CN201726373U

CN201726373U - 推挽式结构射频功率放大器

Info

Publication number: CN201726373U
Application number: CN2010201767484U
Authority: CN
Inventors: 高怀; 张晓东; 胡善文; 牛旭; 梁聪
Original assignee: SUZHOU YINGNUOXUN TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Suzhou Innotion Technology Co Ltd
Priority date: 2010-04-30
Filing date: 2010-04-30
Publication date: 2011-01-26
Anticipated expiration: 2020-04-30

Abstract

本实用新型公开了一种推挽式结构射频功率放大器，包括与功率放大器输入端连接的输入匹配网络、与功率放大器输出端连接的输出匹配网络以及连接在输入匹配网络和输出匹配网络之间的功率放大电路，所述功率放大电路的输出级电路为主要由第二共集电极放大管和第二共发射极放大管组成的第二级NPN-NPN推挽功率放大电路。本实用新型使得推挽结构能够通过HBT工艺应用于射频功率放大器领域，实现了能够兼顾线性度和效率的推挽结构射频集成功率放大器。

Description

推挽式结构射频功率放大器

技术领域

本实用新型涉及射频集成电路技术领域，尤其涉及一种推挽式结构射频功率放大器。

背景技术

随着第三代移动通信系统的出现，射频功率放大器已经越来越多的应用于无线通信，为了保证良好的通信质量，通信系统对射频功率放大器效率和线性度的要求也越来越苛刻。目前射频功放的设计思路集中于两个方面：其一是将功率输出级电路偏置在A类，功率放大器的线性度得到有效改善，然而效率却降低了；其二是将功率输出级电路偏置在B类，在得到效率的同时却无法兼顾线性度。因此，大多数射频工程师选择折中的方案——将功率输出级电路偏置在AB类状态，试图兼顾线性度和效率，但是仅仅从工作类别考虑而不采用最佳的电路架构，则高效率和高线性度往往是不可兼得的。

推挽(Push-Pull)结构功率放大器的出现，很好的解决了功率放大器领域的这一难题。以此结构作为放大器的输出级，一方面可以大大提高功率放大器的效率，另一方面可以改善输出信号的线性度。由于以上优点，推挽结构在音频功放领域得到广泛应用。遗憾的是，尽管该技术在音频功放领域已经运用成熟，但是在射频以及微波功率放大器领域，由于NPN-PNP补偿异质结双极性放大管(HBT)推挽结构的工艺实现难度很大，射频和微波领域推挽结构功率放大器至今大多基于FET工艺，采用巴伦阻抗变换器实现互补推挽型功率放大器。而基于HBT工艺的推挽结构功率放大器发展缓慢。导致这一现象的另外一个原因是，NPN和PNP两种功率管在放大倍数以及工作速度方面有很大差别，推挽结构的输出级两个支路不具有完美的对称性，导致推挽结构功率放大器的线性度不高，这一弊端使得NPN-PNP补偿HBT推挽结构迟迟没有应用到射频功放领域，阻碍了基于HBT工艺的推挽式结构射频功率放大器的发展。

发明内容

本实用新型目的是：提供一种推挽式结构射频功率放大器，使得推挽结构能够通过HBT工艺应用于射频功率放大器领域，实现了能够兼顾线性度和效率的推挽结构射频集成功率放大器。

本实用新型的技术方案是：一种推挽式结构射频功率放大器，包括与功率放大器输入端连接的输入匹配网络、与功率放大器输出端连接的输出匹配网络以及连接在输入匹配网络和输出匹配网络之间的功率放大电路，所述功率放大电路的输出级电路为主要由第二共集电极放大管和第二共发射极放大管组成的第二级NPN-NPN推挽功率放大电路。推挽结构能够输出线性度很好的信号，这样第二级NPN-NPN推挽功率放大电路就有很好的线性度和很高的效率，从而，基于HBT工艺设计实现了能够兼顾线性度和效率的推挽式结构射频功率放大器。

进一步的，在上述推挽式结构射频功率放大器中，所述功率放大电路还包括由第一级上支路放大器和第一级下支路放大器组成的第一级功率放大电路。

进一步的，在上述推挽式结构射频功率放大器中，所述第一级上支路放大器为主要由第一共发射极放大管组成的反相放大器；所述第一级下支路放大器为主要由第一共集电极放大管组成的同相放大器。

进一步的，在上述推挽式结构射频功率放大器中，所述第一共发射极放大管的基极与输入匹配网络的输出端连接、集电极与第二共集电极放大管的基极连接；所述第一共集电极放大管的基极与输入匹配网络的输出端连接、发射极与第二共发射极放大管的基极连接；所述第二共集电极放大管的发射极和第二共发射极放大管的集电极与所述输出匹配网络的输入端连接。

进一步的，在上述推挽式结构射频功率放大器中，所述输入匹配网络的输出端和输出匹配网络的输入端之间还连接有由反馈电阻构成的反馈网络，实现了电路的电压并联负反馈，以降低电路增益为代价，提高电路的稳定度，提高工作带宽。

进一步的，在上述推挽式结构射频功率放大器中，所述输入匹配网络的输出端在第一级功率放大电路之前还连接有大功率保护电路。放大器输入端加入了大功率保护电路以保护后面两级电路，防止输入信号过大造成工作管击穿，保护电路只在输入功率超过20dBm的情况下才会开启，提供一个导通向地的通道，保证大功率不进入后级电路损坏管子。

进一步的，在上述推挽式结构射频功率放大器中，所述第一级功率放大电路偏置在A类状态或浅AB类状态；所述第二级NPN-NPN推挽功率放大电路偏置在深AB类状态。即通过选择合适的偏置状态，可使得电路推挽输出级上下两支路均工作在深AB类工作状态。当输入信号在正半周时，信号分别经过上支路的反相放大器和下支路的同相放大器，使得推挽输出级的上支路放大管导通，同时使得推挽输出级下支路的放大管关闭，此时，导通的推挽输出级上支路放大管向负载RL提供灌电流。同理，当输入信号在负半周时，信号经过上支路的反相放大器和下支路的同相放大器，使得推挽输出级的上支路放大管关闭，同时使得推挽输出级下支路的放大管导通，此时，导通的推挽输出级下支路放大管向负载R_L提供拉电流。

本实用新型的优点是：

1.本实用新型通过巧妙的电路设计，实现了NPN-NPN型HBT推挽电路结构，使得推挽结构能够通过HBT工艺应用于射频功率放大器领域。

2.本实用新型通过推挽结构设计实现了高线性度射频功率放大器，并且该射频功率放大器具有很高的电路效率。

3.本实用新型具有很好的带宽特性，并且，通过设计不同的输入输出匹配网络可以改变放大器的工作带宽。

4.本实用新型反馈网络的反馈电阻实现了电压并联负反馈，通过降低电路增益，使得放大器具有较高的稳定度。

5.本实用新型的无耗匹配网络减小了电路的直流损耗，进一步提高了电路效率。

6.本实用新型的大功率保护电路提高了电路工作的安全性，使得电路不会因为输入功率过大而导致工作管烧毁。

附图说明

下面结合附图及实施例对本实用新型作进一步描述：

图1为本实用新型具体实施例的拓扑图；

图2为本实用新型具体实施例的具体电路原理图；

图3(a)为输入信号负半周时放大器的小信号等效电路模型；

图3(b)为输入信号正半周时放大器的小信号等效电路模型；

图4为图2所示推挽结构功率放大器小信号S参数仿真结果图；

图5为图2所示推挽结构功率放大器大信号功率参数仿真结果图。

其中：1输入匹配网络；2第一级上支路放大器；3第一级下支路放大器；4第二级NPN-NPN推挽功率放大电路；5大功率保护电路；6输出匹配网络；7反馈网络；Q1第一共发射极放大管；Q2第一共集电极放大管；Q3第二共集电极放大管；Q4第二共发射极放大管；Q5晶体管；R2电阻。

具体实施方式

实施例：如图1至图5所示，一种推挽式结构射频功率放大器，包括与功率放大器输入端连接的输入匹配网络1、与功率放大器输出端连接的输出匹配网络6以及连接在输入匹配网络1和输出匹配网络6之间的功率放大电路，所述功率放大电路包括由第一级上支路放大器2和第一级下支路放大器3组成的第一级功率放大电路，以及主要由第二共集电极放大管Q3和第二共发射极放大管Q4组成的第二级NPN-NPN推挽功率放大电路4。所述第一级上支路放大器2为主要由第一共发射极放大管Q1组成的反相放大器；所述第一级下支路放大器3为主要由第一共集电极放大管Q2组成的同相放大器。第一级功率放大电路工作在A类状态，能够传输给第二级电路线性度很好的信号；第二级为推挽输出级，工作在深AB类状态，理论上推挽输出级电路的最高效率可达67％左右，并且推挽结构能够输出线性度很好的信号。

所述第一共发射极放大管Q1的基极与输入匹配网络1的输出端连接、集电极与第二共集电极放大管Q3的基极连接，电源Vcc1通过电阻R5降压后连接到第一共发射极放大管Q1的集电极和第二共集电极放大管Q3的基极，另外电源Vcc1还直接连接到第二共集电极放大管Q3的集电极。所述第一共集电极放大管Q2的集电极连接电源Vcc2、基极与输入匹配网络1的输出端连接、发射极与第二共发射极放大管Q4的基极连接；所述第二共集电极放大管Q3的发射极和第二共发射极放大管Q4的集电极与所述输出匹配网络6的输入端连接。

所述输入匹配网络1的输出端和输出匹配网络6的输入端之间还连接有由反馈电阻R4构成的反馈网络7。

所述输入匹配网络1的输出端在第一级功率放大电路之前还连接有大功率保护电路5，所述大功率保护电路由晶体管Q5和电阻R2构成，晶体管Q5只在输入功率超过20dBm的情况下才会开启，提供一个导通向地的通道，泄放掉过大电流或者钳位电压，防止输入信号过大造成工作管击穿。

由图2可以看出，整个功率放大电路的上支路由第二共集电极放大管Q3、第一共发射极放大管Q1、电阻R5及接成二极管的D3 HBT构成，下支路由第二共发射极放大管Q4、第一共集电极放大管Q2及电阻R3构成。

第一级的上下支路共用一个基极偏置电路，Vcc1经过接在第一级上支路放大管集电极的电阻R5降压后，作为第一级功率放大器的集电极偏置和输出级上支路的基极偏置。Vcc2作为第一级下支路的集电极偏置。输入匹配网络采用高通实现阻抗匹配，输出匹配网络采用低通匹配网络。

本实施例第一级上下两支路的第一共发射极放大管Q1、第一共集电极放大管Q2共用一个偏置电路，也就是说二者偏置电压相同。根据两级功率放大器的第一级偏置条件要求，为了保证功放的线性度，放大器的的第一级须偏置在A类或者浅AB类，以保证输出给第二级的信号具有很好的线性度，这就要求此偏置不能太低，应不小于HBT管开启电压V_T；另外，这样设计能够很好的控制第二级电路的开启和关闭，也就是可以根据输入信号的正半周和负半周实时地决定输出级的状态。这就要求第一级偏置电源不能高于两倍HBT管开启电压V_T，否则，对于上支路，会直接引起第一共发射极放大管Q1的集电极电流过大，导致电阻R5上的压降过大，使得第二共集电极放大管Q3基极电压过低而处于微导通状态；对于下支路，过高的偏置电压会使得第一共集电极放大管Q2发射极电压(V_Q4E＝V_Q4B-V_T)高于第二共发射极放大管Q4的开启电压，这样输出级第二共发射极放大管Q4会一直处于开启状态。

所以，第一级功率放大电路的基极偏置是此种电路设计的关键。第一级偏置电压不能过大，亦不能过小，鉴于本实用新型所使用HBT管开启电压在1.4V左右，所以本设计第一级偏置电压取值为2.7V。则第一共集电极放大管Q2发射极电压约为V_Q4E＝V_Q4B-V_T≈1.3V，这样就可以使得输出级第二共发射极放大管Q4会一直处于微导通状态。

输入信号为正半周时，由下支路经第一共集电极放大管Q2同相放大，此时第二共发射极放大管Q4导通。产生负半周输出信号经匹配网络后传输到负载。同时，上支路第一共发射极放大管Q1在大信号输入时，集电极电流变大，电阻R5上的压降增大，使得第二共集电极放大管Q3基极电压过低而处于微导通状态。

输入信号为负半周时，上支路第一共发射极放大管Q1在收到大信号输入时，集电极电流变小，电阻R5上的压降减小，使得第二共集电极放大管Q3基极电压升高而处于导通状态，产生正半周输出信号经输出匹配网络后传输到负载。同时，第一共集电极放大管Q2发射极电压为V_Q4E＝4_Q4B-V_T＜1.3V，使得第二共发射极放大管Q4不导通，处于截止状态。

如图2和图3(a)、图3(b)所示，R_L是终端阻抗，Z_o1是上支路的等效输出电阻，Z_L是通过匹配网络阻抗转换后的负载阻抗，为了获得最佳的功率输出特性，匹配网络应该将端口阻抗转换到最佳功率输出负载阻抗Zopt。

如图2所示，Z₁＝Z₂||Z₃，Z₂是保护支路晶体管Q5的等效阻抗，Z₃是从匹配网络向输入端看去的阻抗。其中Z₂远大于Z₃，则Z₁≈Z₃，Z_i1是上支路的输入阻抗，R₄是反馈电阻，形成电压并联负反馈通路，通过牺牲部分功率增益达到增加电路稳定性和增加带宽的目的。

图3(a)为输入负半周信号时放大器的小信号电路模型，图3(b)为输入信号正半周时放大器的小信号电路模型。当输入信号为负半周时，第二共集电极放大管Q3开启，第二共发射极放大管Q4关闭，输出信号V_o为正半周，此时电路的小信号简化等效模型如图3(a)所示。利用“虚短”，“虚断”的概念可以估算出闭环电压增益：

\frac{V_{i}}{Z_{1} + Z_{i 1}} = - \frac{V_{o}}{R_{4}} - - - (1)

A_{1} = \frac{R_{4}}{Z_{1} + Z_{i 1}} - - - (2)

其闭环增益为：

\frac{V_{O}}{V_{i}} = - \frac{A_{1} R_{port}}{Z_{L} + Z_{O 1}} = G_{1} - - - (3)

本实用新型中取值Z_L＝Zopt，以使得电路能够输出最大功率。

当输入信号为正半周时，第二共集电极放大管Q3关闭，第二共发射极放大管Q4开启，输出信号V_o为负半周，电路的简化等效模型如图3(b)所示，其放大器的闭环增益为：

\frac{V_{O}}{V_{i}} = - \frac{A_{1} R_{L} + \frac{Z_{O 1}}{R_{X}} R_{L}}{Z_{L} + Z_{O 1}} = G_{2} - - - (4)

上式中，R_x为该功率放大器所用GaAs HBT的基极电阻。由式(3)和式(4)可见，信号正负半周的放大倍数有所差别，将导致放大器的线性度降低。但是本实用新型通过对影响增益的相关电阻R3、R4、R5及Rx进行计算和优化，使得该功率放大器在整个信号周期内等增益地放大输入信号，保证了输出信号的线性度，同时由于采用推挽式结构而使得功率放大器获得较高的输出功率并具有较高的功率附加效率。

对图2所示的推挽结构功率放大器进行仿真，得到图4和图5所示的仿真结果。从图4、图5中可以看出，该无耗匹配推挽功率放大器在500MHz-900MHz的频率范围内，增益为28dB，在1dB增益压缩点处，输出功率2W，功率附加效率为52％。

本实用新型通过巧妙的电路设计，利用NPN-NPN型推挽结构设计出了一种能够得到高效率和高线性度的射频集成功率放大器电路，克服了NPN-PNP互补HBT管推挽结构难以实现的技术限制，使得基于HBT工艺的推挽式结构射频功率放大器得以实现。

Claims

1.一种推挽式结构射频功率放大器，包括与功率放大器输入端连接的输入匹配网络(1)、与功率放大器输出端连接的输出匹配网络(6)以及连接在输入匹配网络(1)和输出匹配网络(6)之间的功率放大电路，其特征在于：所述功率放大电路包括由第一级上支路放大器(2)和第一级下支路放大器(3)组成的第一级功率放大电路、以及主要由第二共集电极放大管(Q1)和第二共发射极放大管(Q2)组成的第二级NPN-NPN推挽功率放大电路(4)。

2.根据权利要求1所述的推挽结构射频放大器，其特征在于：所述第一级上支路放大器(2)为主要由第一共发射极放大管(Q1)组成的反相放大器；所述第一级下支路放大器(3)为主要由第一共集电极放大管(Q2)组成的同相放大器。

3.根据权利要求2所述的推挽结构射频放大器，其特征在于：所述第一共发射极放大管(Q1)的基极与输入匹配网络(1)的输出端连接、集电极与第二共集电极放大管(Q3)的基极连接；所述第一共集电极放大管(Q2)的基极与输入匹配网络(1)的输出端连接、发射极与第二共发射极放大管(Q4)的基极连接；所述第二共集电极放大管(Q3)的发射极和第二共发射极放大管(Q4)的集电极与所述输出匹配网络(6)的输入端连接。

4.根据权利要求3所述的推挽式结构射频功率放大器，其特征在于：所述第二级NPN-NPN推挽功率放大电路(4)的输出端与第一级功率放大电路的输入端之间还连接有反馈网络(7)。

5.根据权利要求3或4所述的推挽式结构射频功率放大器，其特征在于：所述输入匹配网络(1)的输出端在第一级功率放大电路的输入端之前还连接有大功率保护电路(5)。

6.根据权利要求3所述的推挽式结构射频功率放大器，其特征在于：所述第一级功率放大电路偏置在A类状态或浅AB类状态；所述第二级NPN-NPN推挽功率放大电路(4)偏置在深AB类状态。