈\frac{R17}{R16+R17}\·VLL\≈7.5V$

此时，设置了输入脉冲PWM1和PWM2为CMOS电平。

当第一选择开关S1闭合时，第三晶体管Q3的基极电压为：

$V_{B3}\≈\frac{R20}{R19+R20}\·VCC\≈5V$

因此第三晶体管Q3导通，则第一电压比较器U1和第二电压比较器U2的反相输入参考电压V_REF的数值近似为：

$V_{REF}\≈\frac{R17//R18}{R16+R17//R18}\·VCC\≈1.36V$

此时，设置了输入脉冲PWM1和PWM2为TTL电平。

一个PWM脉冲整形电路，主要包括第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第一电压比较器U1、第二电压比较器U2、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、电源VCC、第一选择开关S1、第二十三电阻R23、第二十四电阻R24、晶体管Q1、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22、晶体管Q2，其主要作用为针对PWM信号在传输过程中可能产生的波形畸变，对输入的PWM脉冲进行整形处理，过滤掉信号中的虚假脉冲；其中输入脉冲PWM1经过第二电阻R2接至第一电压比较器U1的同相输入端，同时第一电压比较器U1的同相输入端经第三电阻R3、第五电阻R5接至第一电压比较器U1的输出端，电源VCC经第六电阻R6接至第一电压比较器U1的输出端，第一电压比较器U1的反相输入端接至第十八电阻R18和第十六电阻R16连接的公共端，第四电阻R4的一端接至第三电阻R3和第五电阻R5连接的公共端，第四电阻R4的另一端接至晶体管Q1的集电极，晶体管Q1的发射极接至GND，晶体管Q1的基极经第二十四电阻R24接至GND，同时晶体管Q1的基极经第二十三电阻R23、第一选择开关S1接至电源VCC；输入脉冲PWM2经过第十四电阻R14接至第二电压比较器U2的同相输入端，同时第二电压比较器U2的同相输入端经第十三电阻R13、第十一电阻R11接至第二电压比较器U2的输出端，电源VCC经第十电阻R10接至第二电压比较器U2的输出端，第二电压比较器U2的反相输入端接至第十八电阻R18和第十六电阻R16连接的公共端，第十二电阻R12的一端接至第十三电阻R13和第十一电阻R11连接的公共端，第十二电阻R12的另一端接至晶体管Q2的集电极，晶体管Q2的发射极接至GND，晶体管Q2的基极经第二十二电阻R22接至GND，同时晶体管Q2的基极经第二十一电阻R21、第一选择开关S1接至电源VCC。

PWM脉冲整形电路的具体工作过程及原理：第二十三电阻R23、第二十四电阻R24、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22之间有如下关系：

$\frac{R23}{R24}=2,\frac{R21}{R22}=2$

第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第二十三电阻R23、第二十四电阻R24、晶体管Q1与第一电压比较器U1构成了带有正反馈特点的电压比较器1；第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22、晶体管Q2与第二电压比较器U2构成了带有正反馈特点的电压比较器2。电压比较器1和电压比较器2加正反馈的目的是为了产生同施密特触发器类似的电压回差，即被比较电压从低电平变化到高电平时，电压比较器具有较高的翻转电平，而被比较电压从高电平变化到低电平时，电压比较器具有较低的翻转电平。

正是由于电压比较器加入了正反馈，因此在被比较电压变化缓慢时，在比较电压的临界点附近不会产生振荡，也就实现了对输入脉冲PWM1或PWM1在传输过程中产生的畸变进行整形处理，使其波形趋于标准PWM波。

正反馈的深度决定了电压回差的大小，电压回差的大小决定了比较电压临界点区域的大小，比较电压临界点区域的大小的选择与输入PWM脉冲的性质有关，如果输入PWM脉冲为TTL电平，则由于TTL电平的变化范围为0-5V，应使正反馈深度取较小的值，因此比较电压临界点区域应设置较小的值；如果输入PWM脉冲为CMOS电平，则由于CMOS电平的变化范围为0-15V，应使正反馈深度取较大的值，因此比较电压临界点区域应设置较大的值。在图2中，电压比较器1和电压比较器2正反馈深度的大小分别决定于E点和F点的对地电阻值。

(1)假设输入脉冲PWM1和PWM2为TTL电平，即第一选择开关S1闭合时，第一晶体管Q1的基极电压为：

$V_{B1}\≈\frac{R24}{R24+R23}\·VCC\≈5V$

第二晶体管Q2的基极电压为：

$V_{B2}\≈\frac{R24}{R24+R23}\·VCC\≈5V$

因此第一晶体管Q1和第二晶体管Q2均导通，E点的对地电阻近似为第四电阻R4的阻值，F点的对地电阻近似为第十二电阻R12的阻值。E点的对地电阻值和F点的对地电阻值均取较小的值，因此电压比较器1和电压比较器2正反馈深度较小，对应比较电压临界点区域较小，适合输入脉冲PWM1和PWM2为TTL电平的特性。

(2)假设输入脉冲PWM1和PWM2为CMOS电平，即第一选择开关S1断开时，由于第一晶体管Q1的基极电压V_B1和第二晶体管Q2的基极电压V_B2均为零，因此均不导通。E点的对地电阻近似为第四电阻R4的阻值与第一晶体管Q1集射极截止电阻之和，由于第一晶体管Q1集射极截止电阻可以认为无穷大，而第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3三个电阻与该支路并联，因此E点的对地电阻近似为第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3三个电阻串联之和，则只要第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3三个电阻之和取较大的值，电压比较器1便可获得较大正反馈深度，对应比较电压临界点区域较大。同理，F点的对地电阻第十二电阻R12的阻值与第二晶体管Q2集射极截止电阻之和，由于第二晶体管Q2集射极截止电阻可以认为无穷大，而第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15三个电阻与该支路并联，因此F点的对地电阻近似为第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15三个电阻串联之和，则只要设置第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15三个电阻之和取较大的值，电压比较器2便可获得较大正反馈深度，对应比较电压临界点趋于较大。电压比较器1和电压比较器2较大的正反馈深度适合输入脉冲PWM1和PWM2为CMOS电平的特性。

一个PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择电路，主要包括电源VCC、第三施密特与非门U3、第七电阻R7、第二电容R2、第二并联端子S2、第一组合二极管D1的A管、第七施密特与非门U7、第八电阻R8、第四选择开关S4、第八施密特与非门U8、第二组合二极管D2的C管、第三电容C3、第九电阻R9、第三并联端子S3、第四施密特与非门U4，其作用主要是可以设置输入脉冲PWM1或PWM2工作于独立驱动单个功率开关管模式或两者互补驱动同一个桥臂上的两个功率开关管模式，在工作于两者互补驱动一个桥臂上的两个功率开关管的情况下，可以分别设置每路PWM脉冲的死区时间，保证同一时刻两个开关管只有一个导通；其中，第三施密特触发器U3的引脚1接至第一电压比较器U1的输出端，第三施密特触发器U3的引脚2经第二电容C2接至GND，同时第三施密特触发器U3的引脚2经第七电阻R7接至电源VCC，第二并联端子S2并联在第七电阻R7的两端，另外，第三施密特触发器U3的引脚2接至第二组合二极管D2的C管的阳极，第二组合二极管D2的C管的阴极接至第八施密特与非门U8的输出端，第七施密特与非门U7的引脚3接至第三施密特与非门U3的引脚1，第七施密特与非门U7的引脚4经第八电阻R8接至电源VCC，同时第七施密特与非门U7的引脚4接至第八施密特与非门U8的引脚5，另外第七施密特与非门U7的引脚4经第四选择开关S4接至GND；第八施密特与非门U8的引脚6接至第二电压比较器U2的输出端，第四施密特与非门U4的引脚8接至第八施密特与非门U8的引脚6，第四施密特与非门U4的引脚7经第三电容C3接至GND，同时第四施密特与非门U4的引脚7经第九电阻R9接至电源VCC，第三并联端子S3并联在第九电阻R9的两端，另外第四施密特与非门U4的引脚7接至第一组合二极管D1的A管的阳极，第一组合二极管D1的A管的阴极接至第七施密特与非门U7的输出端。

PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择电路的具体工作过程及原理：

(1)当第四选择开关S4闭合时，则第七施密特与非门U7的引脚4和第八施密特与非门U8的引脚5均输入低电平，所以第七施密特与非门U7和第八施密特与非门U8均输出高电平，正常情况下，ERROR信号为低电平，所以第九施密特反相器U9输出高电平。电源电压VCC通过第七电阻R7给第二电容C2充电，充电过程结束后，第二电容C2两端的电压V_C2近似等于电源电压VCC，由于第二组合二极管D2的C管和D管的阴极电压均近似等于电源电压VCC，因此第二组合二极管D2的C管和D管均正向截止，第二电容C2无法通过第二组合二极管D2的C管或D管放电，所以第二电容C2两端的电压V_C2一直维持在电源电压VCC的幅值；同理，电源电压VCC通过第九电阻R9给第三电容C3充电，充电过程结束后，第三电容C3两端的电压V_C3近似等于电源电压VCC，由于第一组合二极管D1的A管和B管的阴极电压均近似等于电源电压VCC，因此第一组合二极管D1的A管和B管均正向截止，第三电容C3无法通过第一组合二极管D1的A管或B管放电，所以第三电容C3两端的电压V_C3一直维持在电源电压VCC的幅值。

根据上面分析可知第三施密特与非门U3的引脚2和第四施密特与非门U4的引脚7均输入高电平，因此第三施密特与非门U3和第四施密特与非门U4的输出与输入电平之间成反相关系，再分别经过第五施密特反相器U5和第六施密特反相器U6后，最终输出的脉冲与初始输入的脉冲成正相关系。所以，在第四选择开关S4闭合时，输入脉冲PWM1和PWM2均没有死区时间，因此工作于独立驱动单个功率开关管模式。各点的典型波形时序图如图3所示。

(2)当第四选择开关S4断开时，则第七施密特与非门U7的引脚4和第八施密特与非门U8的引脚5均输入高电平，因此，第七施密特与非门U7的输出与引脚3输入的脉冲相位差为180°，即反相关系；类似的有第八施密特与非门U8的输出与引脚6输入的脉冲相位差为180°，即反相关系。如图4中所示脉冲PWM1、PWM2、U7_PWM_OUT、U8_PWM_OUT之间的相位关系。下面结合图4分析死区时间的产生过程：

首先，以输入脉冲PWM1为例，当PWM1由低电平变为高电平时，PWM2由高电平变为低电平，因此U7_PWM_OUT由高电平变为低电平，U8_PWM_OUT由低电平变为高电平，此时第三施密特与非门U3的第2引脚U3_PIN2仍为低电平，由于第八施密特与非门U8的输出U8_PWM_OUT为高电平，正常情况下的ERROR信号为低电平，则第九施密特反相器U9的输出为高电平，所以第二组合二极管D2的C管和D管均正向截止，因此电源电压VCC会经过回路VCC->R7->C2给第二电容C2充电，当充电电压达到第三施密特与非门U3正向电平翻转电压阈值ViT+时，第三施密特与非门U3的引脚2由低电平变为高电平，此时第三施密特与非门U3的输出U3_PWM_OUT会由高电平变为低电平。当PWM1由高电平变为低电平时，PWM2由低电平变为高电平，因此U7_PWM_OUT由低电平变为高电平，U8_PWM_OUT由高电平变为低电平，由于此时第二电容C2上的电压仍近似为电源电压VCC，所以第二组合二极管D2的C管瞬间正向导通，第二电容C2上的电荷经第二组合二极管D2的C管向U8_PWM_OUT瞬间放电，由于回路阻抗小，可以认为放电过程瞬间完成。所以第三施密特与非门U3的输出U3_PWM_OUT会在PWM1由高电平变为低电平时由低电平变为高电平。当下一次PWM1由低电平变为高电平时，会重复上面的变化过程。U3_PWM_OUT经过第五施密特反相器U5后高低电平变相，输出脉冲PWM1_OUT。在上面的由输入脉冲PWM1到输出脉冲PWM1_OUT的过程中，实现了对输入脉冲PWM1的上升沿死区时间控制，产生了具有上升沿死区时间t_dead1的输出脉冲PWM1_OUT。

输入脉冲PWM2的分析与上面的过程类似，当PWM2由低电平变为高电平时，PWM1由高电平变为低电平，因此U8_PWM_OUT由高电平变为低电平，U7_PWM_OUT由低电平变为高电平，此时第四施密特与非门U4的第7引脚U4_PIN7仍为低电平，由于第七施密特与非门U7的输出U7_PWM_OUT为高电平，正常情况下的ERROR信号为低电平，则第九施密特反相器U9的输出为高电平，所以第一组合二极管D1的A管和B管均正向截止，因此电源电压VCC会经过回路VCC->R9->C3给第三电容C3充电，当充电电压达到正向第四施密特与非门U4正向电平翻转电压阈值ViT+时，第四施密特与非门U4的引脚7由低电平变为高电平，此时第四施密特与非门U4的输出U4_PWM_OUT会由高电平变为低电平。当PWM2由高电平变为低电平时，PWM1由低电平变为高电平，因此U8_PWM_OUT由低电平变为高电平，U7_PWM_OUT由高电平变为低电平，由于此时第三电容C3上的电压仍近似为电源电压VCC，所以第一组合二极管D1的A管瞬间正向导通，第三电容C3上的电荷经第一组合二极管D1的A管向U7_PWM_OUT瞬间放电，由于回路阻抗小，可以认为放电过程瞬间完成。所以第四施密特与非门U4的输出U4_PWM_OUT会在PWM2由高电平变为低电平时由低电平变为高电平。当下一次PWM2由低电平变为高电平时，会重复上面的变化过程。U4_PWM_OUT经过第六施密特反相器U6后高低电平变相，输出脉冲PWM2_OUT。在上面的由输入脉冲PWM2到输出脉冲PWM2_OUT的过程中，实现了对输入脉冲PWM2的上升沿死区时间控制，产生了具有上升沿死区时间t_dead2的输出脉冲PWM2_OUT。

死区时间t_dead1和死区时间t_dead2的计算公式，根据下面公式计算得到：

$t_{dead}=E(1-e^{-\frac{t}{RC}})$

其中E在本例中为正向电平翻转电压阈值ViT+。

可以分别通过在第二并联端子S2和第三并联端子S3上并联电阻来控制死区时间t_dead1和t_dead2的数值。

另外，当第四选择开关S4打开时，输入脉冲PWM1或PWM2工作于两者互补驱动同一个桥臂上的两个功率开关管模式，此时，PWM整形电路还具有防止同一个桥臂上两个功率开关管直通的功能，即防止输入脉冲PWM1和PWM2出现同时为高电平时，同一个桥臂上两个功率开关管同时导通。基本原理：

当输入脉冲PWM1和PWM2出现同时为高电平时，第七施密特与非门U7的输出U7_PWM_OUT和第八施密特与非门U8的输出U8_PWM_OUT均为低电平，因此第一组合二极管D1的A管和第二组二极管D2的C管均正向导通，此时第三施密特与非门U3引脚2和第四施密特与非门U4引脚7的电位均被拉低到低电平电位，所以第三施密特与非门U3的输出U3_PWM_OUT和第四施密特与非门U4的输出U4_PWM_OUT均被锁定为高电平，于是分别经第五施密特反相器U5和第六施密特反相器U6后PWM1_OUT和PWM2_OUT均被锁定为低电平，此时同一个桥臂上两个功率开关管均截止，实现了防止直通的功能。

一个逻辑故障保护模块，主要由第一组合二极管D1的B管、第二组合二极管D2的D管及第九施密特反相器U9构成，其作用是给工作电路提供实时硬件保护功能，当工作电路发生故障时，第九施密特反相器U9的输入端信号ERROR发生电平反转，逻辑故障保护模块检测到电平反转后立即封锁PWM脉冲输出，保证所驱动的功率开关管处于关断状态；其中，第九施密特反相器U9的输入端连接系统的ERROR信号，第九施密特反相器U9的输出端连接第一组合二极管D1的B管的阴极，同时第九施密特反相器U9的输出端连接第二组合二极管D2的D管的阴极，第一组合二极管D1的B管的阳极连接第一组合二极管D1的A管的阳极，第二组合二极管D2的D管的阳极连接第二组合二极管D2的C管的阳极。

逻辑故障保护模块的具体工作过程和基本原理：正常情况下，ERROR信号为低电平，经过第九施密特反相器U9后输出为高电平，因此第一组合二极管D1和B管和第二组合二极管D2的D管均正向截止；当系统发生故障时，ERROR信号由低电平跳变为高电平，因此再经过第九施密特反相器U9后输出为低电平，此时第一组合二极管D1和B管和第二组合二极管D2的D管均正向导通，因此第三施密特与非门U3引脚2和第四施密特与非门U4引脚7的电位均被拉低到低电平电位，于是无论输入脉冲PWM1和PWM2的电平如何变化，第三施密特与非门U3的输出U3_PWM_OUT和第四施密特与非门U4的输出U4_PWM_OUT均被锁定为高电平，再分别经第五施密特反相器U5和第六施密特反相器U6后PWM1_OUT和PWM2_OUT均被锁定为低电平，实现系统发生故障情况下对输出PWM信号的封锁。

一个开关逻辑控制电路，主要包括第五施密特反相器U5和第六施密特反相器U6，主要作用是使输出的脉冲PWM1_OUT和PWM2_OUT分别与输入的脉冲PWM1和PWM2保持同相开关控制逻辑，即高电平部分都对应所驱动功率开关管的导通，低电平部分都对应所驱动功率开关管的关断；其中第五施密特反相器U5的输入端连接第三施密特与非门U3的输出端，第五施密特反相器U5的输出端输出脉冲PWM1_OUT；第六施密特反相器U6的输入端连接第四施密特与非门U4的输出端，第六施密特反相器U6的输出端输出脉冲PWM2_OUT。

PWM脉冲的整形过程如下：输入的脉冲PWM1和PWM2分别经过各自线路的下拉电阻：第一电阻R1和第十五电阻R15，然后分别经过第二电阻R2和第十四电阻R14进入到PWM脉冲整形电路，这部分电路为具有施密特触发和电压比较功能的正反馈系统，有效的对PWM脉冲在传输过程中产生的畸变进行整形处理，同时这部分电路分别通过第一电压比较器U1的反相输入端和第二电压比较器U2的反相输入端连接TTL或CMOS输入电平选择模块；在TTL或CMOS输入电平选择模块中，如果闭合第一选择开关S1，则设置输入的脉冲为TTL电平；如果打开第一选择开关S1，则设置输入的脉冲为CMOS电平，该模块产生了第一电压比较器U1和第二电压比较器U2的反相输入参考电压V_REF；再然后分别经过第一电压比较器U1和第二电压比较器U2的输出端进入PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择电路，在该部分电路中，如果打开第四选择开关S4，则设置输入脉冲PWM1或PWM2工作于两者互补驱动同一个桥臂上的两个功率开关管模式，在该模式下，可以分别设置脉冲PWM1和PWM2的上升沿死区时间，死区时间的大小可以分别通过调整第二并联端子S2和第三并联端子S3上并联的电阻值实现；如果闭合第四选择开关S4，则设置输入脉冲PWM1或PWM2工作于独立驱动单个功率开关管模式，在该模式下，脉冲PWM1和PWM2单独输出，没有上升沿死区时间。最后经过开关逻辑控制电路，即第五施密特反相器U5和第六施密特反相器U6输出脉冲PWM1_OUT和PWM2_OUT。逻辑故障保护模块实时监测系统的故障信号ERROR，当检测到ERROR信号由低变高时，该模块立即封锁PWM脉冲的输出，将脉冲PWM1_OUT和PWM2_OUT强制拉低到低电平，保证所驱动的功率开关管处于关断状态。

Claims (3)

1.一种应用于PWM脉冲整形的电路系统，包括两个PWM脉冲输入端，其特征在于，包括：

一电源，用于提供工作电压，

一输入电平选择模块，用于选择输入脉冲的电平类型，并为PWM脉冲整形提供反相输入端的参考电压，

两个PWM脉冲整形模块，用于对输入的PWM脉冲进行整形处理，过滤掉信号中的虚假脉冲，

一PWM脉冲死区时间发生器与级联方式选择模块，用于选择两路PWM脉冲工作的两种模式，

一逻辑故障保护模块，用于若工作电路发生故障时，封锁PWM脉冲输出，

两个开关逻辑控制模块，用于使输出的脉冲分别与输入的脉冲保持同相；

所述两种PWM脉冲工作模式包括：第一，两路输入PWM脉冲独立驱动不同负载；第二，两路输入脉冲互补驱动同一负载。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第二种PWM脉冲工作模式中分别设置每路PWM脉冲的死区时间，保证同一时刻两个开关管只有一个导通。

3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，在两个PWM脉冲输入端分别并联一下拉电阻。