CN202210892U

CN202210892U - 驱动恒流源负载的装置

Info

Publication number: CN202210892U
Application number: CN2011203649415U
Authority: CN
Inventors: 许瑞清; 李嶷; 金红涛; 刘立国
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2011-09-28
Filing date: 2011-09-28
Publication date: 2012-05-02
Anticipated expiration: 2021-09-28

Abstract

本实用新型公开了一种驱动恒流源负载的装置，所述装置包括：功率级装置，包括一功率开关、一二极管以及由电感元件与电容元件构成的滤波器，所述功率开关的漏极与输入电压源连接，其源极与所述电感元件及二极管的负极连接，以将高输入直流电压转换成低输出直流电压，提供给所述恒流源负载；以及控制电路，基于流过所述电感元件的电流峰值控制所述功率开关的断开，以及在流过所述电感元件的电流下降到零时，所述控制电路控制所述功率开关的闭合。本实用新型的装置进一步包括对所述电感元件的峰值电流进行补偿的电路。根据本实用新型，能够大大提高输出电流的准确度。

Description

驱动恒流源负载的装置

技术领域

本实用新型涉及直流/直流转换器电路，具体而言，涉及一种基于电感器储能的降压型直流/直流转换器电路。

背景技术

目前，发光二极管(LED)越来越被广泛用作新一代的照明光源。作为恒流源负载中的一种，LED需要与恒压源负载不同的驱动装置。通常，工业界有两种用于驱动LED的直流/直流转换器，一种是升压型，另一种是降压型。

图1示出了传统降压型直流/直流转换器的电路结构。如图1所示，该转换器用于驱动LED负载190，它包括功率级170与控制电路100。功率级170中，设有功率开关120、二极管101以及由电感110与电容102构成的滤波器。其中，功率开关120的漏极与输入电压源正极VIN连接，其源极通过检测电阻103与电感110和二极管101的负极连接，二极管101的正极与输入电压源和负载190的公共地连接。 LED负载190与电容102并联。这样，功率级170用来将高输入直流电压VIN转换成低输出直流电压VOUT，提供给LED负载190。

控制电路100中，设有比较器130、关闭时间产生器140、与比较器130和关闭时间产生器140输出端连接的RS触发器150，以及与RS触发器150输出端连接的驱动器160。驱动器160的输出端连接到功率开关120。 VCC为控制电路100提供电源，控制电路100的参考地GNDIC与检测电阻103和二极管101的负极接在一起。接在VCC与参考地GNDIC之间的稳压二极管限制了VCC的最高电压，避免控制电路100遭到过高电压损害。

当功率开关120闭合时，电流流过检测电阻103，并被转换成一反映流过电感110电流的电流检测信号IS(因此时二极管101不导通，电感110与检测电阻103串联)。该电流检测信号IS被送至比较器130与参考电压VREF1进行比较，VREF1表示电感110的电流峰值Ipk。比较器130的输出信号RST作为复位信号送至RS触发器150，被复位后的RS触发器输出信号Q从高电位变为低电位，再通过驱动器160将功率开关120的漏极和源极断开。功率开关120断开后，关闭时间产生器140开始计时。当计时时间到了之后，关闭时间产生器140输出信号SET作为置位信号送至RS触发器150，RS触发器150输出信号Q即从低电位变为高电位，该高电位信号再通过驱动器160使功率开关120闭合，开始一个新的工作周期。

上述直流/直流转换器中，存在两方面的缺陷，均直接导致无法向恒流源负载提供准确的输出电流。一方面，电感谷值电流会随着负载变化而变化。参照图2，图2为上述直流/直流转换器中的信号波形示意图。其中，波形210、220分别表示电感110的电流和驱动器160的输出信号DRV。从波形可以看出，控制器100工作在连续模式，因为电感电流总是大于零。电感电流上升期斜率为(VIN-VOUT)/L。电流峰值Ipk由比较器130、检测电阻103和参考电压VREF1共同决定。电感电流下降期斜率为VOUT/L，电感电流谷值IVAL＝(Ipk-Toff＊VOUT/L)，其中，Toff为开关断开时间。因此，负载得到的平均电流(即，输出电流)ILED＝(Ipk+IVAL)/2＝(Ipk-0.5＊Toff＊VOUT/L)，其中Ipk和Toff是常数，而VOUT是负载上的压降。显然，LED负载电流会受到负载电压的影响。LED正向压降会随温度变化而变化；同时正向LED压降也会因为制造工艺偏差导致LED个体间的差异。所以，不同的环境温度，不同的LED负载都会致使电感谷值电流发生变化，从而导致输出电流的变化。

另一方面，电感峰值电流会受输入电压的影响。如上文所述，LED负载电流ILED＝(Ipk+IVAL)/2，所以峰值电流不准也会导致输出电流变化。传统直流/直流转换器采用电感峰值电流控制方法，输入电压会影响Ipk。理论上说，如果比较器130的比较速度无限快的话，该控制方法也可以做到线调整率很好。但是，实际的比较器都有一定的响应速度，太快了容易受噪声干扰，太慢了线调整率则变得很差。因此，通常的做法是将比较器130的最快响应时间做成100nS量级。全球照明电网主要分为两种，交流110V和交流220V。LED控制器要能够适用这两种电网，这是工业界对该类控制器的一个基本要求。而在这两种电网下，图1所示传统方案的输出电流会明显不同，通常，在220V电网下输出电流会比110V电网下输出电流高15％以上。

实用新型内容

针对传统方案的上述缺陷，本实用新型的目的在于，通过采用一种新的驱动恒流源负载的电路结构，来有效提高输出电流的准确度。

本实用新型的基本思想是，从直接导致输出电流误差的电感谷值电流IVAL和峰值电流Ipk两个因素入手，全面解决谷值电流IVAL受负载影响大，而峰值电流Ipk易受输入电压影响的难题，从而得到更准确的输出电流。就谷值电流IVAL而言，在传统方案中，Toff时间是不变的，电感谷值电流会随着负载变化。而本实用新型将电感谷值电流设定在零，使其与负载没有什么关系，问题相应解决。就峰值电流Ipk而言，Ipk会受输入电压的影响，同时也会受负载电压的影响。如果保持负载电压不变，则输入电压VIN越高，Ipk就越大，负载平均电流也相应越大；如果保持输入电压VIN不变，则负载电压越高(比如改变串入LED的颗数)，Ipk就越小，负载平均电流也相应越小。所以综合来讲，控制电路工作占空比越小，Ipk和负载平均电流越大；控制电路工作占空比越大，Ipk和负载平均电流越小。据此，本实用新型提出一种与占空比成反比的峰值电流补偿措施，从而巧妙地解决了这个问题。

根据本实用新型，提供一种驱动恒流源负载的装置，包括：功率级装置，包括一功率开关、一二极管以及由电感元件与电容元件构成的滤波器，所述功率开关的漏极与输入电压源连接，其源极与所述电感元件及二极管的负极连接，以将高输入直流电压转换成低输出直流电压，提供给所述恒流源负载；以及控制电路，基于流过所述电感元件的电流峰值控制所述功率开关的断开，以及在流过所述电感元件的电流下降到零时，所述控制电路控制所述功率开关的闭合。

优选的是，所述功率级装置还包括一检测电阻，连接在所述功率开关的源极与所述电感元件及二极管的负极之间，用以在所述功率开关闭合时产生检测电感元件电流的第一检测信号；所述控制电路包括：第一比较器，用以将所述第一检测信号与表示电感元件电流峰值的第一参考信号进行比较，并产生第一输出信号；以及触发器，基于所述第一输出信号控制所述功率开关的断开。

优选的是，所述装置还包括第一电阻，连接在所述电感元件的一端，用以产生检测电感元件端电压的第二检测信号；所述控制电路还包括第二比较器，用以将所述第二检测信号与表示零伏电压的第二参考信号进行比较，并产生第二输出信号；所述触发器基于所述第二输出信号控制所述功率开关的闭合。

优选的是，所述装置还包括第二电阻，连接在所述电感元件的另一端，其与所述第一电阻以分压方式产生所述第二检测信号。

优选的是，所述控制电路还包括驱动器，连接在所述触发器与功率开关之间。

优选的是，所述装置还包括峰值电流补偿电路，所述补偿电路包括：与所述输入电压源连接的第一电阻；与所述第一电阻串联连接的第二电阻，所述第二电阻连接到控制电路的电源端；一电容，其一端连接所述第一电阻、第二电阻之间的节点，其另一端连接所述检测电阻与电感元件及二极管的负极之间的节点；与所述第一电阻、第二电阻之间节点连接的第三电阻；以及与所述第三电阻串联连接的第四电阻，所述第四电阻连接到所述功率开关与检测电阻之间的节点，用以产生对所述电感元件的峰值电流进行补偿的电压。

优选的是，所述恒流源负载为LED负载。

附图说明

为更好地理解本实用新型，下文以实施例结合附图对本实用新型作进一步说明。附图中：

图1为传统降压型直流/直流转换器的电路结构示意图；

图2为传统降压型直流/直流转换器中的信号波形示意图；

图3为本实用新型一实施例的驱动恒流源负载的装置的电路结构示意图；

图4为本实用新型另一实施例的驱动恒流源负载的装置的电路结构示意图；

图5为本实用新型驱动恒流源负载的装置中的信号波形示意图。

具体实施方式

参照图3，图3为本实用新型一实施例的驱动恒流源负载的装置的电路结构示意图。该实施例中，功率级270的电路结构及功能与图1中功率级170类似；控制电路200仍基于流过电感110a的电流峰值控制功率开关120a的断开。与图1所示传统方案完全不同的是，在流过电感110a的电流下降到零时，控制电路200控制功率开关120a的闭合。也就是说，本实用新型中，电感谷值电流被设定为零，这种工作模式即为临界模式。所谓临界模式是指，当电感110a的电流下降到零后，接着功率开关120a立即闭合，进入一个新的开关周期。

该实施例中，优选地，控制电路200内部设有一比较器240，用于检测电感110a的端电压，因电感110a的端电压下降到零就意味着流过电感的电流也下降到了零。相应地，电阻201、电阻209分别连接在电感110a的两端，它们以分压方式向比较器240的正端提供电感110a端电压的检测信号。比较器240的负端接参考电压VREF2，VREF2可表示零伏电压。比较器240的输出信号SET作为置位信号送RS触发器250。这样，就确保每次都要等到电感电流下降到零以后，才会再次闭合功率开关120a。参照图5，图5示出了电感110a的电流波形210和驱动器260输出信号DRV的波形220。

再次参照图3，该实施例的具体工作过程如下。当电感110a工作在续流状态下时，电感正向导通，节点GNDIC被钳位于-0.7V，近似为零。此时，电感110a的端电压就等于LED负载290的输出电压VOUT，比较器240将通过电阻201、电阻209分压检测到该电压。电感电流会从峰值逐渐下降，当电感电流下降到零时，电感110a的端电压将从VOUT变成0V。一旦比较器240检测到所述端电压变为0V，就将RS触发器250的Q输出端置高，再通过驱动器260使功率开关120a闭合，而进入新的开关周期。

这里，考虑到尽量减少元器件的数目，也可以将电阻209集成到控制电路200的内部。在控制电路200内部，还可以用MOS管代替电阻209，但原理不变，仍用以检测电感110a的端电压。

当然，除比较器如电压比较器、电流比较器之外，本实用新型的控制电路还可以采用其他器件或手段实现，只要能够检测出电感110a的电流什么时候下降到零即可。

可以看出，与传统方案不同，本实用新型中Toff不再是固定不变的，而是一个变化的量。按照本实用新型，通过将电感谷值电流设定在零而实现临界模式，有效消除了负载变化对于电感谷值电流的影响，从而显著提高了输出电流的准确度。

进一步地，为了得到更加准确的输出电流，本实用新型优选对电感峰值电流Ipk进行补偿。参照图4，图4为本实用新型另一实施例的驱动恒流源负载的装置的电路结构示意图。该实施例中，除增设一峰值电流补偿电路280以外，其余部分与图3所示实施例类似。在电感谷值电流为零的情况下，平均负载电流等于Ipk/2。这样，负载电流就只与Ipk有关。

考虑到电感峰值电流Ipk与控制电路工作占空比之间的关系，该实施例特别采用峰值电流补偿电路280。如图4所示，补偿电路280包括电阻206、电阻205、电容207、电阻208和电阻203。其中，电阻206连接到输入电压源VIN，电阻206与电阻205串联连接，电阻205连接到控制电路的电源端VCC(也可直接连接到GNDIC，未图示)；电容207一端连接电阻206、电阻205之间的节点，另一端连接检测电阻103a与电感110a及二极管101a的负极之间的节点；电阻208也连接到电阻206、电阻205之间的节点，电阻208与电阻203串联连接；电阻203连接到功率开关120a与检测电阻103a之间的节点，用以产生对电感峰值电流进行补偿的电压。

补偿电路280的工作原理及过程描述如下。在功率开关120a闭合的时间里，节点GNDIC的电压等于输入电压VIN，所以电容207通过电阻205、电阻206放电；在功率开关120a断开的时间里，节点GNDIC的电压等于0V，输入电压VIN通过电阻206和电阻205分压后对电容207充电。这样，电容207的端电压就与控制电路的占空比关联起来。从原理上讲，只要能实现调整电容207的端电压即可。

占空比越大，电容207的端电压越小，再通过电阻208和203分压使Ipk越小。电容207的端电压与占空比的关系可近似表达如下：

V(COMP)＝k＊VIN/D (1)

其中，D表示占空比，k为常数。

检测电阻103a的阻值通常很小(如小于10ohm)，忽略103a的阻值后，电阻203从电容207的端电压分得的电压为：

V_R203＝V(COMP)＊R₂₀₃/(R₂₀₃+R₂₀₈) (2)

该电压就用于对电感110a峰值电流的补偿，将公式1带入公式2：

V_R203＝k＊(VIN/D)＊R₂₀₃/(R₂₀₃+R₂₀₈) (3)

比较器230负端接固定的参考电压VREF1，其正端的输入电压等于电阻203与检测电阻103a的电压和：

V(IS)＝V_R203+V_R103a (4)

最大V(IS)值等于VREF1，最大V(IS)值也对应电感峰值电流IPK：

VREF1＝V_R203+Ipk＊R_103a (5)

Ipk＝(VREF1-V_R203)/R_103a (6)

将公式3带入，则

Ipk＝(VREF1-k＊(VIN/D)＊R₂₀₃/(R₂₀₃+R₂₀₈))/V_R103a (7)

V_R203的值通常较小，要比VREF1小一个数量级，对电感峰值电流Ipk起到微调的作用。

对于降压型开关电源来讲，占空比反映输出电压和输入电压之间的关系：

Duty＝VOUT/VIN (8)

由此可见，占空比(Duty)同时反映输入电压和输出电压两者的信息，也就是说，这种补偿方法对于输入电压和输出电压变化均起到补偿作用。

需要指出，本实用新型的峰值电流补偿电路可以用于任何驱动恒流源负载的装置中，需要对输出电感的峰值电流进行补偿的场合，例如，传统的降压型直流/直流转换器。这对于本领域技术人员来讲是显然的。

在前文的描述中，虽然本实用新型是以驱动LED负载为例，但是，本领域技术人员能够理解的是，本实用新型可用于驱动任何一种恒流源负载。

显而易见，在此描述的本实用新型可以有许多变化，这种变化不能认为偏离本实用新型的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变，都包括在所附权利要求书的涵盖范围之内。

Claims

1.一种驱动恒流源负载的装置，包括：

功率级装置，包括一功率开关、一二极管以及由电感元件与电容元件构成的滤波器，所述功率开关的漏极与输入电压源连接，其源极与所述电感元件及二极管的负极连接，以将高输入直流电压转换成低输出直流电压，提供给所述恒流源负载；以及

控制电路，基于流过所述电感元件的电流峰值控制所述功率开关的断开，以及在流过所述电感元件的电流下降到零时，所述控制电路控制所述功率开关的闭合。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，

所述功率级装置还包括一检测电阻，连接在所述功率开关的源极与所述电感元件及二极管的负极之间，用以在所述功率开关闭合时产生检测电感元件电流的第一检测信号；

所述控制电路包括：

第一比较器，用以将所述第一检测信号与表示电感元件电流峰值的第一参考信号进行比较，并产生第一输出信号；以及

触发器，基于所述第一输出信号控制所述功率开关的断开。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，

所述装置还包括第一电阻，连接在所述电感元件的一端，用以产生检测电感元件端电压的第二检测信号；

所述控制电路还包括第二比较器，用以将所述第二检测信号与表示零伏电压的第二参考信号进行比较，并产生第二输出信号；

所述触发器基于所述第二输出信号控制所述功率开关的闭合。

4.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述装置还包括第二电阻，连接在所述电感元件的另一端，其与所述第一电阻以分压方式产生所述第二检测信号。

5.如权利要求2至4中任一项所述的装置，其特征在于，所述控制电路还包括驱动器，连接在所述触发器与功率开关之间。

6.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述装置还包括峰值电流补偿电路，所述补偿电路包括：

与所述输入电压源连接的第一电阻；

与所述第一电阻串联连接的第二电阻，所述第二电阻连接到控制电路的电源端；

一电容，其一端连接所述第一电阻、第二电阻之间的节点，其另一端连接所述检测电阻与电感元件及二极管的负极之间的节点；

与所述第一电阻、第二电阻之间节点连接的第三电阻；以及

与所述第三电阻串联连接的第四电阻，所述第四电阻连接到所述功率开关与检测电阻之间的节点，用以产生对所述电感元件的峰值电流进行补偿的电压。

7.如权利要求1至4、6中任一项所述的装置，其特征在于，所述恒流源负载为LED负载。