CN203219181U

CN203219181U - 一种自激推挽式变换器

Info

Publication number: CN203219181U
Application number: CN 201320126504
Authority: CN
Inventors: 王保均
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2013-03-19
Filing date: 2013-03-19
Publication date: 2013-09-25
Anticipated expiration: 2023-03-19

Abstract

本实用新型公开了一种自激推挽式变换器，包括依次连接的输入滤波电容、推挽用的两只三极管、变压器和输出滤波电路；还包括一个偏置电路，该偏置电路的一端连接到电源输入端，另一端连接到所述变压器的反馈绕组中心抽头。把原来软启动电路中的电容改为与原偏置电阻并联，并可选地在偏置电路中增加限流电阻R2，同样在推挽三极管的集电极之间增加了一只电容，控制上电时高频振荡的频率与持续时间，使得本实用新型的自激推挽式变换器具有启动时间更快，在低温下仍有良好启动性能。

Description

一种自激推挽式变换器

技术领域

本实用新型涉及采用自激推挽式变换器拓扑的电源模块。

背景技术

现有的自激推挽式变换器，电路结构来自1955年美国罗耶（G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，也作Royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端，自激推挽式变换器的相关工作原理在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路。

图1示出的为自激推挽式变换器常见应用，电路结构为Royer电路，在图1中，电路都要利用变压器B1的磁心饱和特性进行振荡，其工作原理在上述的《开关电源的原理与设计》第70页有描述，自激推挽式变换器的电路形式及其工作原理，在中国授权公告号102082526，中国申请号201110200894、201110242377、201110272261、201110436259、201210056583、201220206952、201220207489以及201210174076均有记载和详尽描述。

中国授权公告号102082526的发明中，记载了一种自激推挽式变换器，包括依次连接的输入软启动电路、双极性推挽式电路、耦合变压器、输出滤波电路，所述的双极性推挽式电路包括推挽连接关系的两只三极管，两只三极管的发射极共地，两只三极管的基极分别连接耦合变压器的反馈绕组两端，两只三极管的集电极分别连接耦合变压器的原边绕组两端，其特征在于还包括用于消除所述推挽三极管在上电时因特征频率过高而产生正弦振荡的高频自激抑制电路，所述的高频自激抑制电路连接于所述的双极推挽式电路中。为了方便阐述，这里引用了授权公告号102082526的授权文件中的第一实施例的附图电路作为本申请文件的图2，把原文中唯一只电阻R2改为本申请文件中的元件序号R1。耦合变压器在其它申请文件也作变压器。

在实际使用中，图2电路确实改善了DC-AC或DC-DC变换器在上电时输出电压低，输出电压上升过于缓慢的问题；采用这个电路后，上电时的高频自激呈衰减振荡或振荡频率下移，电路便能在十几个周期内，很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动，让DC-AC或DC-DC变换器在10mS甚至更短时间内达到额定输出电压；

但是图2电路因为电容C1和电阻R1组成了“软启动电路”，软启动电路的工作原理请参考中国专利申请号03273278.3，名称为《自激推挽式变换器》一文所述。软启动电路在上电时，并不利于电路进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中。这是因为，在上电时，电源工作电压要经过电阻R1对电容C1充电，电容C1的端电压要超过图2中三极管TR1或TR2的基极、发射极导通电压时，电路才开始起振，由于电容C1的存在，延长了启动时间。而有的客户甚至要求这种自激推挽式变换器拓扑的电源模块，其启动时间小于0.1mS。图2电路在低温下，如在-25℃以下，三极管TR1或TR2的放大倍数降低，由于C1在启动时的分流作用，使得图2电路进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡需要花更长的时间。

发明内容

本实用新型的目的是提供一种自激推挽式变换器，能够克服现有的自激推挽式变换器存在的缺点，启动时间更快，在低温下仍有良好启动性能。

本实用新型的目的是通过以下技术措施实现的：

一种自激推挽式变换器，包括依次连接的输入滤波电容、推挽用的两只三极管、变压器和输出滤波电路；其特征在于还包括一个偏置电路，该偏置电路的一端连接到电源输入端，另一端连接到所述变压器的反馈绕组中心抽头。

作为实用新型的一种改进，所述的偏置电路包括偏置电阻和第一电容，偏置电阻和第一电容并联。

作为实用新型的一种改进，所述的偏置电路包括偏置电阻、第一电容和第二电阻，第一电容和第二电阻串联后，再与偏置电阻并联。

作为实用新型的一种改进，所述的偏置电路包括偏置电阻、第一电容和第二电阻，偏置电阻与第一电容并联后，再与第二电阻串联。

自激推挽式变换器的特征为：偏置电路中至少包括一只偏置电阻，一只第一电容，偏置电阻和第一电容并联，推挽用的两只三极管集电极之间连接一只第二电容。

作为上述方案的进一步改进，偏置电路中至少包括一只偏置电阻，一只第二电阻，一只第一电容，第一电容和第二电阻串联后，再与偏置电阻并联。

本实用新型的工作原理：上述的第二电容的工作原理请参考中国授权公告号102082526的相关原理，第二电容并上去后，电路的分布电容和变压器在高频下的分布电容相比之下显得可以忽略不计，上电时的高频自激振荡频率下移，下移至推挽用的两只三极管的特征频率f_T三分之一以下。

高频自激被衰减或振荡频率下移后，所述的推挽用的两只三极管，便能在十几个周期内，很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动。

由于第一电容的存在，第一电容和偏置电阻并联，上电时，由于电容端电压不能突变，相当于瞬间短路，这时，可以向推挽用的两只三极管基极提供更大的电流，即使在低温下，两只三极管的放大倍数已降低，但由于其基极得到更大的电流，其集电极可以获得更大的电流，容易接近或达到磁心的饱和点，两只三极管很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中。

也正因为第一电容的存在，第一电容和偏置电阻并联，上电时，由于电容端电压不能突变，相当于瞬间短路，这时电源工作电压通过导线内阻、寄生电感、反馈绕组内阻直接对三极管的基极、发射极放电，冲击电流容易损坏三极管，所以，上述改进方案通过第一电容和第二电阻串联后，再与偏置电阻并联，这样在上电时，第二电阻会限制上电时对三极管的基极、发射极的最大冲击电流，从而保护了三极管不被损坏。

与现有技术相比，本实用新型具有如下显著的效果：

没有增加元器件情况下，或增加一只电阻(第二电阻)的情况下，实现了自激推挽式变换器启动时间更快，在低温下仍有良好启动性能。

附图说明

图1为自激推挽式变换器Royer电路常见应用电路图；

图2为中国授权公告号102082526专利文献中第一实施例对应的电路图；

图3为实施例一的原理图；

图4为实施例二的原理图；

图5为实施例三的原理图。

具体实施方式

实施例一

实施例一采用图3的电路原理图，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W，包括变压器B1，其连接关系为：输入滤波电容C连接于工作电压输入端Vin与地GND之间，对工作电压Vin进行滤波，也防止本电路推挽振荡产生的传导骚扰经电源线路影响其它用电设备；滤波后的输入电压接入偏置电路，偏置电路由电阻R1和电容C1并联组成，电阻R1与电容C1并联后一端接输入电压Vin；电阻R1与电容C1并接后另一端连接到变压器B1的原边反馈绕组N_B1和N_B2的中心抽头上，两个推挽三极管TR1、TR2基极分别连接变压器B1原边反馈绕组N_B1和N_B2的另一端上；两个推挽三极管TR1、TR2的发射极都接地，两个集电极分别连接变压器B1原边绕组N_P1和N_P2的两个端头，两个集电极之间还连接一只第二电容C2，原边绕组N_P1和N_P2的中心抽头连接工作电压Vin；变压器B1的副边绕组N_S1和N_S2包括中心抽头连接输出滤波电路至变换器电压输出端。输出滤波电路为整流二极管D1和D2以及输出滤波电容C3组成的全波整流电路。

电路的参数：电阻R1为2KΩ；电容C、C3为1uF/10V的贴片电容，电容C1为0.22uF/10V贴片电容；电容C2为100pF/50V的NPO贴片电容；三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A，这里选用了FMMT491三极管；二极管D1和D2均为RB160的肖特基整流管，其中变压器B1的参数为，原边功率绕组N_P1和N_P2的圈数分别为12匝，原边反馈绕组N_B1和N_B2的圈数分别为2匝，副边输出绕组N_S1和N_S2的圈数分别为13匝。变压器B1的磁心采用外直径5毫米，横截面积1.5平方毫米的常见高磁导率铁氧体环形磁心，俗称磁环。

为了说明实施例一的效果，对比用的现有技术的自激推挽式变换器采用背景技术中图2电路，电路参数和上述的相同，常温下实测性能见表一：

表一

Figure 748394DEST_PATH_GDA00003464231900041

说明：从工作电压上电开始计时，到变换器电压输出端输出额定电压的95%时，终止计时。计时方法说明：用泰克TDS-3012C数字荧光示波器，其中一通道接工作电压Vin，并用一通道触发示波器，触发方式选单次触发；二通道接变换器电压输出端。这样很方便地观察到启动时间。

可见，在负载为空载、半载、以及满载时，启动时间均比现有技术的要短。为了对比，把现有技术的相同参数的自激推挽式变换器和本实用新型实施例一的都放入恒温恒湿箱，在-40℃下进行对比，供电电源和观察用的示波器、负载都在恒温恒湿箱外的常温下，只有被测样品和必要的连接线在恒温恒湿箱内，实测性能见表二：

表二

Figure 993431DEST_PATH_GDA00003464231900051

可见，在-40℃的低温下，在负载为空载、半载、以及满载时，启动时间均比现有技术的要短。现有技术的启动时间，和常温的表一相比，在低温下相应地延长了，而本实用新型的启动时间仍小于1mS。

用安捷伦的1147A电流探头配合安捷伦DSO-X3024A数字示波器，测试图3中三极管TR1或TR2的在启动时的峰值电流，高达1.30A，这个电流比三极管TR1或TR2的最大集电极工作电流还高，多次启动足以损坏三极管TR1或TR2的基极至发射极的PN结，特别当工作电压较高时，如12V或24V，甚至48V时，会直接损坏三极管TR1或TR2的基极至发射极的PN结，这就要采用本实用新型的技术方案中的改进方案：第一电容和第二电阻串联后，再与偏置电阻并联。第二实施例示出的电路正是这种应用。

实施例二

实施例二采用图4的电路原理图，同样做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为400mA的变换器，即输出功率2W，与图3不同的地方，就是第一电容C1和第二电阻R2串联后，再与偏置电阻R1并联。包括变压器B1，其连接关系为：输入滤波电容C连接于工作电压输入端与地之间，对工作电压进行滤波，也防止本电路推挽振荡产生的传导骚扰经电源线路影响其它用电设备；滤波后的输入电压接入偏置电路，偏置电路由电阻R1和电容C1和电阻R2组成，电容C1和电阻R2串联后，再与偏置电阻R1并联，偏置电路一端接输入电压Vin；偏置电路另一端连接到变压器B1的原边反馈绕组N_B1和N_B2的中心抽头上，两个推挽三极管TR1、 TR2基极分别连接变压器B1原边绕组N_B1和N_B2的另一端上；两个推挽三极管TR1、TR2的发射极共地，两个集电极分别连接变压器B1原边绕组N_P1和N_P2的两个端头，两个集电极之间还连接一只第二电容C2，原边绕组N_P1和N_P2中的中心抽头连接工作电压输入端；变压器B1的副边绕组N_S1和N_S2包括中心抽头连接输出滤波电路至变换器电压输出端。输出滤波电路为整流二极管D1和D2以及输出滤波电容C3组成的全波整流电路。

电路的参数：电阻R1为910Ω，电阻R2为10Ω；电容C、C3为2.2uF/10V的贴片电容，电容C1为0.33uF/10V贴片电容；电容C2为82pF/50V的NPO贴片电容；三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为2.5A，这里选用了FMMT618三极管；二极管D1和D2均为RB160的肖特基整流管，其中变压器B1的参数为：原边功率绕组N_P1和N_P2的圈数分别为11匝，原边反馈绕组N_B1和N_B2的圈数分别为2匝，副边输出绕组N_S1和N_S2的圈数分别为12匝。变压器B1的磁心采用外直径5毫米，横截面积1.7平方毫米的常见高磁导率铁氧体磁环。

为了说明实施例二的效果，对比用的现有技术的自激推挽式变换器采用背景技术中图2电路，电路参数和上述的相同，需要说明的是图2中没有电阻R2，故对比用的现有技术没有采用电阻R2。常温下实测两者性能见表三：

表三

可见，在负载为空载、半载、以及满载时，启动时间均比现有技术的要短。为了对比，把现有技术的相同参数的自激推挽式变换器和本实用新型实施例二的都放入恒温恒湿箱，在-40℃下进行对比，供电电源和观察用的示波器、负载都在常温下，只有被测样品和必要的连接线在恒温恒湿箱内，实测性能见表四：

表四

Figure 168377DEST_PATH_GDA00003464231900062

可见，在-40℃的低温下，在负载为空载、半载、以及满载时，启动时间均比现有技术的要短。现有技术的启动时间，和常温的表三相比，在低温下相应地延长了，而本实用新型的启动时间仍小于1mS。

用安捷伦的1147A电流探头配合安捷伦DSO-X3024A数字示波器，测试图4中三极管TR1或TR2的在启动时的峰值电流，仅为0.33A，实施例一的相应电流为1.30A，可见本实用新型确实降低了启动时的峰值电流，这个电流比三极管TR1或TR2的最大集电极电流2.5A低得多，保护了三极管TR1或TR2的基极至发射极的PN结，可见实施例二同样实现了前文所述的有益效果。特别当工作电压较高时，如12V或24V，甚至48V时，实施例二通过选择合适的电阻R2，有效地保护了三极管TR1或TR2的基极至发射极的PN结。

实施例三

实施例三采用图5的电路原理图，同样做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为400mA的变换器，即输出功率2W，与图4不同的地方，偏置电路包括偏置电阻R1、第一电容C1和第二电阻R2，第一电容C1和偏置电阻R1并联后，再与第二电阻R2串联。包括变压器B1，其连接关系为：输入滤波电容C连接于工作电压输入端与地之间，对工作电压进行滤波，也防止本电路推挽振荡产生的传导骚扰经电源线路影响其它用电设备；滤波后的输入电压接入偏置电路，偏置电路由电阻R1和电容C1和电阻R2组成，电容C1和电阻R1并联后，再与电阻R2串联，偏置电路一端接输入电压Vin；偏置电路另一端连接到变压器B1的原边反馈绕组N_B1和N_B2的中心抽头上，两个推挽三极管TR1、TR2基极分别连接变压器B1原边绕组N_B1和N_B2的另一端上；两个推挽三极管TR1、TR2的发射极共地，两个集电极分别连接变压器B1原边绕组N_P1和N_P2的两个端头，两个集电极之间还连接一只第二电容C2，原边绕组N_P1和N_P2中的中心抽头连接工作电压输入端；变压器B1的副边绕组N_S1和N_S2包括中心抽头连接输出滤波电路至变换器电压输出端。输出滤波电路为整流二极管D1和D2以及输出滤波电容C3组成的全波整流电路。

其工作原理一目了然，电阻R2的存在，限制了上电时，由于电容C1的端电压不能突变，相当于短路而对三极管的冲击电流。

当电路参数和实施例二相同时，测出来的结果和表三、表四几乎完全相同，这里不再赘述。特别当工作电压较高时，如12V或24V，甚至48V时，实施例三通过选择合适的电阻R2，有效地保护了三极管TR1或TR2的基极至发射极的PN结。

以上仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本实用新型的限制，本实用新型的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。如把磁心换为荣岭磁心，如把原边反馈绕组同时也绕在荣岭磁心的细部或局部，以获得效率的微小提升；如把自驱式同步整流的驱动绕组绕在荣岭磁心的细部或局部，同样可以提升自激推挽式变换器的变换效率。荣岭磁心的定义参见背景技术提及的中国申请号201220206952、201220207489两份文件中的背景技术中最后两段。

Claims

1.一种自激推挽式变换器，包括依次连接的输入滤波电容、推挽用的两只三极管、变压器和输出滤波电路；其特征在于还包括一个偏置电路，该偏置电路的一端连接到电源输入端，另一端连接到所述变压器的反馈绕组中心抽头。

2.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的偏置电路包括偏置电阻和第一电容，偏置电阻和第一电容并联。

3.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的偏置电路包括偏置电阻、第一电容和第二电阻，第一电容和第二电阻串联后，再与偏置电阻并联。

4.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的偏置电路包括偏置电阻、第一电容和第二电阻，偏置电阻与第一电容并联后，再与第二电阻串联。