CN203660918U - 一种单相光伏并网逆变器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种单相光伏并网逆变器，它是由逆变单元、二次功率解耦电路和输出滤波器3个部分组成，所述输出滤波器由2个电感和1个电容组成，所述二次功率解耦电路由一个储能电感和2个双向功率开关组成，其中2个双向功率开关组成的桥臂直接与所述直流电容并联，储能电感则横跨在2个双向功率开关组成的桥臂与2个阻断型双向功率开关组成的桥臂之间。该单相光伏并网逆变器通过二次功率解耦电路和输出滤波器的设置，不但能有效抑制直流侧电压中的二次纹波分量，延长光伏阵列的使用寿命，提高并网电流的质量，而且所需直流滤波电容较小。这样，使得系统体积减小，成本降低。

Description

一种单相光伏并网逆变器

技术领域

本实用新型属于光伏并网发电技术领域，涉及一种单相光伏并网逆变器。

背景技术

光伏并网发电系统通常由光伏阵列和逆变器两部分组成，其中光伏阵列将太阳能转化为电能，逆变器将电能注入交流电网。单相单级光伏并网逆变器一般采用单级能量变换环节，这种逆变器具有结构简单、成本较低和系统效率高等优点。因此，在户用型光伏发电系统中有很好的应用和研究前景。传统的单相单级光伏并网逆变器，在并网电流被控为与电网电压同频同相时，输出功率中含有二次纹波分量，即二次功率扰动。该扰动会导致直流侧电压中含有大量的二次纹波分量，直流侧电压中的二次纹波分量一方面会造成并网电流中含有大量的三次纹波电流，从而降低并网电流质量；另一方面会影响光伏阵列MPPT输出参考电压的准确度以及光伏阵列的使用寿命。

针对单相单级光伏并网系统的不足，目前广泛使用的解决方法是通过设计合适的功率解耦电容来抑制二次功率扰动，该方法需要的直流滤波电容非常大，这样使得系统体积和成本大大增加。

传统的单相单级光伏并网逆变器拓扑，通常由光伏阵列、直流滤波电容C、单相电压型逆变器和滤波电感L组成，其中单相电压型逆变器由4个双向功率开关T1～T4组成的两组桥臂构成。现将传统的单相单级光伏并网逆变器的工作原理，及其存在的问题详述如下。

设v_s为电网电压经隔离变压器后的电压，令电压v_s的表达式为：

v_s(t)=V_scos(ωt)

式中V_s为电压峰值，ω为电压角频率。控制并网电流与电网电压同相时，即单位功率因数下的并网电流i_s为：

i_s(t)=I_scos(ωt)

式中I_s为并网电流峰值。

忽略逆变器的损耗，则光伏阵列的输出功率P_pv为：

$P_{\mathrm{pv}}=v_s{i}_s=\frac{I_s{V}_s}{2}(1+\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right))$

由上式可知，光伏阵列输出功率含有二次纹波功率

P_pv%由直流滤波电容C产生。C的充放电能量方程为：

$\frac{1}{2}C(u_{\mathrm{pv}}{\left(t\right)}^2-{\stackrel{\‾}{U}}_{\mathrm{pv}}^2)=\underset{0}{\overset{t}{\∫}}\frac{I_s{V}_s}{2}\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)\mathrm{dt}$

式中

为滤波电容C两端的平均电压。

由上式可得，直流电压的表达式为：

$u_{\mathrm{pv}}\left(t\right)=\sqrt{{\stackrel{\‾}{U}}_{\mathrm{pv}}^2+\frac{I_s{V}_s}{2\mathrm{\ωC}}\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)}$

在

处，对上式进行泰勒级数展开，得：

由上式可知，当电容C上的纹波功率P_pv%＜0时，电容进行放电；当电容C上的纹波功率P_pv%＞0时，电容进行充电。由充电或放电过程可得如下关系式：

$\frac{I_s{V}_s}{\mathrm{\ω}}=C(U_{\max }^2-U_{\min }^2)$

式中U_max和U_min分别为u_pv(t)的最大值和最小值，由于

电容C的纹波电压峰峰值△U=U_max-U_min，则可得：

$\mathrm{\ΔU}=\frac{I_s{V}_s}{2\mathrm{\ωC}{\stackrel{\‾}{U}}_{\mathrm{pv}}}$

选择合适的电容C可以有效减小△U，但不能消除。在MPPT过程中，MPPT算法利用光伏阵列的输出功率计算出直流参考电压

进而改变光伏阵列运行点，因此，光伏阵列输出电压和电流的波动应尽可能小，以降低光伏阵列输出功率的波动。然而，系统采用的MPPT算法是基于直流电压二次纹波的极值搜索算法，纹波电压和电流信号又要足够大，以能准确地被传感器检测到。综合以上分析，一般取△U为额定直流电压的2%左右，可使系统具有较好的输出特性。例如，如果一个系统的额定功率为1000W，直流额定电压为175V，则可得电容C的值高达10400μF。如此大的电容值不但增加了系统成本和体积，并且会严重影响系统的响应速度，因此，仅仅利用电容C来降低直流电压纹波的方法不可取。

实用新型内容

为克服已有技术的不足，本实用新型的目的在于提供一种新型单相单级光伏并网逆变器的拓扑电路，以抑制直流侧电压中的二次纹波分量，提高并网电流的质量，延长光伏阵列的使用寿命，而且使得拓扑电路中的直流滤波电容大大减小。

为实现上述目的，本实用新型采取以下的技术方案实现单相光伏并网逆变器设计：该单相光伏并网逆变器由逆变单元、二次功率解耦电路和输出滤波器3个部分组成，所述逆变单元由1个直流电容和4个阻断型双向功率开关组成，所述4个双向功率开关构成单相单级全桥逆变电路；所述输出滤波器由2个电感和1个电容组成，所述直流电容与光伏电池对接，所述输出滤波器的一个电感和电容端子接电网，所述电感和电容端子分别与阻断型双向功率开关组成的2个桥臂连接；所述二次功率解耦电路由一个储能电感和2个双向功率开关组成，其中2个双向功率开关组成的桥臂直接与所述直流电容并联，储能电感则横跨在2个双向功率开关组成的桥臂与2个阻断型双向功率开关组成的桥臂之间。

与现有技术相比，本实用新型的单相光伏并网逆变器通过二次功率解耦电路和输出滤波器的设置，不但能有效抑制直流侧电压中的二次纹波分量，延长光伏阵列的使用寿命，提高并网电流的质量，而且所需直流滤波电容较小。这样，使得系统体积减小，成本降低。

附图说明

下面结合附图对本实用新型做进一步说明。

图1是本实用新型单相光伏并网逆变器的拓扑电路结构图。

具体实施方式

如图1所示，本实用新型的单相光伏并网逆变器由逆变单元2、二次功率解耦电路3和输出滤波器4三个部分组成，所述逆变单元2由1个直流电容C6和4个阻断型双向功率开关T₁、T₂、T₃和T₄组成，所述4个双向功率开关T₁、T₂、T₃和T₄构成单相单级全桥逆变电路；所述输出滤波器4由2个电感L₁、L₃和1个电容C₁组成，所述直流电容C6与光伏列阵1对接，所述输出滤波器4的L₁和电容C₁端子接电网5，电感L₁、L₃和电容C₁的端子分别与T₃和T₄组成的桥臂a点和T₁和T₂组成的桥臂b点连接；所述二次功率解耦电路3由一个储能电感L₂7和2个双向功率开关T₅、T₆组成，2个双向功率开关T₅和T₆组成的桥臂直接与所述直流电容C6并联，储能电感L₂7则横跨在2个双向功率开关T₅和T₆组成的桥臂与阻断型双向功率开关T1和T2组成的桥臂之间。

本实用新型单相光伏并网逆变器拓扑结构与原理：

本实用新型单相光伏并网逆变器拓扑电路的工作原理如下：

令储能电感L₂的电流表达式为：

i_L=I_Lcos(ωt-α)    (1)

式中I_L为电感电流峰值，α为电感电流相对于电网电压的滞后角。

储能电感L₂的能量E_L2和功率P_L2可表示为：

$E_{L2}=\frac{L_2{i}_L^2\left(t\right)}{2}---\left(2\right)$

$P_{L2}=-\frac{1}{2}\mathrm{\ω}{L}_2{I}_L^2\sin (2\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\α})---\left(3\right)$

对于并网LCL滤波器，一般情况下并网电流中不含高次谐波，故电容C1的作用不大。因此，为简化分析，忽略电容C1的影响，并令等效电感L=L₁+L₃。对于等效电感L分析如下：

并网电感L的功率P_L为：

$P_L=-\frac{1}{2}\mathrm{\ωL}{I}_s^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)---\left(4\right)$

忽略逆变器损耗，可得如下关系式：

$\frac{I_s{V}_s}{2}+\frac{I_s{V}_s}{2}\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)-\frac{\mathrm{\ωL}{I}_s^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)}{2}=P_{\mathrm{pv}}\left(t\right)-\frac{\mathrm{\ω}{L}_2{I}_L^2\sin (2\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\α})}{2}---\left(5\right)$

如果满足光伏阵列输出功率中二次纹波分量得到抑制，实现了功率中交直流分量的解耦，那么直流电压中二次纹波分量也会得到较大程度地降低，则有：

式中

由上式可得电感L₂的电流I_L和滞后角α的关系式：

$I_L=\sqrt{\sqrt{{\left(I_s{V}_s\right)}^2+{\left(\mathrm{\ωL}{I}_s^2\right)}^2}/\mathrm{\ω}{L}_2}---\left(7\right)$

通过代入法，可得储能电感L₂的电流i_L为：

式中

由上式可知，当系统功率和并网电感L确定后，i_L的峰值与成反比，而L₂取值越大，会导致系统体积增加，因此，电感L₂的取值要从以上两方面综合考虑。

列出该改进拓扑的逆变器的开关模式如表1所示，

表1

表中Sa、Sb和Sm分别是三个桥臂的开关函数：Sk=1，表示上桥臂开关导通，下桥臂开关关断；Sk=0，表示下桥臂开关导通，上桥臂开关关断(k=a,b,m)。主电路开关模式及其对应的电感电压和并网电压关系如表1所示。由表1可得u_ab和u_L的关系式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ab}}=(S_a-S_b)U_{\mathrm{pv}}\\ u_L=(S_m-S_b)U_{\mathrm{pv}}\end{array}\right.---\left(10\right)$

取T₁、T₃和T₅的占空比分别为db、da和dm，且上下桥臂开关开通模式互补，则上式可转化为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ab}}^{*}=(d_a-d_b)\\ u_L^{*}=(d_m-d_b)\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中

考虑到开关占空比须满足0<d<1，由上式可得：

$\left\{\begin{array}{c}0<d_m<1\\ \mathrm{\&Delta;u}<d_m<1+\mathrm{\&Delta;u}\end{array}\right.---\left(12\right)$

式中

T5的占空比dm取值可归纳为：max(0,△u)<d_m<min(1,1+△u)，基于中值定理，可得dm为：

d_m=0.5(max(0,△u)+min(1,1+△u))    (13)

db和da可由下式得出：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=d_m-\mathrm{\&Delta;u}\\ d_b=d_m-u_L/U_{\mathrm{pv}}\end{array}\right.---\left(14\right)$

da、db和dm分别与载波比较，即可得出6个功率开关的PWM控制信号。

Claims (1)

1.一种单相光伏并网逆变器，其特征在于：它是由逆变单元、二次功率解耦电路和输出滤波器3个部分组成，所述逆变单元由1个直流电容和4个阻断型双向功率开关组成，所述4个双向功率开关构成单相单级全桥逆变电路；所述输出滤波器由2个电感和1个电容组成，所述直流电容与光伏电池对接，所述输出滤波器的一个电感和电容端子接电网，所述电感和电容端子分别与阻断型双向功率开关组成的2个桥臂连接；所述二次功率解耦电路由一个储能电感和2个双向功率开关组成，其中2个双向功率开关组成的桥臂直接与所述直流电容并联，储能电感则横跨在2个双向功率开关组成的桥臂与2个阻断型双向功率开关组成的桥臂之间。

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