CN1992584A - 个人网络mc－ss系统中的空码块码发射、接收装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种个人网络MC－SS系统的空码块码发射装置，其包括：SCBC编码器，用于对输入的经编码交织和调制后的信号进行块编码，对每Q个输入信号，经过线性变换后输出M个发射天线和J个码道的信号；M个扩频及多码复用模块，用于对各个码道的信号进行扩频后，将各码道的信号叠加在一起；M个OFDM调制模块，用于将频域的信号经过子载波映射，IDFT变换，插入循环前缀等，转换为时域信号。本发明与传统的空时块码方案相比，取消了对MC－SS系统帧长的限制，允许帧长为任意数量的MC－SS符号，从而可以使信令帧等保持较小的开销；同空频块码方案相比，在频率选择性信道下，SCBC具有很好的鲁棒性。

Description

个人网络MC-SS系统中的空码块码发射、接收装置及方法

技术领域

本发明涉及一种多载波扩频系统中的块码传输装置及方法，尤其涉及一种个人网络MC-SS系统中的空码块码传输装置及方法。

背景技术

九十年代末，Alamouti提出了著名的空时块码技术，利用多天线在空域和时域进行块码传输，以获得最大空间分集，改善系统性能。

随着移动通信市场的迅速发展，传统的窄带通信已经不能满足人们日益增长的需要，自第三代(3G)无线通信系统以后，宽带无线通信系统已经成为主流。与此同时，宽带无线通信系统中显现的频率选择性衰落特性，使得传统单载波通信系统的时域均衡代价过高，难以有力地支持关键的多天线技术。多载波通信系统因此取代单载波系统，成为后3G无线通信系统的主要解决方案。

在多载波系统中，传统的空时块码仍然可以一样地应用，只是在时域，用于前后相继的两个OFDM符号上。对于移动速度较慢的场景，信道变化缓慢，相继两个OFDM符号的对应子载波上信道响应基本相同，因此可以采用空时块码传输。移动速度的增大时，空时块码的正交性会受到一定程度的影响。此外，这种多载波系统的空时块码传输方案会对实际通信系统的帧结构设计带来限制，要求时域传输单元内的OFDM符号个数是空时块码长度的整数倍。因此，在多载波系统中，利用多天线在空域和频域进行块码传输，成为一种很自然的方案。随后，将空时块码同空频块码结合，得到多载波系统中的空时频块码传输方案。

传统的空时块码STBC应用于多载波系统时，需要在连续两个OFDM符号上进行空时编码，所以要求每帧中用空时块码传输的OFDM符号数量为偶数，这对多载波系统的帧长提出了额外的要求。传统的空频块码在连续两个子载波上进行空频编码，其译码算法是基于连续两个子载波的信道相应相同的假设，由于宽带无线通信系统的信道在频域的变化显著快于信道在时域上的变化，所以该假设在显著的频率选择性信道下将不能很好地保持有效。以上技术均未考虑到利用扩频码域进行多天线块码传输。

2004年底欧盟针对个人网络技术而提出的MC-SS空中接口方案，与传统的OFDM系统不同，它在多载波系统的基础上，进行了扩频和多码传输。个人网络MC-SS系统与城域和广域蜂窝网络MC-CDMA系统也有所不同。在蜂窝网中，由于基站和用户之间是点对多点的星形拓扑，所以各用户需要进行多址接入，MC-CDMA系统中的扩频码主要是用于区分用户和多址接入(MA)，并借此提高蜂窝网系统的软容量。在个人网络中，MC-SS系统物理层采用网状拓扑，各设备之间的链路通信主要采用时分复用，因此扩频码不用于区分用户或多址接入，而是用于多码传输。并且由于MC-SS系统是针对个人网络高数据速率空中接口所设计，所以大量的多码复用是MC-SS系统工作的主要模式。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种个人网络MC-SS系统中的空码块码发射、接收装置及方法，其利用信道映射，使不同的码道具有完全相同的映射信道，从而在频率选择性衰落的情况下，仍然能够通过空域和码域实现良好的块码传输，获得良好的空间分集。

为了解决上技术问题本发明所采用的技术方案是：

一种个人网络MC-SS系统的空码块码发射装置，其包括：

SCBC编码器，用于对输入的经编码交织和调制后的信号进行块编码，对每Q个输入信号，经过线性变换后输出M个发射天线和J个码道的信号；

M个扩频及多码复用模块，用于对各个码道的信号进行扩频后，将各码道的信号叠加在一起；

M个OFDM调制模块，用于将频域的信号经过子载波映射，IDFT变换，插入循环前缀等，转换为时域信号。

相应地，本发明还提供一种个人网络MC-SS系统的空码块码发射方法，包括如下步骤：

步骤1、首先，对输入的经编码交织和调制后的信号进行块编码，对每Q个输入信号，经过线性变换后输出M个发射天线和J个码道的信号；

步骤2、对各个码道的信号进行扩频后，将各码道的信号叠加在一起；

步骤3、将频域的信号经过子载波映射，IDFT变换，插入循环前缀等，转换为时域信号。

进一步地，本发明还提供一种个人网络MC-SS系统的空码块码接收装置，其包括：

OFDM解调模块，将接收到的基带信号变换为频域信号；

信道估计模块，利用MC-SS系统中的训练序列和导频信息，对频域信号进行MIMO信道估计；

均衡模块，对数据子载波上的频域信号，利用信道估计的结果进行频域均衡，得到发射天线m接收天线n数据子载波p上均衡后的信号；

解扩频模块，用于对均衡后的信号，用扩频码进行解扩频和解多码复用，得到各码道的信号，输出给空码块码解码器作为数据信号输入；

信道变换模块，用于对估计出的信道响应值进行变换，得到空码块码的等效信道，提供给空码块码解码器作为信道值输入；

空码块码解码器，其使用经过信道变换后的信道值，对各发射天线各码道的信号，进行解码。

相应地，本发明还提供一种个人网络MC-SS系统的空码块码接收方法，其包括如下步骤：

步骤1，将接收到的基带信号变换为频域信号；

步骤2，利用MC-SS系统中的训练序列和导频信息，对频域信号进行MIMO信道估计；

步骤3，对数据子载波上的频域信号，利用信道估计的结果进行频域均衡，得到发射天线m接收天线n数据子载波p上均衡后的信号；

步骤4，对均衡后的信号，用扩频码进行解扩频和解多码复用，得到各码道的信号，输出给空码块码解码器作为数据信号输入；

步骤5，对估计出的信道响应值进行变换，得到空码块码的等效信道，提供给空码块码解码器作为信道值输入；

步骤6，使用经过信道变换后的信道值，对各发射天线各码道的信号，进行解码。

本发明中所提出的个人网络MC-SS系统中的空码块码传输装置及方法其主要优势在于：同传统的空时块码(STBC)方案相比，取消了对MC-SS系统帧长的限制，允许帧长为任意数量的MC-SS符号，从而可以使信令帧等保持较小的开销；同空频块码(SFBC)方案相比，由于SCBC的映射信道对于所有码道都完全相同，所以SCBC不需要象SFBC那样假设频域信道相等，因此在频率选择性信道下，SCBC具有很好的鲁棒性。

附图说明

图1是本发明的空码块码传输的发射机的结构示意图。

图2是本发明的空码块码传输的接收机的结构示意图。

图3是本发明的2×2 MIMO MC-SS系统的误帧率性能。

图4是采用SCBC的2×2 MIMO MC-SS系统，同单天线SISO MC-SS系统的误帧率性能比较。

图5是采用SCBC的2×2 MIMO MC-SS系统，在不同的调制编码模式下的性能比较。

图6是采用SCBC的2×2 MIMO MC-SS系统，在不同码道数量下的性能比较。

图7是采用SCBC的2×2 MIMO MC-SS系统，同采用SFBC的2×2 MIMO MC-SS系统的误帧率性能比较。

具体实施方式

下面以40MHz采样频率的基本MC-SS系统为基础，以2×2的空码块码为例，具体说明本发明在个人网络中的应用方法。

对40MHz采样频率的MC-SS系统，其基本系统参数如表1所示：

             表一 40MHz采样频率MC-SS系统的基本参数

采样频率(MHz)	40
		FFT长度	256
数据子载波个数	192
		导频子载波个数	18
保护边带的子载波个数	45
		子载波间隔(kHz)	195.3
CP采样点数	16
		MC-SS符号的总采样点数	272
MC-SS符号内数据部分的时间长度(μs)	6.4
		MC-SS符号内CP部分的时间长度(μs)	0.4
MC-SS符号的总时间长度(μs)	6.8
		MC-SS系统的扩频因子	8

在本具本实施例中，所述的发射机包括：

SCBC编码器，用于对输入的经编码交织和调制后的信号进行块编码，对每Q个输入信号，经过线性变换后输出M个发射天线和J个码道的信号；Q是SCBC编码器每次处理的输入数据个数，J是SCBC编码器每次输出到的码道个数，比如：2×2的SCBC编码器，每次处理2个输入数据s1和s2，输出到2个码道。每次输出的码道个数J应是总码道个数K的因子，比如，共使用K＝8个码道，每次输出J＝2个码道，则SCBC编码器处理4次后，完成一组8个码道的输出。

M个扩频及多码复用模块，用于对各个码道的信号进行扩频后，将各码道的信号叠加在一起；

M个OFDM调制模块，用于将频域的信号经过子载波映射，IDFT变换，插入循环前缀等，转换为时域信号。

所述时域信号经过峰均比抑制、上变频等后续环节后，从对应的天线(共有M个天线)上发射出去。

对应地，发射机实施的具体步骤如下：

1)MC-SS系统经过编码交织和调制后的信号s(k)，送入SCBC编码器。

2)SCBC编码器对输入的信号进行块编码，对每相邻2个输入信号s(2k)和s(2k+1)(k＝0，1，…)，经过如下的线性变换后，输出2个发射天线的2个码道的信号：

$\left[\begin{array}{c}{s}_1\left(2k\right)\\ s_2\left(2k\right)\\ s_1(2k+1)\\ s_2(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& -1\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}s\left(2k\right)\\ s^{*}\left(2k\right)\\ s(2k+1)\\ s^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

或：

s₁(2k)＝s(2k)      s₂(2k)＝s(2k+1)

s₁(2k+1)＝-s^*(2k+1)  s₂(2k+1)＝s^*(2k)

其中s_m(k)表示输出到第m个发射天线的第k个输出信号，m＝1，2，上标*表示复共扼。对第m个发射天线上的输出信号s_k ^m，依次输出到相继的码道，8个码道用完后，继续输出到下一个扩频子载波组，一个MC-SS符号的24个扩频子载波组用完后，继续输出到下一个MC-SS符号。

3)对每个发射天线，各个码道的信号分别经过该码道对应的扩频码进行扩频后，送入扩频及多码复用模块。对于第m个发射天线第q个扩频子载波组中的8个码道上的一组信号，扩频及多码复用模块的算法可以由下式表示：

$\left[\begin{array}{c}{x}_m\left(8q\right)\\ x_m(8q+1)\\ M\\ x_m(8q+7)\end{array}\right]=W_8\left[\begin{array}{c}{s}_m\left(8q\right)\\ s_m(8q+1)\\ M\\ s_m(8q+7)\end{array}\right],$ q＝0，1，L，23

其中x_m(p)为数据子载波p上的发送信号，p＝0，1，…，191，W₈是以长度为S_F＝8的各个扩频码字为列向量所构成的扩频矩阵。对于8个码道的MC-SS传输系统，W₈可以取为

$W_8=\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1& 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1& 1\\ 1& 1& 1& 1& -1& -1& -1& -1\\ 1& -1& 1& -1& -1& 1& -1& 1\\ 1& 1& -1& -1& -1& -1& 1& 1\\ 1& -1& -1& 1& -1& 1& 1& -1\end{array}\right]$

4)对每个发射天线，在OFDM调制模块中，将192个数据信号映射到相应的192个数据子载波上，经过大小为256*K_OS的IDFT变换(K_OS为过采样因子)，插入循环前缀等，转换为时域信号。该时域信号经过峰均比抑制、上变频等后续环节后，从天线上发射出去。

进一步地，如图2所示：本发明的个人网络MC-SS系统的空码块码接收装置包括：

OFDM解调模块，将接收到的基带信号变换为频域信号；设接收天线n数据子载波p上的接收信号为r_n ^p。

信道估计模块，利用MC-SS系统中的训练序列和导频信息，对频域信号进行MIMO(多输入多输出)信道估计；设发射天线m接收天线n数据子载波p的信道响应估计值为

均衡模块，对数据子载波上的频域信号，利用信道估计的结果进行频域均衡，得到发射天线m接收天线n数据子载波p上均衡后的信号为： $z_{m,n}^p=g_{m,n}^p{r}_n^p$ 其中g_m，n ^p为均衡器系数，它可以是信道响应估计值 和信噪比γ等参数的函数。

解扩频模块，用于对均衡后的信号，用扩频码进行解扩频和解多码复用，得到各码道的信号，输出给空码块码解码器作为数据信号输入。

信道变换模块，用于对估计出的信道响应值 进行变换，得到空码块码的等效信道，提供给空码块码解码器作为信道值输入。

作为一个示例，对应于第m个发射天线的第q个扩频子载波组的SCBC等效信道估计值可以表示为：

${\hat{H}}_{m,n}^q={\left(\underset{p=(q-1)S_F}{\overset{q{S}_F-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{m,n}^p\right)}^{-1}$

其中S_F为MC-SS系统的扩频因子。

值得指出的是：映射信道值与码道无关，码道1～K的映射信道完全相同。这为空码块码的应用提供了良好的基础。

空码块码解码器，其使用经过信道变换后的信道值，对各发射天线各码道的信号，进行解码。

将空码块码解码器的输出信号，送入后续的MC-SS译码检测装置，获得发送的数据信息。

相应地，本实施例中接收机的相应步骤具体如下：

1)对接收到的基带信号，通过OFDM解调，变换为频域信号，设第n个接收天线第p个数据子载波上的接收信号为r_n ^p。

2)利用MC-SS系统中的训练序列和导频信息，进行信道估计，设第m个发射天线第n个接收天线第p个数据子载波的信道响应估计值为

3)对每个接收天线的数据子载波上的频域信号，利用信道估计得到的MIMO信道响应，进行频域均衡，得到第m个发射天线第n个接收天线第p个数据子载波上均衡后的信号为：

$z_{m,n}^p=g_{m,n}^p{r}_n^p$

对ZF均衡器，均衡器系数g_m，n ^p为

$g_{m,n}^p={{\hat{H}}_{m,n}^p}^H/{\left|{\hat{H}}_{m,n}^p\right|}^2$

其中运算|X|²可以表示为|X|²＝X^HX，上标H表示共扼转置。

4)对192个数据子载波上的信号，分别用扩频矩阵W₈对数据子载波上的信号进行解扩频和解多码复用。对于发射天线m的扩频子载波组q中的8个码道上的一组信号，解扩频模块的输出可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{y}_{m,n}\left(8q\right)\\ y_{m,n}(8q+1)\\ M\\ y_{m,n}(8q+7)\end{array}\right]=W_8^T\left[\begin{array}{c}{z}_{m,n}^{8q}\\ z_{m,n}^{8q+1}\\ M\\ z_{m,n}^{8q+7}\end{array}\right],$ q＝0，1，L，24

其中上标T表示矩阵转置。

将各码道的信号输出给空码块码解码器作为数据信号输入。

5)信道变换模块利用均衡器系数g_m，n ^p作为输入，得到空码块码的等效信道，提供给空码块码解码器作为信道值输入。

对应于第m个发射天线的第q个扩频子载波组的SCBC等效信道估计值可以表示为：

${\hat{H}}_{m,n}^q={\left|\underset{p=8(q-1)}{\overset{8q-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{m,n}^p\right|}^{-2}$

其中S_F为MC-SS系统的扩频因子，g_m，n ^p为均衡器系数，它可以是信道响应估计值

和信噪比γ等参数的函数，运算操作|X|^-2＝1/|X|²。

6)空码块码解码器使用变换后的信道值 对2个发射天线对应的第q个扩频子载波组中的每相邻2个码道的信号y_m，n(k)和y_m，n(k+1)，进行联合解码，解码算法可以表示如下：

$\hat{s}\left(2k\right)=\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{1,n}^q{y}_{1,n}\left(k\right)+{{\hat{H}}_{2,n}^q{y}_{2,n}}^{*}(k+1)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{1,n}^q+{\hat{H}}_{2,n}^q}$

$\hat{s}(2k+1)=\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{2,n}^q{y}_{2,n}\left(k\right)+{{\hat{H}}_{1,n}^q{y}_{1,n}}^{*}(k+1)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{1,n}^q+{\hat{H}}_{2,n}^q}$

其中

为空码块码解码模块的输出信号。

7)将空码块码解码器的输出信号，送入后续的MC-SS译码检测装置，检测出发送的数据信息。

以下为应用本发明的方法和装置于MIMO MC-SS系统中，获得的误帧率性能仿真结果。仿真在SystemC平台上进行，采用40MHz采样频率的MC-SS系统的标准参数配置，采用MAGNET根据个人网络场景测量获得的频率选择性信道模型，调制编码方式为16QAM调制，2/3卷积编码，8个码道传输，MIMO信道估计采用基于双天线正交训练序列的LS算法和线性插值。

图3是本实施例的2×2 MIMO MC-SS系统所获得的误帧率性能。图中点划线是理想信道估计下的误帧率，实线是真实信道估计下的误帧率。由图可见，真实信道估计的误帧率性能与理想信道估计的误帧率性能相差不大，约在0.3dB的范围内。

图4是采用SCBC的2×2 MIMO MC-SS系统，同单天线SISO MC-SS系统的误帧率性能比较。由图可见，在多天线MIMO MC-SS系统中采用本发明提出的SCBC方法和装置，能够获得空间分集增益，同单天线MC-SS系统相比，误帧率性能获得显著改善。在10^-1误帧率下，信噪比改善约11dB。

图5是采用SCBC的2×2 MIMO MC-SS系统，在不同的调制编码模式下的性能比较。由图可见，在10^-1误帧率下，QPSK调制1/2卷积编码的性能，比16QAM调制2/3卷积编码好6dB左右，64QAM调制3/4卷积编码的性能，比16QAM调制2/3卷积编码差7dB左右。在很高信噪比下，64QAM高阶调制出现性能平板效应，这是因为MC-SS系统的8个码道之间存在自干扰，在采用64QAM高阶调制的SISO MC-SS系统中，也存在类似的现象。

图6是采用SCBC的2×2 MIMO MC-SS系统，在不同码道数量下的性能比较。调制编码方式为：64QAM高阶调制，3/4卷积编码。由图可见，随着码道数量的减少，MC-SS系统的误帧率性能改善，性能平板效应很快消失。

图7是采用SCBC的2×2 MIMO MC-SS系统，同采用SFBC的2×2 MIMO MC-SS系统的误帧率性能比较。由图可见，SCBC方法所获得的性能同SFBC非常接近。

Claims (8)

1、一种个人网络MC-SS系统的空码块码发射装置，其特征在于，包括：

SCBC编码器，用于对输入的经编码交织和调制后的信号进行块编码，对每Q个输入信号，经过线性变换后输出M个发射天线和J个码道的信号；

M个扩频及多码复用模块，用于对各个码道的信号进行扩频后，将各码道的信号叠加在一起；

M个OFDM调制模块，用于将频域的信号经过子载波映射，IDFT变换，插入循环前缀等，转换为时域信号。

2、一种个人网络MC-SS系统的空码块码发射方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、首先，对输入的经编码交织和调制后的信号进行块编码，对每Q个输入信号，经过线性变换后输出M个发射天线和J个码道的信号；

步骤2、对各个码道的信号进行扩频后，将各码道的信号叠加在一起；

步骤3、将频域的信号经过子载波映射，IDFT变换，插入循环前缀等，转换为时域信号。

3、一种个人网络MC-SS系统的空码块码接收装置，其特征在于，包括：

OFDM解调模块，将接收到的基带信号变换为频域信号；

信道估计模块，利用MC-SS系统中的训练序列和导频信息，对频域信号进行MIMO信道估计；

均衡模块，对数据子载波上的频域信号，利用信道估计的结果进行频域均衡，得到发射天线m接收天线n数据子载波p上均衡后的信号；

解扩频模块，用于对均衡后的信号，用扩频码进行解扩频和解多码复用，得到各码道的信号，输出给空码块码解码器作为数据信号输入；

信道变换模块，用于对估计出的信道响应值进行变换，得到空码块码的等效信道，提供给空码块码解码器作为信道值输入；

空码块码解码器，其使用经过信道变换后的信道值，对各发射天线各码道的信号，进行解码。

4、根据权利要求3所述的个人网络MC-SS系统的空码块码接收装置，其特征在于，所述信道变换模块的输入信号，可以直接为信道估计模块的输出，也可以间接为均衡模块的输出。

5、一种个人网络MC-SS系统的空码块码接收方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，将接收到的基带信号变换为频域信号；

步骤2，利用MC-SS系统中的训练序列和导频信息，对频域信号进行MIMO信道估计；

步骤3，对数据子载波上的频域信号，利用信道估计的结果进行频域均衡，得到发射天线m接收天线n数据子载波p上均衡后的信号；

步骤4，对均衡后的信号，用扩频码进行解扩频和解多码复用，得到各码道的信号，输出给空码块码解码器作为数据信号输入；

步骤5，对估计出的信道响应值进行变换，得到空码块码的等效信道，提供给空码块码解码器作为信道值输入；

步骤6，使用经过信道变换后的信道值，对各发射天线各码道的信号，进行解码。

6、根据权利要求5所述的个人网络MC-SS系统的空码块码接收方法，其特征在于，步骤5中，对应于第m个发射天线的第q个扩频子载波组的SCBC等效信道估计值可以表示为：

${\hat{H}}_{m,n}^q={\left(\underset{p=(q-1)S_F}{\overset{{\mathrm{qS}}_F-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{m,n}^p\right)}^{-1}$

其中S_F为MC-SS系统的扩频因子，其中g_m，n ^p为均衡器系数，它可以是信道响应估计值 和信噪比γ等参数的函数。

7、根据权利要求5所述的个人网络MC-SS系统的空码块码接收方法，其特征在于，对应于第m个发射天线的第q个扩频子载波组的SCBC等效信道估计值可以表示为：

${\hat{H}}_{m,n}^q={\left|\underset{p=(q-1)S_F}{\overset{q{S}_F-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{m,n}^p\right|}^{-2}$

其中S_F为MC-SS系统的扩频因子，g_m，n ^p为均衡器系数，它可以是信道响应估计值

和信噪比γ等参数的函数，运算操作|X|^-2＝1/|X|²。

8、根据权利要求5所述的个人网络MC-SS系统的空码块码接收方法，其特征在于，步骤6中的解码算法可以表示如下：

$\hat{s}\left(2k\right)=\frac{\underset{n-1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{1,n}^q{y}_{1,n}\left(k\right)+{\hat{H}}_{2,n}^q{y}_{2,n}*(k+1)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{1,n}^q+{\hat{H}}_{2,n}^q}$

$\hat{s}(2k+1)=\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{2,n}^q{y}_{2,n}\left(k\right)-{\hat{H}}_{1,n}^q{y}_{1,n}*(k+1)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{1,n}^q+{\hat{H}}_{2,n}^q}$

其中

为空码块码解码模块的输出信号， 为空码块码解码器使用变换后的信道值，y_m，n(k)和y_m，n(k+1)为2个发射天线对应的第q个扩频子载波组中的每相邻2个码道的信号。

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