CN202873167U

CN202873167U - 一种可调光电子镇流器

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Publication number: CN202873167U
Application number: CN 201220412578
Authority: CN
Inventors: 陈洪成; 刘辉; 隋东东
Original assignee: YANTAI LONGXIN ELECTRONIC CO Ltd
Current assignee: YANTAI LONGXIN ELECTRONIC CO Ltd
Priority date: 2012-08-20
Filing date: 2012-08-20
Publication date: 2013-04-10
Anticipated expiration: 2022-08-20

Abstract

本实用新型公开了一种可调光电子镇流器，由整流滤波和功率因数校正电路（1）、电压控制调光输出的逆变镇流电路（2）和调光控制电压获取产生电路（3）连接组成，其特征在于所述调光控制电压获取产生电路（3）包含由比较器和分压电阻电路组成的电源电压空闲时段检出电路（31）、均包含比较器的同步固定锯齿波产生电路（32）和比较输入时间电压转换电路（33），本实用新型检测输入电压中的空闲时段，从而从输入电压中取出其中包含的调光信息，形成控制逆变镇流电路所需要的调光控制电压，控制效果精确可靠，不受电源电压、频率及环境温度的影响。

Description

一种可调光电子镇流器

技术领域：

本实用新型涉及一种可调光电子镇流器，主要应用于电子照明领域。与串联在电路中的可控硅调光开关，或称为调光控制器，一起启动荧光灯等气体放电灯（参见图6），并对所述气体放电灯的光输出进行调节和控制。

背景技术：

电子镇流器被广泛用于各种气体放电灯的启动和电流控制。但自从飞利浦开发了Advomce Mak 10系列可控硅调光电子镇流器以来，可调光电子镇流器得到了更多的应用。但是目前从输入电源电压中取出调光信息并产生调光控制电压的方法均是采用将输入电源经电阻电容降压并取平均产生调光控制电压。因为这样产生的电压与供电电网的电压有关，受电网电压的波动影响很大，所以使得调光输出不稳定。

实用新型内容：

本实用新型的目的在于克服上述已有技术的不足，而提供一种不受电网电压、频率波动的影响，调光输出稳定的可调光电子镇流器。

本实用新型的目的可以通过如下的措施来达到：一种可调光电子镇流器，由整流滤波和功率因数校正电路、电压控制调光输出的逆变镇流电路和调光控制电压获取产生电路连接组成，其特征在于所述调光控制电压获取产生电路包含由比较器和分压电阻电路组成的电源电压空闲时段检出电路、均包含比较器的同步固定锯齿波产生电路和比较输入时间电压转换电路，电源电压空闲时段检出电路、同步固定锯齿波产生电路和比较输入时间电压转换电路相互连接。

为了进一步实现本实用新型的目的，所述的由比较器和分压电阻电路组成的输入电源电压空闲时段检出电路31设置比较器IC310，比较器IC311，三极管Q312和分压电阻R313、电阻R314、电阻R315、电阻R316、电阻R317、电阻R318、电阻R319，其中两个上分压电阻R313和电阻R316分别联接在输入电源的两个输入端子TM1和TM2上，所述比较器IC310和比较器IC311的集电极开路输出端并接在所述三极管Q312的基极上。

为了进一步实现本实用新型的目的，所述的可调光电子镇流器，其特征在于所述的由比较器和分压电阻电路组成的输入电源电压空闲时段检出电路设置由比较器IC310和IC311，三极管Q312和分压电阻R313、电阻R314、电阻R315、电阻R316、电阻R317、电阻R318、电阻R319，其中所述的分压电阻R313和电阻R316分别联接到输入电源的两个输入端子TM1和TM2上，电阻R317则接在用于电源整流后滤波的电容C101上，所述比较器IC310和比较器IC311的集电极开路输出端并接在所述三极管Q312的基极上。

为了进一步实现本实用新型的目的，所述的比较输入时间电压转换电路（33）中比较器IC330的同相输入端所连接的上分压电阻R331上并联一个电容C3310，所述上分压电阻R313 的一端接在由比较器和分压电阻电路组成的电源电压空闲时段检出电路（31）的输出端TM31上，另一端接在所述的比较输入时间电压转换电路中比较器IC330的同相输入端上。

由比较器和分压电阻电路组成的电源电压空闲时段检出电路用于检出输入电源电压中的空闲时段的长度；

同步固定锯齿波产生电路含有微分同步电容和OC输出的比较器，用于产生与输入电源电压的零相位角同步的固定锯齿波；

比较输入时间电压转换电路用于产生近似正比于所述同步固定锯齿波电压高于非空闲时段的固定电平的时间长度的直流电压。该直流电压即为本调光电子镇流器中所述电压控制调光的逆变和镇流电路需要的调光控制电压。

本实用新型同已有技术相比产生的积极效果是，所述调光控制电压获取产生电路产生的调光控制电压稳定可靠，不受电网电压和频率的波动的影响。这是因为本实用新型获取产生调光控制电压的方法为，先从输入电源电压中检出空闲时段的长度，用微分电容触发的方式产生一个与输入电源电压零相位点同步的固定锯齿波，再将所述同步固定锯齿波输入到比较输入的时间电压转换电路的反相输入端，而将输入电压非空闲时段信号经电阻降压后输入所述比较输入的时间电压转换电路的同相输入端，最后由上述比较输入的时间电压转换电路将所述同相输入端的电压比反相输入端电压高的时间长度转换成一近似正比的直流电压，作为电压控制调光的逆变和镇流电路的调光控制电压。该电压的大小就仅与输入电源电压中空闲时段的长度有关，与输入电源中的其它参数无关。

本实用新型从输入电源，即端子TM1和TM2之间的电压中取出调光信息，将以输入电源空闲时段长度作为载体的调光信息转换成调光控制电压。图5示出了本实用新型中各关键节点上的电压波形。

波形A为含有调光信息的可调光电子镇流器输入电源的电压波形，即端子TM1和TM2之间的电压波形。图中横坐标为时间，以毫秒为单位，T0为输入电压中的零相位点，也就是电网电压的过零点。T1为驱动本调光镇流器的调光控制器中双向可控硅的触发时刻。所以T0到T1的时间段被定义为调光电子镇流器的输入电源空闲时段，在该时间段内，所述双向可控硅不导通，调光电子镇流器的两个输入端TM1和TM2之间的电压，即输入电源电压可以忽略不计。所以所述输入电源电压空闲时段的长度代表了调光电子镇流器输出的调光程度。所述输入电源空闲时段越长，所述调光控制器中双向可控硅导通时间就越短，代表要求调光电子镇流器输出就越小，输入到电压控制调光的逆变镇流电路的调光控制电压就越小。

图中TM为驱动本调光电子镇流器的调光控制器中双向可控硅的最迟触发时刻。它对应调光电子镇流器输入电源的最长空闲时段，也对应调光电子镇流器输出最低的功率到它所驱动的荧光灯等气体放电灯。这个最长的空闲时段的长度为产品制造者事先规定，但必须小于等于电网周期的一半。例如飞利浦的Advomce Mark 10系列产品中的这个长度在120V/60HZ的电源系统中规定为5.33毫秒左右。对应的相位角约为115°。而60HZ的电源系统中工频周期的一半为8.33毫秒。

波形B为本实用新型中输入电源空闲时段检出电路输出的电压波形。即电路31的输出端子TM31上的电压波形。该电压的低电平表示输入电源电压空闲，对应于与本调光电子镇流器相连接的调光控制器中双向可控硅没有导通时的情况。波形B中的高电平表示输入电源电压非空闲状态，此时输入电源的两个端子TM1和TM2之间有电压，对应于与本调光电子镇流器相连接的调光控制器中双向可控硅处于导通状态。波形B是由本实用新型中输入电源空闲时段检出电路31通过分压电阻和比较器进行降压和比较产生的。

波形C是电路32的输出端子TM32上的电压，为一同步固定锯齿波，所述同步表示每个锯齿波的上升起始点都在输入电源电压的零相位点上，即T0时刻。所述固定锯齿波就是锯齿波的周期为输入电源周期的一半，斜率为一预先设定的固定值，在工作中不发生变化。波形C由本实用新型中电路32，即同步固定锯齿波发生器产生。

波形D为本实用新型中比较输入时间电压转换电路33中比较器的OC输出端上的电压波形。将低电平有效的输入电源空闲时段信号，即波形B，经电阻分压后输入到所述比较器的同相输入端；将同步固定锯齿波，即波形C，输入到所述比较器的反相输入端。其中设置在所述比较器同相输入端的分压器的分压比满足下述条件：所述波形B经分压器后的幅值与同步固定锯齿波，即波形C在最深度调光，即TM时，的瞬时值。所述最深度调光是指调光控制器中双向可控硅导通时间最短的状态，也就是本调光电子镇流器的输入电源有最大空闲时段的状态。由于在比较输入时间电压转换电路33的比较器的OC输出端连接有电阻电容电路，则在所述OC输出端产生的电压，就是如波形D所示的近似的非连续锯齿波。所谓近似锯齿波，实际为的指数充电曲线和

的指数放电曲线。

所述比较输入时间电压转换电路33是这样工作的：在T0到T1时刻，即输入电源空闲时段，输入电源空闲信号，即波形B，为低电平，所述比较输入时间电压转换电路33中比较器IC330的OC输出为低阻抗，输出保持低电平。从T1时刻开始，输入电源空闲信号变为高电平。因为，该高电平经电阻分压后输入到所述比较器IC330同相输入端的值与同步固定锯齿波，即波形C在时刻TM时的值相同，所以在T1到TM之间，所述比较器330的OC输出为高阻抗状态，即断开状态，此时与所述OC端相连接的电容电阻充电。波形符合电阻电容充电指数曲线

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。当这个充电过程到达TM时刻时，加在所述比较器IC330的反相输入端的同步固定锯齿波的瞬时值超过了同相输入端的值,所述比较器IC330的输出变成低阻抗,连接该比较器OC输出端上的电容经所述该低阻抗快速放电。形成了一个从T1到TM的近似锯齿波。因为连接在所述比较器IC330的OC输出端上的为一个固定电阻和一个固定电容,所以该锯齿波的峰值仅与所述锯齿波的宽度，即T1到TM之间的时间长度有关，这就完成了从输入电源空闲时段到锯齿波峰值电压的转换。

波形E为比较输入时间电压转换电路33的输出电压，即电路33输出端子TMC上的电压，该电压也是电压控制调光的逆变镇流电路2的输入控制电压。该电压是由波形D经峰值整流得到。因为波形D的峰值仅与输入电源空闲时段的时间长度有关，所以经波形D直接峰值整流得到的波形E的幅度也仅与输入电源空闲时段的时间长度有关。值得特别指出的是，由同一封装内的二极管对管构成的峰值整流电路可实现非常理想的峰值整流功能，而二极管正向压降本身及该压降随温度的变化都由该双管对结构而得抵消。使得比较输入时间电压转换电路33的输出电压，仅与输入电源的空闲时段有关，与环境温度几乎无关。

作为参照，波形N为电网电压的正弦波形。

附图说明：

图1为本实用新型的电原理框图；

图2为本实用新型的调光控制电压获取产生电路的第一种实施方式的电路图；

图3为本实用新型的一种电压控制调光的逆变镇流电路的电路图；

图4为本实用新型的整流滤波和功率因数校正电路的第一种实施方式的电路图；

图5为本实用新型的电路中各关键节点的波形图；

图6为本实用新型的可调光电子镇流器与电网电源、双向可控硅调光器、荧光灯等气体放电灯的连接关系图；

图7为本实用新型的整流滤波和功率因数校正电路的第二种实施方式的电路图；

图8为本实用新型的使用KA7543做控制器的电压控制调光的逆变镇流电路的电路图；

图9为本实用新型的整流滤波和功率因数校正电路和输入电源空闲时段检出电路的其中一种实施方式的电路图；

图10为本实用新型的比较输入时间电压转换电路的第一种实施方式的电路图；

图11为本实用新型的整流滤波和功率因数校正电路的第三种实施方式的电路图；

图12为本实用新型的比较输入时间电压转换电路的第二种实施方式的电路图；

具体实施方式：下面结合附图对本实用新型的最佳实施方式做详细说明：

实施例1：将图2所示的调光控制电压获取产生电路3，图4所示的整流和功率因数校正电路1和图3所示的电压控制调光的逆变镇流电路2按图1所示的连接关系连接起来，即为本实用新型的最优实施例。

在本实施例中，图4所示的倍压整流电路和高频反馈式功率因数校正电路与图3所示的电压控制调光的逆变镇流电路为现有技术，这里不再详述。这里需要指出的是图4所示的倍压整流电路和高频反馈式功率因数校正电路，仅适合于120V电网系统中，对于220V电网系统，图4所示的整流滤波和功率因数校正电路应该用图7所示的电路代替。图7所示的整流滤波和功率因数校正电路也是非常常用的通用电路，这里不再详述。

对于图2所示的调光控制电压获取产生电路3，完全由通用的电子元件组成。其中比较器IC310，IC311，IC320和IC330，采用集电极开路输出，即OC输出，的通用四比较器LM339或与其兼容的产品，三极管Q312采用最常用的硅NPN三极管9014，二极管334和二极管335为单片双管封装的二极对管BAW56，电容C321，C337为通用贴片电容，一组合适的值分别为2.2nF 和0.24uF。电容C326，C3310和C336采用温度稳定性好的NPO或有机膜式电容，取值分别为0.24uF，2.2nF 和0.47uF 。电阻R313，R314，R315，R316，R317，R318，R319，R323，R324，R322，R325，R331，R332，R333，R338和R339，一组合适的取值分别为360K，4.7K，7.5K，360K，10K，10K，10K，100K，110K，27K，62K，91K，10K，100K和7.5K。该电路的工作过程是这样的，从TM1和TM2输入的电源电压经电阻分压后加在比较器IC310和比较器IC311的输入端。比较器IC310和比较器IC311的OC输出端并接到NPN三极管Q312的基极上。该三极管集电极TM31端子就能输出如图5波形B所示的输入电源空闲信号，该信号低电平有效。将该信号经微电容C321后触发同步固定锯齿波发生电路32中比较器IC320，使比较器IC320在每半个电源周期瞬间导通一次。这样就在比较器IC320的OC输出端产生了如图5中波形C所示的同步固定锯齿波。将TM31上的输入电源空闲时段信号分压后和TM32上的同步固定锯齿波分别输入到比较输入时间电压转换电路33中比较器IC330的同相和反相输入端，则在其OC输出端产生如图5中波形D所示的非连续锯齿波。该锯齿波经主要由二极管双管334，335和电容C336，电容C337以及电阻R338，R339构成的峰值整流电路整流后，就得到了如图5中波形E所示的调光控制电压。该调光控制电压可以输入到图3或图8所示的电压控制调光的逆变镇流电路的控制端子TMC上。

实施例2：一种可调光电子镇流器，其结构和原理基本同实施例1，其区别在于整流滤波和功率因数校正电路1和输入电源空闲时段检出电路31参见图9所示，该实施例中整流滤波和功率因数校正电路1采用二极管全桥整流和逐流式滤波电路。而由电阻R317和电阻R3310构成的参考分压电路的输入端接在逐流式滤波电路的下电容的正极上，而该分压电路的输出端接在输入电源空闲时段检出电路31中两个比较器IC310和IC311的同相输入端上。该实施例也适合于220V电源系统中。

实施例3：一种可调光电子镇流器，其结构和原理基本同实施例1，其区别在于比较输入时间电压转换电路33参见图10所示，该实施例用一只单二极管3311取代了图3中334和335对二极管，简化了电路，可以用在对温度敏感性要求不高的场合。

实施例4：一种可调光电子镇流器，其结构和原理基本同实施例1，其区别在于整流滤波和功率因数校正电路1参见图11所示，该实施例采用一个标准的主动式功率因数校正电路，核心芯片KA7527可以换成兼容的集成电路，这是常规的现有技术，这里不再详述。

实施例5：一种可调光电子镇流器，其结构和原理基本同实施例1，其区别在于比较输入时间电压转换电路33参见图12所示，在分压电阻R331上没有并联电容，主要用于在最深度调光时对镇流器的最小输出的绝对值要求不高的场合。

Claims

1.一种可调光电子镇流器，由整流滤波和功率因数校正电路（1）、电压控制调光输出的逆变镇流电路（2）和调光控制电压获取产生电路（3）连接组成，其特征在于所述的调光控制电压获取产生电路（3）包含由比较器和分压电阻电路组成的电源电压空闲时段检出电路（31）、均包含比较器的同步固定锯齿波产生电路（32）和比较输入时间电压转换电路（33），电源电压空闲时段检出电路（31）、同步固定锯齿波产生电路（32）和比较输入时间电压转换电路（33）相互连接。

2.根据权利要求1所述的可调光电子镇流器，其特征在于所述的由比较器和分压电阻电路组成的输入电源电压空闲时段检出电路（31）设置比较器IC310，比较器IC311，三极管Q312和分压电阻R313、电阻R314、电阻R315、电阻R316、电阻R317、电阻R318、电阻R319，其中两个上分压电阻R313和电阻R316分别联接在输入电源的两个输入端子TM1和TM2上，所述比较器IC310和比较器IC311的集电极开路输出端并接在所述三极管Q312的基极上。

3.根据权利要求1所述的可调光电子镇流器，其特征在于所述的由比较器和分压电阻电路组成的输入电源电压空闲时段检出电路（31）设置由比较器IC310和IC311，三极管Q312和分压电阻R313、电阻R314、电阻R315、电阻R316、电阻R317、电阻R318、电阻R319，其中所述的分压电阻R313和电阻R316分别联接到输入电源的两个输入端子TM1和TM2上，电阻R317则接在用于电源整流后滤波的电容C101上，所述比较器IC310和比较器IC311的集电极开路输出端并接在所述三极管Q312的基极上。

4.根据权利要求1所述的可调光电子镇流器，其特征在于所述的比较输入时间电压转换电路（33）中比较器IC330的同相输入端所连接的上分压电阻R331上并联一个电容C3310，所述上分压电阻R313 的一端接在由比较器和分压电阻电路组成的电源电压空闲时段检出电路（31）的输出端TM31上，另一端接在所述的比较输入时间电压转换电路（33）中比较器IC330的同相输入端上。