CN204497963U - 一种线电压补偿电路及反激式变换器 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种线电压补偿电路及反激式变换器，通过延时模块接收脉冲频率调制信号，生成并输出信号控制两个开关的导通及关断；当第一开关导通而第二开关关断时，电容电压为基准信号的电压值，电压控制电流源的输出电流保持不变，在第一电阻上产生的压降不变；随着反激式变换器中的原边导通时间增加到所述脉冲频率调制信号的延迟时间，第一开关关断而第二开关导通，电容通过第一电流源放电，电压控制电流源的输出电流随着导通时间的增加而线性下降，第一电阻上的压降也随着导通时间的增加而下降；通过改变第一电阻的大小可以改变不同线电压下的电流补偿值，实现了不同线电压下的峰值电流补偿可调，同时不依赖于控制芯片FB引脚的反馈电阻。

Description

一种线电压补偿电路及反激式变换器

技术领域

本实用新型涉及反激式变频器技术领域，尤其涉及一种线电压补偿电路及反激式变换器。

背景技术

在峰值电流控制的反激式变换器中，由于输入线电压的不同，会引起原边电感中峰值电流的不同，进而会引起输出恒流点或者是输出恒压点的不一致。传统的方案如图1所示，线电压通过第一电阻R1与第二电阻R2的分压反映到控制芯片101中，然后控制芯片101根据不同的线电压来调节CS端电压关断的阈值，以实现不同线电压的峰值电流补偿。这种方案因为引入了线电压到地的电流，所以造成了一定的功耗。

图2所示为现有技术中一种改进型的线电压补偿电路的实现方式。当原边导通时，开关K1闭合，FB的电压由第一电阻R1和第六电阻R6分压得到，该电压反应了不同的线电压值；通过第四电阻R4和第五电阻R5的电压叠加到峰值电流比较器的阈值电压。这种实现方式虽然解决了图1所示电路存在功耗的问题，同时调整第一电阻R1也可以改变线电压补偿，但是第一电阻R1的绝对值仅限于实现线电压的补偿调整上，不能用于实现其他的功能。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型提供了一种线电压补偿电路及反激式变换器，以解决现有技术中不同线电压下的峰值电流补偿可调需要依赖于控制芯片FB引脚反馈电阻的问题。

为了实现上述目的，本实用新型实施例提供的技术方案如下：

一种线电压补偿电路，应用于反激式变换器，所述反激式变换器包括控制芯片及受控于所述控制芯片的开关管；所述线电压补偿电路包括：

连接于所述控制芯片的CS引脚与所述开关管之间的第一电阻；

延时模块、第一开关、第二开关、第一电流源、电容及电压控制电流源；其中：所述延时模块接收脉冲频率调制信号；所述延时模块的输出端分别与所述第一开关及第二开关的控制端相连；所述第一开关与第二开关串联，所述第一开关的另一端接收基准信号，所述第二开关的另一端与所述第一电流源的正极相连，所述第一电流源的负极接地；所述电容的一端接地，所述第一开关及第二开关的连接点分别与所述电容的另一端及所述电压控制电流源的输入端相连，所述电压控制电流源的输出端作为所述控制芯片的CS引脚。

优选的，所述第一电流源为恒定电流源。

优选的，还包括：集成在所述控制芯片上、一端与所述第一电流源的正极相连的第二电阻，所述第二电阻的另一端接地。

优选的，还包括：负极与所述第一电流源的正极相连的第二电流源；所述第二电流源正极接收电源信号；所述延时模块还接收两个均与所述反激式变换器中的峰值电流成反比的电流信号。

一种反激式变换器，包括上述任一所述的线电压补偿电路。

本申请提供一种线电压补偿电路，通过延时模块接收脉冲频率调制信号，生成并输出信号控制两个开关的导通及关断；当第一开关导通而第二开关关断时，电容电压为基准信号的电压值，电压控制电流源的输出电流保持不变，在第一电阻上产生的压降不变；随着反激式变换器中的原边导通时间增加到所述脉冲频率调制信号的延迟时间后，所述第一开关关断而第二开关导通，所述电容通过第一电流源放电，所述电压控制电流源的输出电流随着导通时间的增加而线性下降，所述第一电阻上的压降也随着导通时间的增加而下降；通过改变所述第一电阻的大小可以改变不同线电压下的电流补偿值，实现了不同线电压下的峰值电流补偿可调，同时不依赖于控制芯片FB引脚的反馈电阻。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术提供的一种线电压补偿电路图；

图2为现有技术提供的一种线电压补偿电路图；

图3为本申请另一实施例提供的一种线电压补偿电路图；

图4为本申请另一实施例提供的一种电压控制电流源的输出电流波形图；

图5为本申请另一实施例提供的一种输出电流和线电压的关系波形图；

图6为本申请另一实施例提供的一种线电压补偿电路图；

图7为本申请另一实施例提供的一种电压控制电流源的输出电流波形图；

图8为本申请另一实施例提供的一种输出电流和线电压的关系波形图；

图9为本申请另一实施例提供的一种线电压补偿电路图；

图10为本申请另一实施例提供的一种电压控制电流源的输出电流波形图；

图11为本申请另一实施例提供的一种输出电流和线电压的关系波形图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

本实用新型提供了一种线电压补偿电路及反激式变换器，以解决现有技术中不同线电压下的峰值电流补偿不可调的问题。

具体的，如图3所示，所述线电压补偿电路，应用于反激式变换器，所述反激式变换器包括控制芯片101及受控于控制芯片101的开关管Q；所述线电压补偿电路包括：

连接于控制芯片101的CS引脚与开关管Q之间的第一电阻R1；

延时模块201、第一开关202、第二开关203、第一电流源204、电容C及电压控制电流源205；其中：延时模块201接收脉冲频率调制信号PFM；延时模块201的输出端分别与第一开关202及第二开关203的控制端相连；第一开关202与第二开关203串联，第一开关202的另一端接收基准信号VREF，第二开关203的另一端与第一电流源204的正极相连，第一电流源204的负极接地；电容C的一端接地，第一开关202及第二开关203的连接点分别与电容C的另一端及电压控制电流源205的输入端相连，电压控制电流源205的输出端作为控制芯片101的CS引脚(原边峰值电流检测引脚，连接原边峰值电流检测比较器)。

具体的工作原理为：

延时模块201接收脉冲频率调制信号PFM，生成并输出信号控制两个开关的导通及关断；当第一开关202接收的脉冲频率调制信号的非延迟时间PFM-delay-N使得第一开关202导通而第二开关203关断时，电容C电压为基准信号VREF的电压值，电压控制电流源205的输出电流ICS保持不变，在第一电阻R1上产生的压降不变；随着反激式变换器中的原边导通时间增加到脉冲频率调制信号的延迟时间PFM-delay后，第一开关202关断而第二开关203导通，电容C通过第一电流源204放电，电压控制电流源205的输出电流随着导通时间的增加而线性下降，第一电阻R1上的压降也随着导通时间的增加而下降；通过改变第一电阻R1的大小可以改变不同线电压下的电流补偿值，从而实现了不同线电压下的峰值电流补偿可调，同时不依赖于控制芯片FB引脚的反馈电阻。

所述反激式变换器的输出电流Iout的计算公式为：

$\mathrm{Iout}=\frac{1}{2}\×\mathrm{Nps}\×\frac{\mathrm{Tons}}{\mathrm{Tsw}}\×\mathrm{\η}\×[\frac{\mathrm{Vcs}}{R4}-\frac{\mathrm{ICS}\×R3}{R4}+\frac{\mathrm{Vin}\×\mathrm{Tdelay}}{\mathrm{Lp}}];$

其中，Nps为原副边匝比，Tons/Tsw为副边导通占空比，η为电流转换效率，Vcs为峰值电流检测阈值电压，ICS为电压控制电流源205的输出电流，Vin为线电压，Tdelay为延迟时间，Lp为原边电感量。

因为电压控制电流源205的输出电流ICS和原边导通时间TONP的关系为线性关系，而线电压Vin和原边导通时间TONP为倒数关系，所以电压控制电流源205的输出电流ICS和线电压Vin的关系为倒数关系，所以上述公式后两项不可能在所有线电压下完全抵消，只能是最低线电压和最高线电压下输出电流相同。所述线电压补偿电路通过生成并输出电压控制电流源205的输出电流ICS，进而抵消线电压Vin的变化，改变第一电阻R1的值可以改变最高线电压下的输出电流。

图4所示为电压控制电流源205的输出电流ICS的电流波形。图5为本实施例实现的输出电流Iout和线电压Vin的波形图。

优选的，如图6所示，所述线电压补偿电路还包括：集成在控制芯片101上、一端与第一电流源204的正极相连的第二电阻R2，第二电阻R2的另一端接地。

优选的，第一电流源204为恒定电流源。

图7所示为电压控制电流源205的输出电流ICS的电流波形。图8为本实施例实现的输出电流Iout和线电压Vin的波形图。

上一实施例中，电压控制电流源205的输出电流ICS和原边导通时间是线性关系，由图5可见，最终补偿出来的系统输出电流Iout和线电压Vin之间的关系为非线性的。而本实施例采用电阻和恒定电流源的放电组合，电压控制电流源205的输出电流ICS和原边导通时间是非线性关系，最终实现图8所示的不同线电压下的输出电流曲线是线性的。

开关电源PFM系统中，为了音频噪声问题，通常需要减小原边峰值电流来提高频率。优选的，如图9所示，采用的ICS和峰值电流有一定的相关性。在最小峰值电流下也要保证不同的线电压的峰值电流基本保持一致，目的是为了在最小峰值电流下不同线电压的工作频率一致，从而使得动态基本保持不变。

所述线电压补偿电路还包括：负极与第一电流源204的正极相连的第二电流源206；第二电流源206正极接收电源信号VDD；延时模块201还接收两个均与所述反激式变换器中的峰值电流成反比的电流信号，图9中分别用I2和I2-VCS进行表示。

图10所示为电压控制电流源205的输出电流ICS的电流波形，其中IPKH为满载下的峰值电流，IPKL为空载下的峰值电流。图11为本实施例实现的输出电流Iout和线电压Vin的波形图。

本实施例中的延时模块201还接收两个均与所述反激式变换器中的峰值电流成反比的电流信号，使得电压控制电流源205的输出电流ICS和峰值电流有一定的相关性。本实施例在同一系统不同负载的不同峰值电流下，通过调整延迟时间和电压控制电流源205的输出电流ICS可以使得不同线电压下的峰值电流和最小工作频率基本一致，这样可以做到不同线电压下动态参数基本不变。

本实用新型另一实施例还通过了一种反激式变换器，包括上述实施例中任一所述的线电压补偿电路。

其具体的工作原理与上述实施例相同，此处不再赘述。

本实用新型中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

以上仅是本实用新型的优选实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (5)

1.一种线电压补偿电路，其特征在于，应用于反激式变换器，所述反激式变换器包括控制芯片及受控于所述控制芯片的开关管；所述线电压补偿电路包括：

连接于所述控制芯片的CS引脚与所述开关管之间的第一电阻；

延时模块、第一开关、第二开关、第一电流源、电容及电压控制电流源；其中：所述延时模块接收脉冲频率调制信号；所述延时模块的输出端分别与所述第一开关及第二开关的控制端相连；所述第一开关与第二开关串联，所述第一开关的另一端接收基准信号，所述第二开关的另一端与所述第一电流源的正极相连，所述第一电流源的负极接地；所述电容的一端接地，所述第一开关及第二开关的连接点分别与所述电容的另一端及所述电压控制电流源的输入端相连，所述电压控制电流源的输出端作为所述控制芯片的CS引脚。

2.根据权利要求1所述的线电压补偿电路，其特征在于，所述第一电流源为恒定电流源。

3.根据权利要求1所述的线电压补偿电路，其特征在于，还包括：集成在所述控制芯片上、一端与所述第一电流源的正极相连的第二电阻，所述第二电阻的另一端接地。

4.根据权利要求3所述的线电压补偿电路，其特征在于，还包括：负极与所述第一电流源的正极相连的第二电流源；所述第二电流源正极接收电源信号；所述延时模块还接收两个均与所述反激式变换器中的峰值电流成反比的电流信号。

5.一种反激式变换器，其特征在于，包括权利要求1至4任一所述的线电压补偿电路。