CN201555950U - 基于dsp的雷达信号处理器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种基于DSP的雷达信号处理器，包括：发射机、接收机、数字信号采集单元、数字信号处理器，用于接收数字信号采集单元所传送的数字差频信号，并进行快速傅里叶变换FFT，获得差频信号的功率谱，根据差频信号的功率谱的位置，获得雷达目标的径向距离。与现有技术相比较，本实用新型公开的基于DSP的雷达信号处理器，可以实现快速、实时地对运动目标进行检测和跟踪，增强雷达的目标识别性能，且无需另外采用专用芯片，有利于降低生产成本，具有重大的生产实践意义。

Description

基于DSP的雷达信号处理器

技术领域

本实用新型涉及雷达技术领域，特别是涉及一种基于DSP的雷达信号处理器。

背景技术

运动目标检测与跟踪是对运动的目标进行检测，提取，识别和跟踪，获得运动目标的运动参数，如位置，速度，加速度等，从而进行进一步处理和分析，实现对运动目标的行为理解，以完成更高一级的任务。

随着雷达技术的不断发展，毫米波雷达目标识别已经成为现代雷达系统发展的重要方向。毫米波雷达的功能不仅仅有常规检测、定位、搜索和跟踪，还包括其它一系列新的先进功能，例如目标成像、识别、地形测绘等。毫米波雷达通常是发射和接收宽带信号，经过一定的信号处理方法从目标回波信号中提取信息，并以此信息判断不同目标之间的差异性，从而识别出感兴趣的目标来。

现有的雷达系统，当被跟踪目标发生机动，即目标速度的大小和方向发生变化时，如果用一般的跟踪算法跟踪机动目标会产生很大的误差。由于受到数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)处理能力的限制，一个雷达信号处理机的功能往往要许多个板级子系统接力才能完成，一些需要大运算量的运算功能模块，例如，进行快速傅里叶变换(FFT)和复数乘法时，在系统中通常还需要采用专用的芯片来实现才能满足系统的实时要求。

当前，迫切需要开发出一种雷达系统，可以实现快速、实时地对运动目标进行检测和跟踪，增强雷达的目标识别性能，且无需另外采用专用芯片。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型的目的是提供一种基于DSP的雷达信号处理器，可以实现快速、实时地对运动目标进行检测和跟踪，增强雷达的目标识别性能，且无需另外采用专用芯片，有利于降低生产成本，具有重大的生产实践意义。

为此，本实用新型提供了一种基于DSP的雷达信号处理器，包括：

发射机，用于产生连续的高频信号，并传送给外接的发射天线进行发送，且同时直接耦合传送给接收机；

接收机，用于接收发射机所发送的高频信号在遇到雷达目标后形成的回波信号，将该回波信号与发射机直接耦合传送的本振信号进行混频，获得模拟的差频信号并传送给数据采集单元；

数字信号采集单元，用于实时接收接收机所输出的模拟的差频信号，并将其转换为数字信号后实时传送给数字信号处理器；

数字信号处理器，用于接收数字信号采集单元所传送的数字差频信号，并进行快速傅里叶变换FFT，获得差频信号的功率谱，根据差频信号的功率谱的位置，获得雷达目标的径向距离。

优选地，所述连续的高频信号为采用线性调频方式所生成的无线电波信号。

优选地，所述连续的高频信号为采用对称三角波线性调频方式所生成的无线电波信号。

优选地，所述接收机包括有接收天线和混频器，其中，

所述接收天线，用于接收发射机所发送的高频信号在遇到雷达目标后形成的回波信号；

所述混频器，与接收天线、发射机相连接，用于将所述回波信号与发射机直接耦合传送的本振信号进行混频，获得模拟的差频信号并传送给数据采集单元。

优选地，所述数字信号采集单元包括有：信号接收子单元和模数AD转换器，其中，

所述信号接收子单元，与接收机相连接，用于实时接收接收机所输出的模拟的差频信号；

模数AD转换器，与信号接收子单元相连接，用于将接收机所输出的模拟的差频信号转换为数字差频信号。

优选地，所述模数AD转换器所具有的信号采样频率为10MHz，其具有的动态范围为60～90dB，其具有的数据分辨率为14位。

优选地，所述信号接收子单元和模数AD转换器之间还设置有信号滤波放大器，用于对模拟的差频信号进行放大和滤波。

优选地，所述模数AD转换器还外接有一个先进先出FIFO存储器，用于对差频信号所转换的数字信号进行存储。

优选地，所述数字信号处理器对数字差频信号进行的快速傅里叶变换FFT为加窗FFT。

由以上本实用新型提供的技术方案可见，与现有技术相比较，本实用新型提供了一种基于DSP的雷达信号处理器，可以实现快速、实时地对运动目标进行检测和跟踪，增强雷达的目标识别性能，且无需另外采用专用芯片，有利于降低生产成本，具有重大的生产实践意义。

附图说明

图1是本实用新型提供的一种基于DSP的雷达信号处理器的结构示意图；

图2是本实用新型提供的一种基于DSP的雷达信号处理器实施例的结构示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本实用新型方案，下面结合附图和实施方式对本实用新型作进一步的详细说明。

图1是本实用新型提供的一种基于DSP的雷达信号处理器的结构示意图。

参见图1，本实用新型提供了一种基于DSP的雷达信号处理器，包括有发射机101、接收机102、数字信号采集单元103和数字信号处理器DSP104，其中：

发射机101，用于产生连续的高频信号，并传送给外接的发射天线进行发送，且同时直接耦合传送给接收机102；

在本实用新型中，所述发射机101通过定向耦合器给外接的发射天线发送连续的高频信号。

需要说明的是，所述连续的高频信号为采用线性调频方式所生成的无线电波信号，在线性调频方式下，每个雷达目标所产生的差频信号是单一频率的(若不考虑多普勒频移)，因此容易区分出不同距离的雷达目标。

在具体实现上，所述连续的高频信号优选为采用对称三角波线性调频方式所生成的无线电波信号。

接收机102，用于接收发射机101所发送的高频信号在遇到雷达目标后形成的回波信号，将该回波信号与发射机101直接耦合传送的本振信号进行混频，获得模拟的差频信号并传送给数据采集单元103；

参见图2，具体实现上，所述接收机102包括有接收天线1021和混频器1022，其中，

所述接收天线1021，用于接收发射机101所发送的高频信号在遇到雷达目标后形成的回波信号；

所述混频器1022，与接收天线1021、发射机101相连接，用于将所述回波信号与发射机101直接耦合传送的本振信号进行混频，获得模拟的差频信号并传送给数据采集单元103。

需要说明的是，发射机101用于产生连续的高频信号，其频率在时间上按调制波形的规律变化，从而遇到雷达目标形成的回波信号和发射机101直接耦合过来的信号加到接收机102的混频器1022内。在无线电波传播到雷达目标并返回到接收天线的这段时间内，发射机101的发射信号(即本振信号)频率与回波信号的频率相比有了变化，因此在混频器1022的输出端会出现差频信号。

另外需要说明的是，对于回波信号和差频信号，不同的回波延迟对应着不同的差频频率，并且两者成线性关系。

数字信号采集单元103，与接收机102相连接，用于实时接收接收机102所输出的模拟的差频信号，并将其转换为数字信号后实时传送给数字信号处理器104；

参见图2，在本实用新型中，所述数字信号采集单元103包括有：信号接收子单元103 1和模数AD转换器1032，其中，

所述信号接收子单元1031，与接收机102相连接，用于实时接收接收机102所输出的模拟的差频信号；

模数AD转换器1032，与信号接收子单元1031相连接，用于将接收机102所输出的模拟的差频信号转换为数字差频信号。

在本实用新型中，为了提高模拟的差频信号的质量，在所述信号接收子单元1031和模数AD转换器1032之间还可以设置有信号滤波放大器1033，用于对模拟的差频信号进行放大和滤波。

在本实用新型中，上述的模数AD转换器1032所具有的信号采样频率优选为10MHz，其具有的动态范围为60～90dB，数据分辨率(即模数转换范围)为14位。

此外，为了保证模数AD转换器1032的模数转换精度，所述模数AD转换器1032的时钟需要为差分输入，为了提高时钟信号的差分输入质量，本实用新型的模数AD转换器1032采用美国Motorola公司的MC100LNE16型低压差分接收器。

此外，所述模数AD转换器1032还外接有一个先进先出FIFO存储器1034，用于对差频信号所转换的数字信号进行存储。

数字信号处理器DSP 104，与数字信号采集单元103相连接，用于接收数字信号采集单元103所传送的数字差频信号，并进行快速傅里叶变换FFT，获得差频信号的功率谱，根据差频信号的功率谱的位置，获得雷达目标的径向距离。

在本实用新型中，上述数字信号处理器DSP 104对数字差频信号进行的快速傅里叶变换FFT为加窗FFT。

需要说明的是，上述功率谱所表现的是单位频带内信号功率随频率的变换情况。

需要说明的是，本实用新型采用滤波放大器进行差频信号的放大和滤波，根据采样定理确定采样频率和采样点数，由FFT变换公式得出差频信号是一个线性调频信号，它的频率与时延成正比，因此测得差频信号即可计算出雷达目标的距离R₀，通过FFT运算，采用周期图法功率谱估计便可以得到相应的差频信号的功率谱。

下面说明一下根据采样定理确定采样频率和采样点数的具体过程：

假设本实用新型提供的基于DSP的雷达信号处理器的最大测量距离(即目标与雷达之间距离)R_max为150m，则回波相对发射信号的最大延迟为： $t_{d\max }=\frac{2R_{\max }}{c}=\frac{2\×150}{3\×{10}^8}=1\×{10}^{-6}s,$ c为光速，可得到理想情况下的雷达距离分辨率为： $\mathrm{\ΔR}=\frac{c}{2B}=0.3m,$ 其中，B为发射信号调频带宽，那么静止目标回波差频信号的最高频率为：

$\mathrm{\Δ}{f}_{\max }=2B\frac{t_{d\max }}{T}=1\mathrm{MHz},$ T为发射信号的周期；

根据采样定理，采样频率f_s≥2MHz。但如果采样率过大，则FFT的数据处理周期也会相应变大，不适合实时处理，故选择f_s＝2MHz。

在选择采样点数N时，应该考虑以下几个因素：

(1)在对于一定的采样点数，有效采样区间应该选在T_g＝[t_max，T/2]。这是由于S_B(t)(S_B(t)为正斜率调频区间的差频信号)的有效范围是t_d≤t＜T/2。

(2)理论上，为了提高测距精度，应该在整个有效时间段内进行采样，即N＝f_s(T/2-t_d)，所以有效时间基本上决定了一个周期中的采样点数。

(3)为了使测距具有唯一性，提高频域频率分辨率，应使N≥2R_max/ΔR。

由上面综合考虑，从而取采样点数N＝2048。

需要说明的是，FFT变换常用的方法是直接法，所谓直接法是把随机信号x(n)的N点观测数据x_N(n)视为一能量有限信号，直接取x_N(n)的傅立叶变换，得x_N(e^jω)，然后取其幅度的平方，再除以N，作为对x_N(n)真实功率谱的估计。即

${\hat{P}}_{\mathrm{PER}}\left(w\right)=\frac{1}{N}|X_N\left(\mathrm{\ω}\right){|}^2=\frac{1}{N}|\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)e^{-\mathrm{jn\ω}}{|}^2;$

功率谱估计的方法包括以下假设与步骤：

(1)把平稳随机信号X(n)视为各态遍历的，用其一个样本x(n)来代替X(n)，利用x(n)的N个观测值x_N(n)来估计x(n)的功率谱p(ω)。

(2)从记录一个连续的信号x(t)到估计出点数为N的FFT所能达到的频率分辨率为 $\mathrm{\ΔF}=\frac{f_s}{N},$ 当采样频率f_s为5MHz，N＝2048点时的频率分辨率为2.4MHz。

如前所述，根据差频信号即可计算出雷达目标的距离R₀，具体过程如下：

对于单一的静止目标，若目标与雷达之间距离为R₀，则雷达接收的回波信号相对发射信号的时延为：

$t_d=\frac{{2R}_0}{c},$ 其中c为光速。

在正斜率调频期间(t_d≤t＜T/2)，接收信号的频率f_R(t)可以表示为： $f_R\left(t\right)=f_T(t-t_d)=f_0-\frac{B}{2}+2B\frac{t-t_d}{T}$ (t_d≤t＜T/2)，f₀为发射信号中心频率，B为发射信号调频带宽；

则雷达接收的回波信号可以表示为：

$S_R\left(t\right)=\mathrm{\η}{A}_0\cos \{2\mathrm{\π}\left[(f_0-\frac{B}{2})(t-t_d)+B\frac{{(t-t_d)}^2}{T}\right]+P_0\},$ (t_d≤t＜T/2)；

其中η为回波衰减系数，A₀为发射信号的幅度，f₀为发射信号中心频率，P₀为发射信号初始相位。

回波信号与发射信号混频以后，经过低通滤波器滤波得到正斜率调频区间的差频信号：

$S_B\left(t\right)=\mathrm{\η}{A}_0^2\cos \left\{2\mathrm{\π}[(f_0-\frac{B}{2})t_d+2{\mathrm{Bt}}_d\frac{t}{T}-B\frac{t_d^2}{T}]\right\},$ (t_d≤t＜T/2)；

连续波雷达一般应用于较近距离的测量，回波相对发射信号的延迟t_d＜＜T，在不考虑0≤t＜t_d区间并将幅度归一化，则S_B(t)和差频Δf可表示为：

$S_B\left(t\right)=\cos \left\{2\mathrm{\π}[(f_0-\frac{b}{2})t_d+\mathrm{\Δft}]\right\},$ (t_d≤t＜T/2)；

其中差频信号为：

$\mathrm{\Δf}=2B\frac{t_d}{T};$

由上式可知差频信号是一个线性调频信号，它的频率与时延成正比，因此测得差频信号即可计算出距离R₀。通过FFT运算便可以得到相应的信号的功率谱，通过计算功率谱所在位置便可以测的目标距雷达的径向距离R₀。

对于本实用新型所需要差频信号的功率谱，鉴于信号的每个周期由正斜率调频区间和负斜率调频区间构成，由于信号在两个区间的对称性，所以以正斜率调频区间为例。实线为发射信号的时频曲线，在正斜率区间(0≤t＜T/2)，发射信号的频率为：

$f_T\left(t\right)=f_0-\frac{B}{2}+2B-\frac{t}{T};$

其中，T为调制周期，f₀为发射信号中心频率，B为发射信号调频带宽。假设初始相位为零，则发射信号的瞬间相位为：

$P\left(t\right)=P_0+2\mathrm{\π}(f_0-\frac{B}{2})t+2\mathrm{\πB}\frac{t^2}{T},$ (0≤t＜T/2)；

其中P₀为发射信号初始相位。因此，发射信号可以表示为：

$S_T\left(t\right)=A_0\cos [2\mathrm{\π}({\mathrm{tf}}_0-t\frac{B}{2}+B\frac{t^2}{T})+P_0],$ 0≤t＜T/2；

A₀为发射信号的幅度，P₀为发射信号初始相位。

从上面的分析可知线性调频雷达理想的发射信号S_T(t)与目标延迟后的接收信号S_R(t)混频后并滤除其高频分量得到的差频信号为S_B(t)，

令 $M={\mathrm{\ηA}}_0^2,{\mathrm{\ω}}_{1F}=4\mathrm{\π}\frac{{\mathrm{Bt}}_d}{T},\mathrm{\φ}=2\mathrm{\π}(f_0-\frac{B}{2})-2\mathrm{\πB}\frac{t_d^2}{T},$ (M是差频信号的幅度，ω_IF是角频率，φ是相位)且t_d＜＜T，故差频信号的功率谱近似为：

$P_s\left(\mathrm{\ω}\right)={\left(\frac{\mathrm{MT}}{2}\right)}^2[{\mathrm{Sa}}^2\frac{(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}})T}{2}+\mathrm{Sa}\frac{(\mathrm{\ω}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}})T}{2}];$

将 ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}=4\mathrm{\π}\frac{{\mathrm{Bt}}_d}{T}=8\mathrm{\π}\frac{\mathrm{BR}}{\mathrm{Tc}}=\frac{4\mathrm{\π}}{T}\frac{R}{\mathrm{\ΔR}},$ (其中 $\mathrm{\ΔR}=\frac{c}{2\mathrm{\ΔF}}$ 为调频雷达的距离分辨率)代入上式。即可得到归一化的连续波离散普。由于差频距离谱的正负是严格对称的，取其正频部分得：

$P_{s+}\left(\mathrm{\ω}\right)={\mathrm{Sa}}^2\left[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\ΔR}}(R-R_{\mathrm{IF}})\right],$ 该式即是调频雷达的连续波距离谱，其零点为R_IF±mΔR(m为正整数)。在实际的差频信号处理中，时域信号为由频率f_s采样得到的N点离散数字信号，频域信号是经过FFT运算得到的离散距离谱，其频率采样间隔为Δω＝2πf_s/N，相应的距离间隔为ΔR。

此外，为了进一步测量雷达目标的速度、加速度等数据，鉴于点数为N的FFT所能达到的频率分辨率为 $\mathrm{\ΔF}=\frac{f_s}{N},$ 当采样频率f_s为5MHz，N＝2048点时的频率分辨率为2.4MHz。对应的速度分辨率为：

$v_R=\frac{\mathrm{\ΔF\λ}}{2}=3.4m/s,$ λ为波长；

在本实用新型中，鉴于多普勒频率是由差频信号在正斜率调频期间和负斜率调频期间上的频率计算而来的，所以在进行差频信号频谱分析时就要必须保证多普勒频率在频域上可分辨，如果要实现一定的测速精度，在进行频谱分析时，频率分辨率应该能够同时满足距离分辨率和速度分辨率要求。如果多普勒频率很小，经过FFT后，频域离散化，且频率分辨率大于多普勒频率，那么多普勒频率将被淹没在差频信号中。在本实用新型中，设目标的最大速度为v_max＝30m/s，则运动目标产生的最大多普勒频移为：

$f_{d\max }=\frac{v_{\max }}{\mathrm{\λ}}=3.5\mathrm{kHz}>2.4\mathrm{kHz},$ 因此，频率分辨率是满足测速要求的。

在本实用新型中，所述的数字信号处理器DSP 104优选为TI公司的TMS32SOC54xx系列的DSP芯片。这个系列的DSP芯片价格适中，运算速度比较快，而且内部的硬件资源也比较丰富，具有较高的数字信号运算处理的速度。

在本实用新型中，数字信号处理器DSP 104与外置的计算机相连接，该主机用于显示差频信号的功率谱。外置的计算机与该数字信号处理器DSP 104之间的通信采用外设组件互连标准(Peripheral ComponentInterconnection，PCI)总线方式。

需要说明的是，PCI局部总线是一种高性能，32位或64位地址/数据复用的总线。它既可以作为中间层的总线也可以作为周边总线系统使用。

综上所述，与现有技术相比较，本实用新型提供了一种基于DSP的雷达信号处理器，其可以实现快速、实时地对运动目标进行检测和跟踪，增强雷达的目标识别性能，且无需另外采用专用芯片，有利于降低生产成本，具有重大的生产实践意义。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (9)

1.一种基于DSP的雷达信号处理器，其特征在于，包括：

发射机，用于产生连续的高频信号，并传送给外接的发射天线进行发送，且同时直接耦合传送给接收机；

接收机，用于接收发射机所发送的高频信号在遇到雷达目标后形成的回波信号，将该回波信号与发射机直接耦合传送的本振信号进行混频，获得模拟的差频信号并传送给数据采集单元；

数字信号采集单元，用于实时接收接收机所输出的模拟的差频信号，并将其转换为数字信号后实时传送给数字信号处理器；

数字信号处理器，用于接收数字信号采集单元所传送的数字差频信号，并进行快速傅里叶变换FFT，获得差频信号的功率谱，根据差频信号的功率谱的位置，获得雷达目标的径向距离。

2.如权利要求1所述的雷达信号处理器，其特征在于，所述连续的高频信号为采用线性调频方式所生成的无线电波信号。

3.如权利要求2所述的雷达信号处理器，其特征在于，所述连续的高频信号为采用对称三角波线性调频方式所生成的无线电波信号。

4.如权利要求1所述的雷达信号处理器，其特征在于，所述接收机包括有接收天线和混频器，其中，

所述接收天线，用于接收发射机所发送的高频信号在遇到雷达目标后形成的回波信号；

所述混频器，与接收天线.发射机相连接，用于将所述回波信号与发射机直接耦合传送的本振信号进行混频，获得模拟的差频信号并传送给数据采集单元。

5.如权利要求1所述的雷达信号处理器，其特征在于，所述数字信号采集单元包括有：信号接收子单元和模数AD转换器，其中，

所述信号接收子单元，与接收机相连接，用于实时接收接收机所输出的模拟的差频信号；

模数AD转换器，与信号接收子单元相连接，用于将接收机所输出的模拟的差频信号转换为数字差频信号。

6.如权利要求5所述的雷达信号处理器，其特征在于，所述模数AD转换器所具有的信号采样频率为10MHz，其具有的动态范围为60～90dB，其具有的数据分辨率为14位。

7.如权利要求5所述的雷达信号处理器，其特征在于，所述信号接收子单元和模数AD转换器之间还设置有信号滤波放大器，用于对模拟的差频信号进行放大和滤波。

8.如权利要求7所述的雷达信号处理器，其特征在于，所述模数AD转换器还外接有一个先进先出FIFO存储器，用于对差频信号所转换的数字信号进行存储。

9.如权利要求1所述的雷达信号处理器，其特征在于，所述数字信号处理器对数字差频信号进行的快速傅里叶变换FFT为加窗FFT。

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