CN202395666U

CN202395666U - 交流开关电源

Info

Publication number: CN202395666U
Application number: CN2011202873343U
Authority: CN
Inventors: 赵宽彬
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2011-08-09
Filing date: 2011-08-09
Publication date: 2012-08-22
Anticipated expiration: 2021-08-09

Abstract

本实用新型提供一种交流开关电源，它包括顺次连接的防噪滤波电路、第一单向脉动整流电路、高频功率变换电路、滤波电容切换电路、波形校正电路和工频解调倒相开关，其中防噪滤波电路的输入端与交流电连接，工频解调倒相开关从防噪滤波电路的输出端获取工频信号，工频解调倒相开关的输出端输出稳压交流电。这种工作方式甩掉了工频变压器，而斩波升、降共电感的级联工作方式，简化了电路结构降低了成本，使得功率变换效率高于任何类型的变换器，它可以允许极宽的输入电压变化，经过波形校正后，电源输出电压波形失真小，而且允许空载、空耗低。

Description

交流开关电源

技术领域

本实用新型涉及一种交流开关电源，更具体地说，它是一种高频脉宽PWM调整交流开关电源。

背景技术

交流工频电源，仍是人类目前应用最重要的电力能源需求最为广泛的能源，但也是不稳定电源，迅猛发展中的工业、国防、农业、医疗设备、家用电器以及各类电子设备，使得电力能源日趋紧张，电网电压不稳定因素逾趋加剧，人们日常生活的规律性，季节性更加剧了供电的不稳定性、供电质量无法保证。

在要求交流电源稳定的场合，如科研室、实验室、生产车间、计算机房以及各类电子设备、家用电器、采用交流稳压器是可供选择的主要方法。

交流稳压器从原始的铁磁饱和稳压到至今、交流稳压电源几乎没有离开过铁磁元件、虽然现代交流稳压器利用了新型电子元器件获得了更新和改进，但以仅是放大和驱动等线路元器件现代化。

仍在广泛应用于实验室、科研室、生产车间及计算机房的各类电子交流稳压器(可控电抗式交流稳压器)，虽然稳压精度高、波形失真小、并具有线性稳压输出的性能，然而它的输入电压适应范围有限，如614-B型电子交流稳压器、输入电压只能允许195伏-240伏的变化，在现时电网电压时常出现低于190伏-140伏或高于240伏-280伏的情况下，却是无能为力的。

模拟化步进式交流稳压器，输出电压的调整不是连续变化，而是跳跃式的，稳压精度不可能很高，能做到输出电压(220V)变化不大于±5-10％就不错了，变档为非过零控制，变档转换是在交流电的任一时刻；在交流电压峰值变档时，关断和开通陡然跃变的电流、对电器设备工作不利(负载越重、影响越大)，还会产生干扰辐射、污染电网、适合稳压功率不大，要求不高的场合。

由模拟化进化到数模化的步进式交流稳压器，构成了一门独立的数字电路技术学科，现成的过零触发电路变档，无干扰、不污染电网，对负载无冲击；步进调整比模拟化控制可以做得更加精细、稳压精度可提高到输出电压220伏变化不大于±1-2％，输出电压也是跳跃式变化不连续调整，但跳跃变化量很小，适用于要求较高，稳压功率较大的场所。

电机调压式交流稳压器，作为成熟的机电元件完成闭环自动调整，可获得宽大范围的电压调整，但电源的应变时间不可能很快，网电阶跃突变，稳压跟踪调整是困难的。

晶闸管类交流稳压器，由于输出波形失真大、感性和容性负载适应性差、又污染电网、这些固有的缺陷，使它不能普遍适用，只能适用于特定的场合。

谐振变压器、稳压变压器及参数变压器，具有抗干扰的特点，功能特殊、具有良好的短路保护性能、可靠性高寿命长，它们的稳压范围宽、稳压性能可做到2-3％，但其缺点也是显而易见的，体积大、重量重、耗材多、成本高、效率低下、能源浪费大、不宜大量推广，只能在特定的场合发挥作用。

纵观交流稳压器的发展，它们无一不是围绕工频变压器获得的交流稳压技术，迄今为止，并没有从根本上改变交流稳压器的结构和工作方式，远没有像直流稳压电源一样得到革命性的发展，这与电子技术的进步、时代发展与倡导能源节约是极不相称的。

实用新型内容

本实用新型要解决的技术问题是：提供一种交流开关电源，摆脱了铁磁元件“工频变压器”，并且能够获得高性能而又广泛实用的交流稳压电源。

本实用新型为解决上述技术问题所采取的技术方案为：一种交流开关电源，其特征在于：它包括顺次连接的防噪滤波电路、第一单向脉动整流电路、高频功率变换电路、滤波电容切换电路、波形校正电路和工频解调倒相开关，其中防噪滤波电路的输入端与交流电连接，工频解调倒相开关从防噪滤波电路的输出端获取工频信号，工频解调倒相开关的输出端输出稳压交流电；

所述的防噪滤波电路还与第二单向脉动整流电路连接，第二单向脉动整流电路的输出端与升降切换电路的一个输入端连接，负载传感器从工频解调倒相开关的输出端采样后通过负载功率切换电路与升降切换电路的另一个输入端连接，升降切换电路的输出端与升降PWM脉宽调整器连接；所述的负载功率切换电路的输出端与所述滤波电容切换电路连接；所述的第二单向脉动整流电路的输出端与+20V工频基准源电路的输入端连接，+20V工频基准源电路的输出端与闭环稳压减法运算电路的一个输入端连接，工频解调倒相开关的输出端通过输出采样单向脉动整流电路与闭环稳压减法运算电路的另一个输入端连接，闭环稳压减法运算电路的输出端与升降PWM脉宽调整器连接，升降PWM脉宽调整器的输出端与高频功率变换电路连接；

+20V工频基准源电路的输出端与闭环波形校正减法运算电路的一个输入端连接，输出采样单向脉动整流电路的输出端与闭环波形校正减法运算电路的另一个输入端连接，闭环波形校正减法运算电路的输出端与所述的波形校正电路连接。

按上述方案，它还包括辅助电源过压保护电路，与第二单向脉动整流电路连接。

按上述方案，它还包括输入欠压过压保护电路、输出过流-欠压保护电路和过压保护电路，分别与负载传感器、输出采样VC3、第二单向脉动整流电路、升降PWM脉宽调整器连接。

本实用新型的工作原理为：输入交流电经单向脉动整流电路整流为工频单向脉动100Hz直流电，经高频功率变换电路进行高频斩波升/降，经滤波电容切换电路高频滤波后进行波形校正，最后由工频解调倒相开关完成与网电同频解调恢复工频输出正弦交流电。

升降切换电路受输入网电与负载功率切换控制，决定脉宽PWM调整器，是工作于升压调整、降压调整或升降联级调整状态。闭环稳压减法运算电路通过将+20V工频基准源与输出交流电压采样信号比较后得到稳压误差信号，调整升降脉宽的宽窄。经高频功率变换后，完成输出电压稳定的调整。

闭环波形校正减法运算经过工频基准源的电压波形与输出电压波形比较后，取出畸变失真波形送给波形校正电路，进行波形校正。

本实用新型的有益效果为：

1、运用工频基准源，以电压波形比较原理，来实现稳压闭环、波形失真校正，使负载调整特性与线性电源一样、负载调整率(负载效应)允许0-100％的变化、电源能适应各类负载(感性、容性)，并且允许空载、空耗低、稳压精度高、稳定范围宽、波形失真小、电源的应变时间短、瞬态特性优良。

2、闭环稳压没有采用通常的直流电压基准源，而是运用工频基准电压波形与采样电压波形比较原理，经减法运算获得误差电压、误差电压的波纹大为减小，这样滤波常数(积分滤波)可取得较小、稳压闭环的响应时间大为缩短，这是一种新的闭环稳压方式、显著地改善了电源的瞬态特性，提高了系统工作的稳定性。

3、高频功率变换电路将第一单向脉动整流电路送来的、工频单向脉动100Hz直流电，直接高频斩波升、降，经高频滤波后，由工频解调倒相开关完成与网电同频解调恢复输出工频正弦交流电，这种工作方式甩掉了工频变压器，而斩波升、降共电感的级联工作方式，简化了电路结构降低了成本，使得功率变换效率高于任何类型的变换器，它可以允许极宽的输入电压变化，经过波形校正后，电源输出电压波形失真小，而且允许空载、空耗低。

4、交流负载远比直流负载复杂得多，交流开关电源必须解决由于各种交流负载带来的电压波形失真，以改善电源的负载特性及系统工作的稳定性，由此波形校正电路构成了交流开关电源的特有组成部分。

附图说明

图1为本实用新型一实施例的原理框图。

图2为本实用新型一实施例的电路原理分解图1。

图3为本实用新型一实施例的电路原理分解图2。

图4为本实用新型一实施例的电路原理分解图3。

图5为级联升降共电感简化电路。

具体实施方式

图1为本实用新型一实施例的原理框图，它包括顺次连接的防噪滤波电路、第一单向脉动整流电路(VC1)、高频功率变换电路、滤波电容切换电路、波形校正电路和工频解调倒相开关，其中防噪滤波电路的输入端与交流电连接，工频解调倒相开关从防噪滤波电路的输出端获取工频信号，工频解调倒相开关的输出端输出稳压交流电。

所述的防噪滤波电路还与第二(VC2)单向脉动整流电路连接，第二单向脉动整流电路的输出端与升降切换电路的一个输入端连接，负载传感器从工频解调倒相开关的输出端采样后通过负载功率切换电路与升降切换电路的另一个输入端连接，升降切换电路的输出端与升降PWM脉宽调整器连接；所述的负载功率切换电路的输出端与所述滤波电容切换电路连接；所述的第二单向脉动整流电路的输出端与+20V工频基准源电路的输入端连接，+20V工频基准源电路的输出端与闭环稳压减法运算电路的一个输入端连接，工频解调倒相开关的输出端通过输出采样单向脉动整流电路与闭环稳压减法运算电路的另一个输入端连接，闭环稳压减法运算电路的输出端与升降PWM脉宽调整器连接，升降PWM脉宽调整器的输出端与高频功率变换电路连接。

+20V工频基准源的输出端与闭环波形校正减法运算电路的一个输入端连接，输出采样单向脉动整流电路的输出端与闭环波形校正减法运算电路的另一个输入端连接，闭环波形校正减法运算电路的输出端与所述的波形校正电路连接。

它还包括辅助电源过压保护电路，与第二单向脉动整流电路连接；包括输入欠压、过压保护电路、输出过流-欠压保护电路和过压保护电路，分别与负载传感器、输出采样VC3、第二单向脉动整流电路、升降PWM脉宽调整器连接。

图2为本实用新型一实施例的电路原理分解图1，包括防噪滤波电路、单向脉动整流电路VC1 VC2、高频功率变换电路、辅助电源及+15V过压保护电路、网电间停软启动和升降 PWM脉宽调整器。

图3为本实用新型一实施例的电路原理分解图2，包括滤波电容切换电路、波形校正电路、工频解调倒相开关、负载传感器、输出采样单向脉动整流电路。

图4为本实用新型一实施例的电路原理分解图3，包括+20V工频基准源、闭环稳压减法运算电路、闭环波形校正减法运算电路、输入欠压过压保护电路、输出过流-欠压保护电路和过压保护电路电路及自锁控制。

网电经防噪滤波器，由VC₁桥式整流为单向脉动100HZ的直流电(不是整流滤波直流电)送入VT₁、VT₂绝缘栅型双极性晶体管(IGBT功率开关管)，储能电感L4及VD₅、VD₆构成的级联共电感斩波降、升高频开关功率变换级；这种级联结构组成的功率变换方式简化了电路，功率变换效率高于任何类型的变换器；在网电输入220V±35％的变化情况下，均能保证稳定的220伏输出电压，也是实现允许空载的首要条件。

升降PWM脉宽调整器采用了二块TL494分别驱动降压功率开关管VT₁和升压开关功率管VT₂，并同步振荡工作，振荡频率约33KHz，单端输出(未经分频输出驱动开关管)，功率变换工作在33KHz；降压级驱动信号占空比δ＝0-95％；升压级设置了提前关断控制(升降联级工作需求)，通过调整4脚死区时间、占空比控制在δ＝0-50％；二块TL494的4脚作软启动控制，并实现封锁与网电间停软启动功能。稳压误差信号同时送入升、降TL494之一误差放大器作同相放大，完成PWM闭环调整；但在升压与降压联级工作时(同时工作)，通过改变升、降级误差放大器的增益差以提高功率变换在联级工作时的效率；为避免降临界直通、升临界关闭造成的工作不稳定及射频干扰(详见原理叙述)、设置了自动升、降脉宽限制电路。

功率变换输出的高频调制电压经滤波后(设有二级滤波电容切换)，得到仍为单向脉动100Hz的直流电压，同时获得波形校正，再经工频解调(倒相开关)输出50Hz正弦交变电压。

反馈闭环连续调整的交流稳压电源，输出波形失真和应变调整时间是一项重要的指标，而负载特性又比直流稳压电源复杂得多，稳压系统工作的稳定性就显得十分突出，现就本电源运用工频基准源、波形失真校正、稳压闭环原理及意义分述如下：

工频基准源将来自辅助整流桥VC₂的单向脉动100Hz直流电稳定为单向脉动100Hz、有效值等于+20V的基准电压，稳定度达0.5％，(网电120V-300V变化)，提供给波形校正、闭环稳压进行减法运算；变压器B₃经VC₃整流桥输出的单向脉动100Hz直流电压(约+20有效值)，作为采样电压。

波形校正：采样电压波形与工频基准电压波形，经减法运算比较后，取出畸变波形电压(采样与基准电压相等，波形相同时，减法运算输出等于“0”)由校正功率管及RC网络器件吸收、消除感性、容性及整流负载引起的失真，并稳定空载运行。

闭环稳压没有采用通常的直流电压基准源，而是运用工频基准电压波形与采样电压波形比较原理，经减法运算获得误差电压、误差电压的波纹大为减小，这样滤波常数(积分滤波)可取得较小、稳压闭环的响应时间大为缩短，这是一种新的闭环稳压方式、显著地改善了电源的瞬态特性，提高了系统工作的稳定性。

交流开关电源运用工频基准源，以电压波形比较原理，来实现稳压闭环、波形失真校正，使负载调整特性就像线性电源一样、负载调整率(负载效应)允许0-100％的变化、电源能适应各类负载(感性、容性)，并且允许空载(一般地直流开关电源、不能允许空载)、空耗低、稳压精度高、稳定范围宽、波形失真小、电源的应变时间短、瞬态特性优良、各项主要性能指标如下：1、额定功率2.2kw(可做到5KW以上)；2、输入电压(单相工频)120V-300V；3、输出电压220V；4、稳压精度220V±1％(负载0-100％)；5、输出波形失真小于5％；6、应变时间小于0.1秒；7、工作效率：(1)负载功率200W以下，小于90％，(2)负载功率200W以上90％-95％；8、空载损耗小于30W。

本发明的创新点在于：

1、斩波升、降脉宽调整——功率变换

功率变换将主整流桥VC₁送来的、工频单向脉动100Hz直流电，直接高频斩波升、降，经高频滤波后，由电子开关完成与网电同频解调恢复工频输出正弦交流电，这种工作方式甩掉了工频变压器，而斩波升、降共电感的级联工作方式，简化了电路结构降低了成本，使得功率变换效率高于任何类型的变换器，它可以允许极宽的输入电压变化，经过波形校正后，电源输出电压波形失真小，而且允许空载、空耗低。并能适应任何负载(负载调整特性就象线性电源一样)。

这是把成熟的直流开关电源原理，成功地运用于“交流开关电源”中，充分地发挥了新型大功率开关器件的优越性能：电源的各项性能指标，显示出了这种新颖结构、工作方式应用的成功。

2、闭环稳压

交流稳压电源系统调整时间(应变时间)，是直接反应交流稳压电源瞬态特性的一项重要指标，对闭环系统工作的稳定性有着直接的关系，作为工频交流稳压电源、系统闭环时、采样滤波时间常大于交流电的周期，所以系统的应变时间不可能很快。

交流开关电源运用“工频基准源”的电压波形与采样电压波形，经减法运算获得波形比较变化量，作为误差调整信号控制闭环稳压，误差信号电压的波纹大为减小、滤波时间常数比用直流基准源进行比较，取值小得多，使电源的应变时间大大缩短，瞬态特性有了质的改善。

3、工频基准源

运用“工频基准源”获得交流稳压电源“闭环稳压”及“波形校正”，是我独特的构思，并运用成功，是一种全新的闭环稳压理念，而“工频基准源”电路的构成是我经过长时间、反复实践历经无数次论证，对比选择的；电路由TL494进行脉宽调整，电路简单，能满足网电100V-300V变化、稳压精度高(变化小于0.5％)，温度稳定性良好、电压波形失真小、损耗低。

4、波形失真校正

交流负载远比直流负载复杂得多，交流开关电源必需解决由于各种交流负载带来的电压波形失真，以改善电源的负载特性及系统工作的稳定性，由此波形失真校正构成了交流开关电源的特有组成部分。

本实施例的工作原理如下：

1、输入滤波及整流VC₁、VC₂

C₁-C₆ L₁与压敏电阻MY10-471K构成网电输入滤波防噪电路，隔断本机与网电的尖峰毛刺噪声，选用压敏电阻用以抑制电网中的瞬时过压脉冲及雷电危害。

VC₁输出单向脉动100Hz直流电、供斩波降压、升压完成高频开关功率变换，二极管并联电容C₇-C₁₀容量选取较大，主要是为了提高整流效率并参入滤波；虽然VD₁-VD₄选用的是快恢复二极管，但在大电流开关整流时，正向开通时间，仍是影响整流效率的重要原因，即并电容可以大为改善二极管的正向开通时间，补偿开通瞬时能量延迟所造成的损耗。

为进一步提高整流桥VC₁在大电流整流时的效率减小高频功率开关反向电网的高频噪声干扰，整流后设置了一级重负载滤波电容切换，由C₈₃、VT₃₀、VD₄₀、VT₂₉组成，当负载功率大于820W时，IC₁₃、A₂(二切换)输出“0”电平，经VT₂₉倒相驱动VT₃₀开通C₈₃接入VC₁整流滤波中，VD₄₀提供C₈₃放电回路。负载功率下降到790W以下，IC₁₃、A₂回复，C₈₃不参入滤波。

整流桥VC₂输出单向脉动100Hz直流电，分别送给辅助电源，工频基准源及相关控制电路。

2、辅助电源

要求提供±15V电源，且±15V能输出约0.2A的负载电流，在网电100V-320V都能正常工作，效率要高，以减小空载损耗，故不宜采用传统稳压方式；本机采用了交流过零触发开关斩波电感降压方式、电感降压对电网无污染，输出波纹小，负载能力强。

工频过零触发信号取自IC₁、IC₂传感，可显著提高稳压效率，经VD₁₀、VD₁₁与解调触发信号隔离后触发IC₄时基NE555的2端(过零点触发)，3脚输出触发脉冲由IC₃隔离驱动VT₁₀开关，经L₇低频降压电感，VD₁₃续流向C₁₆、C₁₇电容充电滤波输出+15V电源、-15V电源负载电流仅2-3mA从L₇的次级取得，(也可使用电压极性变换器7660获得-15V)，经TL431稳压输出。

稳压闭环原理：IC₄的6脚复位电压经R22、R23分压取得，并受比较端5脚闭环电压的控制，5脚电压的高低，决定了6脚复位电压的高低与VT₁₀开通时间的长短；VZ₄、VT₁₂等元件完成采样，比较闭环；当输入电压或输出电压下降时(负载增大时)，IC₄、5脚电压升高、6脚复位也要升高复位，VT₁₀开通时间延长，使输出电压升高；当输出电压升高时(或负载减轻时)VT₁₀开通时间反之缩短，使输出电压下降。

R₃₁、C₃₃对闭环误差电压滤波，同时，C₃₃实现开机软启动，防止开机产生过冲电压输出，损坏电路元件，减少C₁₆的浪涌充电冲击电流，R₃₀保护NE555(如果用NE7555 R30不用，功耗更小，5脚与8脚电源端并15K电阻，稳压效果更好)。

VT₁₁、VZ₂完成启动任务，降低损耗，启动正常后，VD₁₅自给电源VT₁₁截止，VZ₃提供VT₁₀隔离开关驱动电源。

可控硅SCR过压保护防止意外+15电源过压，大于17V时，VZ₅击穿使SCR导通，流过温敏电阻t⁰瞬时的电流达10余安培，FU₃容断作一次性保护，t⁰可防止短路性电流损坏整流桥VC₂及SCR。

3、工频基准源

提供高稳定度的工频单向脉动100Hz+20V的基准电压，供闭环稳压减法运算，波形校正减法运算。

IC9及VT₂₅相关元件组成并联开关式稳压，IC9振药频率约200KHz，单端输出，占空比0-95％，R105、R106是功耗限流电阻，C₆₃用于波形校正相位补偿，VZ7防止启动电压过高损坏VT25。

稳压原理：当基准电压+20升高时，IC₉2脚比较电压等于+5V，1脚同相电压升高，输出脉宽减窄，VT₂₅并联驱动脉宽变宽，导通时间延长；输出电压下降时，VT₂₅脉宽减窄，输出电压上升。

4、闭环稳压减法运算

IC11由±15电源供电，便于电平接口，IC₁₁ A₄运放用于闭环稳压减法运算，反相比较端13脚工频基准电压与12脚采样电压(VC₃)，进行减法运算；输出误差电压经R₁₃₉ C₇₁滤波后送入升降脉宽调整器IC₆、IC₇之2运放16脚作同相放大调整升降脉宽的宽窄，实现闭环稳压(15脚反相端相关控制下节5再专门叙述)。

这种以波形比较运算输出的误差电压，其变化量就是波形电压的比较量，误差电压的波纹大为减小，R₁₃₉C₇₁滤波常数可取得较小，为兼顾感性和容性负载(波形失真)，滤波常数仍选取了约100ms，相比直流基准比较脉宽调整，闭环稳压的响应时间已大大加快，应变时间可减少几个数量级，电源的瞬态特性有了质的改善。

IC11运放A₄的同相端与反相端各分压电阻是应减法运算完全相等选取的，温度稳定性良好；运算信号电压有效值等于0.625V，运算误差小，有利于稳压精度的提高。

VD₂₇2AP₉防止启动时，IC₆、IC₇(16、15脚)稳压运放出现负激动而工作异常。

5、脉宽调整PWM斩波级联升降

在市电220V±30％变化时，要保证额定电压220V输出，只能升降级联工作，才能做到，而级联共电感(L₄)，则是降低成本，简化电路和提高功率变换效率的一种必然方式；也是革除传统工频变压器，实现空载运行的首要条件。

级联升降共电感简化电路如图5所示。VT₂升压只有在VT₁导通时间内才能完成升压并与VT₁同时关断工作，所以，升降脉宽调整必需振荡同步，实现振荡同步容易，但要做到VT₁、VT₂同时关断是困难的。

假如VT₁先行VT₂关断(几十到几百毫微秒)L₄的自感电势左正右负，VD₅导通续流，VT₂尚未完全关断就将L₄的续流电势短路，造成VT₂很大的关断损耗，导致损坏，故升压脉宽应提前降压脉宽关断(IC₁₃、A₃完成提前升压关断，下面再述)。

IC₆用于斩波降压脉宽调整，IC₇作升压脉宽调整，2块TL494同步振荡，振荡频率约33KHz，单端输出，功率变换工作于33KHz。

IC₆4脚、C₃₉、R₄₆经隔二极管VD₁₇与IC₇、C₄₉、R₆₂完成同步软启动，并受控于VT₁₄实现封锁功能，启动结束后降压IC₆4脚电压降到-0.5--0.6V，以便降压级在市电低于190伏时控制VT1工作于饱和导通(直通)状态，脉宽100％无死区，且降压级能独立工作于最大占空比。IC₇的4脚因受升压占空比限制及提前关断之故由R₇₄控制死区时间。

降压IC₆直接驱动VT₁功率开关管，故控制电路的地电平VC₂的负电位与VC₁的负电位，VT₁的源极是同等电位，底板与网电不隔离。

VT₁₅是VT₁关断放电管，L₈、R₆₁、R₁是为了抑制开关辐射而设置的，此外R₆₁能限制VC₂的电流向VC₁的输出流动。

升压脉宽提前关断由IC₁₃、A₃、VT₂₀完成，A₃同相端9脚输入IC₆、IC₇5脚同步振荡定时电容的锯齿波电压与反相端8脚比较(8脚比较电压1.9V)。A₃输出提前关断信号驱动VT₂₀关闭升激励VT₂₁、升压最大占空比由IC₇4脚死区时间决定，4脚＝0.38V时，δ≈50％。

B₄是升压激励隔离高频变压器，VD₂₁只允许正向驱动脉冲通过，C₅₃、VD₂₂消除反向电势。VT₂₂是VT₂的关断放电管，R₈₀、L₁₀、R₅减弱VT₂的开关速率，抑制开关辐射。

6、升降脉宽限制与效率的关系

当网电电压在190V-250V，升降脉宽调整器必须同时闭环联级工作，变换效率下降，特别是重负载时，效率进一步下降。

提高升降联级工作时效率的有效方法：降压级闭环脉宽尽可能工作于最大占空比状态(但不允许占空比宽到临界直通状态)。使升压级闭环脉宽尽可能窄(但不允许升脉宽小于10％临界关闭状态)，升降级的损耗便会降至最低。

改变升压级与降压级在联级工作时的闭环增益差，即：使降压级闭环增益远低于升压闭环增益就可使升压级控制灵敏度大于降压级，升脉宽工作于窄脉状态，而降脉宽反之相对展宽，负载越重，降脉越宽，只有当降压级不能满足输出电压时，升脉宽才自动展宽，保证输出电压的不变。

升降增益差在下列情况下，则工作异常：

a.空载(极轻载)网电＞200V升脉变窄，在网电接近250V时，升脉宽会窄到临界关闭——关闭状态。

b.负载小于220W(轻载——功率一切换)网电低于170V左右时降脉宽也会宽到临界直通状态。

c.网电200V-210V在重载时，降脉宽也会展宽到临界直通状态。

以上升临界关闭，降临界直通工作状态是不允许的，应加以自动限制，具体电路下面分述。

降增益控制IC₆、TL494的2运放(15、16脚)15脚的负反馈电阻R₅₆、R₅₇，R₅₇短路2运放最大增益约120倍，最小增益R₅₉/R₅₆+R₅₇≈50倍。升压IC7、TL494(15-16脚)2运放增益固定R₆₄/R₆₃≈100倍。保证输出电压稳定精度。

(1)升脉窄自动限制：

升IC₇的输出一臂VT₂(10、11脚)射极输出及采样比较放大VT₁₉增益控制VT₁₈组成，当脉减窄到2.5μs时，VT₁₉退出饱和进入放大区，VT₁₈开始导通，进入变阻区，降IC₆2运放增益上升，降脉宽减窄，VT₁₈饱和时，降2运放增益反过来大于升IC₇的2运放(15、16脚)增益。这样闭环稳压实质由降脉宽调整，升脉宽减窄受到自动限制而不再减窄，被免了临界关闭工作状态。当负载增大时，升脉宽＞3.5μs、VT₁₉饱和、VT₁₈截止，升降联级工作于稳压闭环增益差状态。

(2)降脉宽自动限制

降IC₆输出一臂VT₂(10、11脚)，集电极输出及采样比较放大VT₁₆、增益控制VT₁₇组成，当降脉宽占空比大于94％(关断时间约2μs)VT₁₆退出饱和区、VT₁₇开始导通进入变阻区，降IC₆2运放增益上升，降脉宽展宽受到限制，关断时间限定在1.5～2μs，结果输出电压的下降由升压级来完成闭环稳压。

电路中VT₁₆与VT₁₇，V₁₉与VT₁₈的组合便于电平连接，利用温度系数相反特性来提高温度稳定性。R₅₃R₇₀射极电阻进一步改善VT₁₆、VT₁₉的温度特性，并稳定该级的增益，VT₁₇、VT₁₈栅极分压电阻适当扩大VT₁₆及VT₁₉的输出动态范围，使自动控制相对平滑减小失真。

升降增益差的采用，使得功率变换效率可以提高2.5-5％，尤其重载时的效率提高意义重大。

7、+15V欠压保护及封锁与网电间停保护

升降脉宽调整器的封锁由VT₁₄完成，开机启动正常后，VT₁₄的基极电压＞5V而截止，任何一个保护信号使VT₁₄的基极低于4.4V时，VT₁₄导通将C₃₉短路，并使IC₆、IC₇的4脚死区电压＞4V实现封锁。

+15V(+Vcc)欠压保护：VZ6参考稳定电压值加VT₁₄基极封锁电压4.4V即为+Vcc欠压保护值(约13.5～14V)。任何原因导致+Vcc下降至欠压保护值，脉宽调整器将被封锁，防止+Vcc电压不足导致各功率开关管因激励幅度不够而损坏。

网电间停保护，网电瞬时停电、来电(间停)是常有的事(或进给线接触不好)，但对本电源及用电设备具有极大危害。网电间停时间过短，如小于0.5～1秒，辅助电源+15V因滤波电容的存在不会立即消失，+15V欠压保护假若还未到起控电压值，网电间停瞬时的到来，脉宽调整器软启动失去作用。储能电感L4瞬时饱和，各功率开关管将承受很大的冲击电流，工频解调开关管会出现在交流电压峰值开通的可能，功率器件极易损坏。为此，由R₃₉、R₄₀、C₃₈箝位二极管VD₆组成网电间停保护，R₄₀、C₃₈放电时间约12ms，网电间停时间＞40ms，VT₁₄就会封锁脉宽调整器，从而实现软启动开机。

来自其它保护电路封锁信号经VT₁₃接口，使VT₁₄导通实现封锁。

8、网电门限鉴别切换升降控制

为获得高效率变换，在市电电压大范围变化时，要相应切换升、降脉宽调整器的工作状态，切换同时受到负载功率切换相关控制，以利于本机稳定地工作和提高效率。

(1)网电下限切换(网电采样本节后再述)

IC₁₀、A₁电压比较器，VT₂₇组成，采样从A₁的同相端输入，反相端调整比较电压，并经R₁₂₇加入回差电压，调节W₄在网电低到190V时，A₁输出低电平(为0)。VT₂₇输出高电平，经隔离电阻R58，送入降压级IC₆2运放15脚反相端建立大于0.15V的直流电压远大于同相16脚闭环误差电压，2运放输出3脚电压等于“0”，因4脚死区电压等于-0.6V，故IC6输出无死区脉宽，VT₁饱和直通，提高了升压级的效率。

R₁₂₇引入的回差电压在网电回升到198V(回差电压≈8V)降压级直能回复(A₁复位)脉宽调整，进入联级工作状态。

网电下限切换在负载功率小于220W时，降直通应关闭，来自负载功率一切换IC₁₃、A₁的高电平经R₁₂₉、VD₂₆隔离，使VT₂₇饱和无输出，降直通控制被关闭。

(2)网电上限切换

IC₁₀A₂电压比较器，VT₂₆及IC₇运放1组成，采样从A₂同相端输入，反相端调整比较电压，并经R₁₂₂加入回差电压，调节W₃在网电大于255V时，A₂输出高电平，VT₂₆输出“0”电平。VD₂₅导引IC₇1运放2脚反相端为低电平，远低于同相端1脚比较电压(为1.9V)，使1运放输出高电平(IC₇3脚)，升压被关闭，提高了降压级的效率。

R₁₂₂引入的回差电压在网电回落到248V时(回差电压≈7V)A2复位，VT₂₆输出高电平，VD₂₅截止，IC₇2脚反相端为高电平(等于5V)，1运放输出为“0”，升关解除，2运放(15、16脚)投入联级闭环稳压。

C₆₉、C₇₀消除干扰，VT₂₆、VT₂₇能进一步提高上限，下限鉴别翻转的稳定性，根除网电在翻转临界点的抖动，有利于接口电路电平转换的准确性。

网电采样由VD₂₃、R₁₁₀、R₁₁₁、R₁₁₄、C₆₇、C₆₈组成，R₁₁₀、R₁₁₁、C₆₇采样积分滤波常数相同，使采样的响应时间得以提高，经R₁₁₄分压取得采样电压，同时也是输入欠压，过压保护的采样电压。

VD₂₃阻止积分滤波电压反流向VC₂的输出端，影响工频基准波形。

9、负载传感

负载电流大小的变化经B₂、VD₃₈、VD₃₉转变为直流电压，由R₉₆、R₉₇、C₅₈积分滤波后作为负载传感采样信号，分别送入，负载功率切换——滤波电容，过流保护，并作相关功能控制。

这里需要说明的是，由于互感器B₂传感的非线性，在过流时(过流10.3A起控)，输出电压很高，如直接送入负载功率切换会损坏IC₁₃的A₁与A₂。因而由R₉₈、VD₃₇对过流采样信号电压进行箝位，箝位于+5V基准源上，使过流时的采样信号电压约等于11.5V，+5V箝位电压不影响负载功率切换时的采样电压。

10、负载切换——滤波电容

为了减小输出正弦交流电的波形失真(容性相移失真)降低空载损耗，保证负载变化时，高频滤波良好：为此，滤波电容设置了二级电子切换，由IC₁₃、A₁、A₂电压比较器完成负载功率切换。

(1)一切换A₁：反相端输入采样信号，同相端加入比较电压和R₁₆₉引入的回差电压约0.17V，当负载功率≥220W时，采样信号大于0.17V，A1输出“0”电平，IC₁₆获得光电驱动信号使VT₃饱和导通，C₁₈切入电路中，A₁同相端比较电压下降到约0.1V。当负载功率减小，小于170W时，采样电压也下降、小于0.1V，A₁回复输出“高”电平(回差功率约50W)，VT₃截止，C₁₈退出滤波回路。A₁输出的“高”电平经R₁₂₉关闭网电下限鉴别“降直通”。

一切换A₁，切换回差功率较大，是考虑至音响负载类的使用，防止大功率音量在切换点造成频繁切换。

(2)二切换A₂反相端输入采样信号，同相端加入比较电压和R₁₆₈引入的回差电压约2.8V，当负载功率≥820W时，采样电压＞2.8V，A₂输出“0”电平，IC₁₅获得光电驱动信号，使VT₄饱和导通，C₁₉切入滤波回路中，同时，TAC-SSR固态继电器输入也获得光电驱动信号，电子开关接通风扇电机，加强机内通风降温，与此同时VT₂₉截止使VT₃₀饱和导通。这时A₂的同相端比较电压下降到约2.55V，当负载功率减小低于790W时，采样电压下降小于2.55V，A₂复位输出“高”电平(回差功率约30W)，VT₄截止C₁₉退出滤波回路。随之VT₂₉转入饱和，VT₃₀截止，C₈₃退出滤波回路，同时，TAC-SSR呈断路状态，风扇电机被关闭。

图中VD₈、VD₉、VD₄₀分别提供滤波电容C₁₈、C₁₉、C₈₃放电回路，以免损坏VT₃、VT₄、VT₃₀；IC₁₄、IC₁₅、IC₁₆的电源，由VD₇、VZ₁供给。

11、闭环波形校正

为了使本电源能实现，空载运行和适应各类负载(电感性、电容性)，使输出交流电压波形失真不大于5％，由减法运算IC11(LM324)运放A₁、A₂运放，光电耦合IC₁₄，校正VT₅、R₁₂、C₂₀构成了波形校正电路(失真校正)。

我们知道，电感性负载会产生反向电势，电容性负载对电压波形造成相移。感性或容性负载在电网中向电阻性负载泄放，或相互补偿利用，但本电源输出负载若为纯感或容性负载 (无阻性负载)，它们将无泄放回路而使输出电压正弦波形发生严重畸变，闭环稳压不能工作，这是交流实现开关电源必需解决的特殊问题，有别于直流开关电源。

IC₁₁、A₁运放反相端输入单向工频100Hz脉动直流电压(工频基准)，同相端输入VC3送来的单向脉动100Hz直流采样电压，当两个输入电压的大小相等，波形完全一致时，A₁输出的误差信号等于“0”。如果采样电压波形(即输出电压)畸变，经A₁减法运算后，将输出畸变波形电压，再由A₂作33倍的放大给光电耦合器IC₁₄，隔离驱动VT₅、让C₂₀、R₁₂吸收掉，从而完成闭环波形校正。

调整W₆可以改变校正起点和深度，W₆的选择(包括W₅)，因分压电阻很难取得标称值而难于选取较小值，以便调整展宽，实际调整中，可串入适当大小的电阻，选取W₆在2.2K左右，有利于长期稳定性的提高。

A₁减法运算信号电压选取了较高值，有效值约1.27V(输入端)以减小运算误差，比较、采样各分压电阻也是应减法运算，对称、相等选取的，有利于温度的稳定性和运算精度的提高。

波形校正损耗与负载有关，本机空载时，校正损耗不大于6W，阻性负载大于40W时，校正损耗小于3W，即阻性负载越大，校正损耗越小。如果负载为容性或纯感性(变压器类大于50W无负载时)损耗会增大，加入电阻性负载后，校正损耗减小，但感性负载电机类或负荷变压器，则校正损耗是很小的。

12、工频解调

高频功率变换经滤波后的单向脉动100Hz直流电由VT₆ VT₈、VT₇ VT₉两对电子开关在交流过零点时能流切换输出，恢复工频交流电。

IC₁、IC₂分别取出工频交流电的正半周和负半周的限幅电压信号，由IC₈的A₁、A₄运放构成过零触发比较器，输出完全对称的50Hz方波，分别驱动VT₂₄、VT₂₃经B₁推挽激励后驱动两对电子开关完成工频解调。

R₈₃、R₈₆对运放A₁、A₄互锁，使解调工频交流在过零点时，正负半周切换的交越时间缩短，减少交越失真。C₂₂-C₂₆可减少解调交越失真，也是高频滤波的一部分。

13、保护电路

(1)网电欠压，过压保护

IC₁₀、A₃、A₄在网电过压或欠压时输出为低电平“0”，VT₂₈截止输出高电平经VT₁₃倒相使VT₁₄导通，封锁升降脉宽调整器。

过压A₃调整W₁设定网电电压≥300V起控，经R₁₁₇产生回差电压，网电回落≤290V时，回复开机。

A₄欠压调整W2，设定网电电压≤120V起控，R₁₁₈回差电压在网电回升到≥150V时，回复开机。

欠压保护回差较大达30V，利于网电低电压本机工作的稳定。当网电电压低到150V时波动时，负载的变动，特别是负载加重将会进一步导致网电电压下降，这种负载效应在欠压回差过小时，会造成往复停机、开机，表现为极低频自激。30V的欠压回差，在负载减轻时也能最大限度的低电压运行。

LED₁网电正常范围发光指示，欠、过压时光熄灭。

(2)自锁

IC₁₁ A₃、VD₃₀构成双稳态触发器，当A₃同相端触发信号电压大于+5V时，A₃输出高电平，经R₁₄₄、VD₃₀实现自锁，并经VD₂₈使VT₁₃、VT₁₄导通，脉宽调整器被封锁。

LED₂发光显示自锁状态。

(3)过压保护电路

输出采样变压器B₃的输出采样电压经VC₃整流为单向脉动直流电压，经VD₃₆隔离后送至过压保护电路。

输出电压高于240V、IC₈ A₃运放翻转输出高电平，经VD₃₂触发自锁运放IC₁₀ A₃自锁关机。R₉₁、C₅₅抑制瞬时过压脉冲，被免误动作。

(4)输出过流——欠压保护

由IC₈ A₂、IC₁₃ A₄及IC₁₂组成过流——欠压与门保护，并具有负载误接延时复位功能。过流使脉宽调整器脉宽减窄，输出电压下降到小于或等于190V时，欠压保护启动、停机。这种欠压保护方式对严重过载和短路生故障的保护作用更好。同时在过流——欠压范围内即输出电压在190V-220V时，为限流保护，使本机又能适应负载瞬时过载启动。如感性和容性负载类，欠压设定值≤190V起控，防止损坏用电设备。

当负载电流大于10.3A时，电流互感B₂输出电压升高使R₉₅与R₉₄分压点电压大于IC₈ A₂运放反相端+5V比较电压，A₂输出电压上升，经R₆₆ VD₁₉、R₁₈₀ VD₂₀分别送至升降脉宽调整器IC₆、IC₇(TL494)的3脚，使脉宽减窄，输出电压下降，负载电流受到限制，R₆₆＞R₁₈₀使升降限流一致均衡。

欠压保护IC₁₃ A₄在开机软启动输出欠压情况下输出的高电平因VD₃₅在IC₈ A₂未过流时短路而为低电平。IC₁₂ 5脚电压＜8V，NE555不会起控，严重过流导致输出电压≤190V时，IC₈ A₂输出电压＞7V，欠压IC₁₃ A₄输出高电平，使NE555 5脚电压大于2脚的2倍以上而触发翻转输出高电平，一路直接封锁脉宽调整器，一路经R₁₅₈向C₇₆充电，记下一次过流——欠压信号电压，同时NE555 6脚经R₁₆₀ C₇₇延时约10秒后复位，3脚输出“0电平，封锁解除，电源自行软启动。此功能设置为，人为造成负载过重，减轻负载后，电源可自行恢复供电。如果负载未减轻或短路性故障，电源启动会立即过流——欠压二次起控。二次起控间隔时间小于6秒R₁₅₈ C₇₆的延时电压大于5.7V、VD₃₄导通，运放IC₁₁ A₃被触发自锁，并封锁关机。VD₃₃ R₁₅₇起到缩短二次起控间隔时间的作用，即二次起控间隔时间大于6秒时，自锁失效，就是说：二次起控非连续性将不自锁，只有连续性的二次起控才自锁有效。

LED₃发光显示过流——欠压状态

解除自锁，按一下复位按钮AN即可，但解除自锁之前，应查清自锁原因，人为造成负载过重未及时撤除，要减轻负载后，方可复位开机，如自锁原因不明，应取出FU₂保险丝(断开负载)试复位开机，如果开机正常，输出电压表指示正确(220V)，说明负载有问题，开机立即自锁，则是机内故障。

(5)其它保护

本机电源开关采用DZ47-40(C20)小型断路器，作输入短路过流保护，另外还设置了输入，输出保险丝多重短路，过流保护。

14、开关电源干扰辐射抑制措施

开关电源干扰是一重要缺点，本电源抑制干扰，从干扰源头采取措施，运用了以下方法：

(1)驱动缓冲

降压级L₈ R₁ R₆₁，升压级L₁₀ R₅ R₈₀分别组成各级驱动缓冲元件，以降压级为例说明：驱动电压在驱动VT₁时要流过R₁较大的驱动电流，L₈在驱动电压的前沿瞬间电压不能突变，减缓了VT₁的开通速率。驱动关断时，VT₁₅导通，将VT₁栅极结电容的储能电压短路释放，同理驱动电压关断，VT₁₅导通的瞬时，VT₁栅极结电容的储能电压释放因L₈的阻碍也不能突变，结果减缓了VT₁的关断速率。R₆₁减弱驱动脉冲前，后沿的过冲振铃，降低开关速率。

(2)功率开关管的缓冲

VT₁、VT₂漏极与源极常运用的并联RC吸收元件，抑制干扰辐射效果明显。在功率开关回路中，串入缓冲电感L₂、L₅降低开通、关断速率与激励驱动缓冲配合，并不增大功率开关管的开关损耗，综合抗干扰辐射效果令人满意，是一种抑制干扰行之有效的方法。

(3)续流二极管VD₅，升压二极管VD₆的缓冲

VD₅、VD₆两端并联RC吸收元件，回路中串入缓冲电感L₃、L₆对抑制干扰辐射、开关噪声、缩短二极管反向恢复时间效果良好。

需要说明的是：对于所属领域技术人员来说，在不改变本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型做出合理性的改进与优化调整，这同样属于本实用新型的保护范围。

Claims

1.一种交流开关电源，其特征在于：它包括顺次连接的防噪滤波电路、第一单向脉动整流电路、高频功率变换电路、滤波电容切换电路、波形校正电路和工频解调倒相开关，其中防噪滤波电路的输入端与交流电连接，工频解调倒相开关从防噪滤波电路的输出端获取工频信号，工频解调倒相开关的输出端输出稳压交流电；

2.根据权利要求1所述的交流开关电源，其特征在于：它还包括辅助电源过压保护电路，与第二单向脉动整流电路连接。

3.根据权利要求1所述的交流开关电源，其特征在于：它还包括输入欠压过压保护电路、输出过流—欠压保护电路和过压保护电路，分别与负载传感器、输出采样VC3、第二单向脉动整流电路、升降PWM脉宽调整器连接。