CN1981290A - 用于无线数据传输装置的调制器和调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在转发器和基站之间进行数据传输用的调制器(M)，它根据要发射的数据对所接收的电磁载波信号进行调幅和/或调相，带有：控制输入，其上施加调制控制信号；整流电路(GL)，对所接收的电磁的载波信号进行整流，它有至少一个整流级(S1－S3)；至少一个可由调制控制信号控制的开关装置(SE)，它在其输出一侧干预该整流电路至少一个整流级并可以通过它给这个整流级的至少一个节点(H1－H3)施加基准电势。本发明还涉及带有这样的调制器的转发器，以及运行这样一个调制器的调制方法。

Description

用于无线数据传输装置的调制器和调制方法

技术领域

本发明涉及一种在转发器和基站之间进行数据传输用的调制器，它根据要发射的数据对所接收的电磁载波信号进行调幅和/或调相。本发明还涉及一种带有这样的调制器的转发器以及用于运行这样的调制器的调制方法。

本发明处于转发器技术的领域，特别是处于用于识别目的的无触点通信的范围。尽管可以应用于任意通讯系统，从而用于任意调制装置，但是下面在所谓RFID-通信系统和特别是RFID-调制装置及其应用方面，阐述本发明以及它所考虑的问题。这时，RFID代表″射频识别″。在RFID-系统上在一个或者多个基站(或写入/读出装置)和一个或者多个转发器之间进行无线数据传输。关于RFID-技术的一般背景参见Klaus Finkenzeller所著Hanser出版社出版的“RFID手册”2002年第三修改版。

背景技术

无源转发器无独立的电源可供使用，半无源转发器虽然有本身的电源可供使用，然而不论有源还是半无源的转发器都不通过有源发送器向基站数据传输。这种类型的无源和半无源RFID-系统为了传输数据，特别是在距离显著地超过1米时，与超高频或微波结合在一般情况下使用所谓反向散射技术(或者亦称反向散射耦合)。在反向散射技术下，使用转发器向基站数据反向传输用的天线反向散射截面。为此由基站调制发射电磁的载波信号，转发器的发射和接收装置接收该信号并将其解调。转发器还用常用的调制方法调制并反射与要传递到基站的数据相应的电磁的载波信号。这一般是通过改变转发器的发射和接收装置的输入阻抗完成的，它改变与之连接的天线的反射特性。为了调制除了幅度调制(ASK)以外，在现代的通讯系统下还日益广泛采用相位调制(PSK)和频率调制(FSK)与脉宽调制(PWM)结合。为此已知不同的方法。

在第一调制方法类型下，例如在欧洲专利申请EP 1 211 635 A2中描述的，通过接通和截断一个基本上是欧姆型，因此是电阻型的负载来改变该输入阻抗的实部，以此产生主要是所反射的波形的振幅改变或者幅度调制。这个调制方法称为移幅键控(ASK)。在这里作为附加的消耗者，转发器电压源也对该欧姆型负载产生负载，以此显著地缩小在转发器和基站之间可桥接的最大距离，特别是本身没有电源的无源转发器。因此，ASK调制特别适宜于在基站和转发器之间小的距离，然而在距离较大时只可以有条件地采用。

在第二调制方法类型下发射和接收装置输入部分电容的电容量改变影响阻抗的虚部，以此主要产生反射波的相位改变或者相位调制。这个调制方法称为移相键控(PSK)。例如在旧德国专利申请DE101 58 442 A1中本申请人说明了一种这样的方法。与ASK调制相比，PSK-调制实际上不影响工作电压，因此可以达到较高的效率并增大转发器和基站之间可桥接的最大距离。自然，当转发器和基站之间距离变得较小时，转发器的反射功率略微下降。在距离非常小时，可能出现该基站不再能检测该转发器所反射、相位调制的信号的情况。因此，在基站和转发器之间的距离非常小时，PSK-调制不是最优的。

因此，有这样的需要，即RFID-系统不仅在近距离，因而在转发器和基站之间在距离相对较小时，而且在远距离，亦即在转发器和基站之间距离相对较大时都能运行。在近距离和远距离的定义方面，参见前言中所述的Klaus Finkenzeller所著的RFID-手册。

在RFID-通信系统至今已知的调制器下，开关单元在整流器之前(在ASK-和PSK-调制的情况下)或者之后(在ASK调制作为末级调制的情况下)进行干预。在本申请人的至今尚未公开的文件登记号码为DE 103 01 451的德国专利中请中描述了一种方法，其中设置多级整流电路，调制器安排在一个公共的节点上在整流器相邻的各级之间进行干预。这里通过该安排进行幅度调制，其中发送回基站的载波的调制用一个与该整流器连接的开关装置进行。为此把调制控制信号引入开关装置。这个解决方案使这个直流节点的开关单元产生显著的负载，特别是无源时，尤其是基于反向散射的转发器系统只有近场，亦即，距离非常小时通过转发器从电磁场进行高的能量吸收才可能。

发明内容

于是本发明的任务在于，在无线传输数据时提供一种有效地和尽可能可靠的调制，其中借助于整流器产生对发送回去的载波的调制。

按照本发明，该任务通过带有权利要求1的特征的调制器、通过带有权利要求16的特征的转发器以及通过带有权利要求17特征的方法解决。

据此设置：一种用以在转发器和基站之间传输数据的调制器，它在转发器中根据要发射的数据对所接收的电磁载波信号进行相位调制和/或幅度调制，它包括由对所接收的电磁的载波信号进行整流用的整流电路，该整流电路包括至少一个带有至少一个电路节点的整流级，而且其中该电路接点借助于电容耦合与整流电路的一个输入端连接；开关装置，该开关装置在整流电路的至少一个整流级内部在输出一侧进行干预，其中该整流级的至少一个电路节点与该开关装置连接；和调制控制装置，该调制控制装置提供用于该开关装置的控制输入的调制控制信号(权利要求1)。

一种用以与基站进行无线数据通信的转发器，其带有用以接收所接收的电磁的载波信号和用以发射调制的数据的发射和接收装置，带有至少一个按照本发明的调制器，该调制器在该整流电路内部对要发射的数据进行相位调制和/或幅度调制(权利要求16)。

一种在转发器和基站之间进行传输数据的方法，其中在转发器中根据要发射的数据对所接收的电磁载波信号进行相位调制后发射回去，并借助于调制控制装置产生调制控制信号，其中该调制控制信号引入整流器，并且只用该整流器进行调制(权利要求17)。

本发明所基于的构思是，至少一个整流级的至少一个交流节点与可控开关装置连接。该交流节点具有与转发器天线输入端的电容耦合，亦即，在高频载波信号的情况下，该交流节点直接与转发器的输入端连接。由控制信号控制的该可控开关装置设计得使这些AC-节点连接一个电位，例如基准电势，并以此改变整流器或转发器的输入阻抗。这使有效地的相位调制为可能，其中调制装置元件在高频范围以及在低频范围的寄生特性在输入一侧不起作用。同时在给定情况下使该整流电路输出电压平滑用的电容只略微通过开关机构与该调制一起产生负载。另外或者作为另一方案，还可以规定，该可控开关装置还干预该整流电路内部至少一个直流节点和/或干预该整流电路负载调制用的一个输出节点。当在近场在无源转发器的情况下从该基站的电磁场吸收非常多能量和只应该借助于整流器进行调制时，这是特别有利的。作为另一方案，该振幅调制还可以不在整流器中，而是在另一个单独与转发器的天线输入端连接的开关单元中进行。

在交流节点和直流节点上进行干预的优点在于，按照本发明改变后的调制器自动禁止该整流电路输出端上支持电容器的放电，其中只要通过调制而起反应的整流级的电位较低接在后面的二极管极化为阻塞状态。此外，本申请人的研究已经表明，可控开关装置在交流节点上进行干预时，效益甚至比在整流电路的直流节点上进行干预时还高。因此，当在远场中转发器只有借助于该整流器(获得的)少量能量可供使用时，按照本发明的调制对PSK-调制特别有利。

此外按照本发明的调制还提供非常可靠的，与ASK调制结合，而且非常灵活的调制，因为在这里不仅对于ASK-调制而且对于PSK-调制提供有效的调制。

本发明有利的配置和扩展可由从属权项以及参照附图进行的描述得知。

在一个有利的配置中，电压传感器与整流器的输出端和可控开关装置的输入端连接。以此可以根据整流器输出电压的高低借助于评价单元，例如与门把整流器出现的输出电压的高低和调制控制信号之间进行联系。以此可以根据门电路的开关阈值规定第一电压阈值，以便只要电压传感器或者调制控制信号不给出一个最小电压，便在整流器内部有效地抑制调制。

在一个特别有利的配置中，在电压传感器和评价单元之间设置一个比较器，它优选构成为施密特触发器。～|这里可以在比较器的输入端施加一个基准电压，籍此预先给定电压阈值。通过该电压阈值可以使带有振幅调制的整流器附加地或者作为另一方案，施加相位调制。根据评价单元的构成，例如构成为或门逻辑电路，可以达到调制类型的串级，其中优选在超过第一电压阈值时接通相位调制并在超过更高的第二电压阈值时附加地接通振幅调制。

在另一个扩展中，还可以借助于电压传感器根据整流器的输出电压改变调制指数。这里特别是在振幅调制时把调制度提高至最大100％，只要整流器给出足够高的输出电压。

在另一个有利的配置中，至少一个整流级有一个第一节点带有高的高频电势，并且接在第一节点之后的第二节点带有比第一节点小的第二高频电势。

在一个进一步扩展中，该可控开关装置在输出一侧与该整流电路的至少一个第一节点连接。附加地或者作为另一方案，在第二进一步扩展中，该可控开关装置还可以在输出一侧与该整流电路的至少一个第二节点连接。

在一个最小实施例中，该整流电路形成为单级整流器。在这种情况下，该可控开关装置在输出一侧与单级整流器的唯一的整流级的第一节点连接。

在一个替代的配置中，该整流电路形成为多级整流器。这时该可控开关装置优选在该整流级中的至少两个进行干预，但不一定必须如此。

在一个有利的配置中，该可控开关装置有至少一个可控开关，它的控制端子可以通过一个控制信号控制，以此其受控段可由控制信号控制开和关。这时，该可控开关优选形成晶体管，特别是形成MOS场效应管，这时，特别是形成为CMOS-MOS场效应管。作为另一方案，在这里还可以设置为双极性晶体管、结场效应晶体管、半导体闸流管、IGBT等的晶体管。

附加地或者作为另一方案，该可控开关还可以形成为变容管，特别是形成为MOS-变容管。

在一个特别有利的配置中，安排至少一个电容元件，特别是电容与该可控开关的受控段串联。还可以使用适当连接的晶体管作为电容元件。这时，该电容元件不仅可以在基准电压侧而且可以附加地或者作为另一方案，在输出一侧安排在该整流电路的方向上。该可控开关的输出端优选通过该电容元件与第一节点耦合。

在一个同样特别有利的配置中，安排至少一个电阻元件，特别是一个电阻与该可控开关的受控段并联和/或串联。还可以使用晶体管作为电阻元件。这时，该电阻元件不仅可以安排在基准电压侧，而且可以附加地或者作为另一方案，安排在输出一侧在该整流电路的方向上。该可控开关的输出端优选通过电阻元件与第二节点耦合。在第一配置中该调制器形成为相位调制器，用以影响发射和接收装置的电气特性。附加地或者作为另一方案，该调制器还可以形成为幅度调制器，用于移幅键控和/或影响发射和接收装置的负载，使电磁的载波信号可用数据信号调制。

附图说明

下面根据在附图的示意图中给出的实施例对本发明作较详细的说明。这时，附图中：

图1用方框电路图表示带有按照本发明的调制器一般的第一配置；

图2根据方框电路图表示带有按照本发明的调制器的更详细的第二配置；

图3是按照本发明的调制器的第一实施例；

图4表示按照本发明的调制器的第二实施例；

图5表示作为带有电阻的晶体管的可控开关装置的第一配置；

图6表示作为带有电容的晶体管的可控开关装置的第二配置；

图7表示作为带有电容的变容管的可控开关装置的第三配置。

具体实施方式

在这些图中，相同的或功能相同的元件和信号，只要不特别指出，都用相同的标号标示。

图1用方框电路图表示带有按照本发明的调制器一般的第一电路，标号1标示的发射和接收装置表示无源或者半无源转发器，用以与图1中未示出的基站进行双向通信。

该发射和接收装置1有一个输入端2和一个输出端3。输入端2有第一和第二输入端子4，5，其中第一输入端子4上施加输入电势VIN，而第二输入端子5上施加基准电势，例如地电位GND。输入电势VIN是例如，由基站发射并由转发器接收的电磁载波信号或者由此引出的信号。输出端3上设置输出端子6，其上可量取输出信号VOUT。

在输入端2和输出端3之间设置按照本发明的调制器M。调制器M有整流器GL，它可以形成为单级或者多级的。调制器M还有一个可控开关装置SE，它与整流器GL连接，并整流器GL内部的一个节点，正如下面还要详细描述的，施加控制电势V1。该可控开关装置SE另外还有控制端子7，其中可耦合调制控制信号MCS。该调制控制信号MCS按照本发明由控制电路SS产生。可控开关装置SE和整流器GL各自与基准电势GND连接。

安排在整流器GL的输出端8和输出端3之间的电容型负载CL和欧姆型负载RL的并联电路，代表转发器电路以下不再更详细地感兴趣的，因此，不再详细表示的部分各自的负载分量，其中该电容负载CL基本上用来使整流器GL的输出电压平滑。

该基站发射电磁波，例如在超高频范围，由该天线接收。该电磁波功率的一部分用来向转发器供电，另一部分根据要向基站传递的数据进行调制并反射。在输入端子4，5之间的输入端2上出现的交流电压信号，它借助于吸收从基站的载波场取出，借助于整流器GL进行整流。

在调制器的不同的结构和用于移相键控和移幅键控的工作方法方面参见在前言中指出的本申请人的尚未公开的文件登记号码为DE103 01 451的德国专利申请，在这些要点方面全部内容包括在本专利申请书中。

图2表示发射和接收装置1，其中利用二极管串来产生基准电压，用来释放移相键控和/或移幅键控。该调制器M包括电压传感器SP，形成为串联的二极管D7-D10。该二极管D7-D10安排在整流器GL的输出端8和基准电势GND之间在导通方向上。电压传感器内部电压传感器SP的输出端与二极管串的节点N连接，与比较器KO的输入端连接。该比较器KO形成为施密特触发器，还有另一个输入端，其上施加基准电压Vref。比较器的输出端在控制装置SE内部与评价单元BE连接，它与同样在该控制装置上出现的调制控制信号MCS进行与门联系。该可控开关装置SE还包括MOS-晶体管T，以它的漏极-源极通道(受控段)的一个端子与电源电压连接，它的漏极-源极通道的另一个端子与基准电势GND连接。MOS-晶体管T的控制输入G还与评价单元的输出端连接。

在节点N上施加的基准电势Vref，与比较器KO的电压阈值Vref结合以及通过与评价单元G1的联系，用作移相键控和/或移幅键控的释放信号。当整流器GL输出端8上的输出电势V2不足以使二极管串D7-D10导通时，在与节点N连接的比较器KO的输入端上施加一个对应于基准电位GND或逻辑零的非常小的电压。因此，比较器KO的输出端同样处于″0″，而且在这个状态下一直保持到在该节点出现的电压大于基准电压Vref，亦即该晶体管T截止，亦即处于截止状态。尽管该调制装置M仍旧受该调制控制信号MCS控制处于非激活状态，只要评价单元中给出与联系。在这种情况下只有在整流器GL的输出端8上有足够的电压电平V2，而这只有在相应的较高的电场强度才出现，才释放，亦即调制装置M激活。当出现足以激活的电压电平时，评价单元BE输出信号对应于调制控制信号MCS，以此该晶体管T与调制控制信号MCS同步导通和截止。

图3表示按照本发明的调制器M的第一实施例。图3表示带有调制干预的形成为电压倍增电路的整流器GL的电路图。该电压倍增电路GL，在这里只是举例，由三级S1-S3组成，其中各个整流级S1-S3串联在该电压倍增电路GL的输入端10和输出端11之间。可以理解，该电压倍增电路GL还可以多于或少于三级Sx，其中级Sx的数目取决于所选择的要求输出电压。电压倍增电路GL的输入电压UE施加在输入端子A1和基准电势GND之间。输出电压UA可以在输出端子A2取出。电压倍增电路GL前级Sx的输出端或者输出节点，正如下面还要阐述的，各自与下一级Sx的一个输入端或者输入节点耦合。

第一级S1包括两个电容C21，C22和两个二极管D21，D22。电容C21的一个端子与输入端子A1连接，另一个通过第一节点H1与二极管D21的阴极并与二极管D22的阳极连接。这个第一节点H1形成一个高频的所谓交流节点H1。二极管D21的阳极和电容C22的一个端子与基准电位GND连接。电容C22的另一个端子和二极管D22的阴极通过第二节点N1彼此连接并与基准电位GND一起形成第一级S1的输出。第一级S1的输出端相对于第一节点H1是低频的，所谓直流节点N1。第二节点N1仿佛形成下一级S2的输入节点。

第二级S2包括两个电容C23，C24以及两个二极管D23，D24。二极管D23的阳极与第一级S1的输出端子N1连接。二极管D23，D24串联在输入节点N1和起输出节点作用的第二级S2的第二节点N2之间在导通方向上连接。在输出节点N2和基准电位GND之间连接电容C24。第一级S1与第二级S2附加地通过电容C23耦合，它以其一个端子与输入端子A1和以其另一个端子与在二极管D23，D24的二极管串联电路之间取出点连接，并从而与第二级S2的第一节点H2连接。

第三级S3包括两个电容C25，C26以及两个二极管D25，D26。这用与第二级S2相同的方法连接。该第三级S3的第二节点N3形成得似乎是电压倍增电路GL的输出端子A2。

在图3的例子中，移相键控用的第二级S2的第一节点H2与可控开关装置SE连接，例如与图2晶体管T的输出端连接。该可控开关装置SE连接得受控制信号，例如调制控制信号MCS控制，这些节点H2与基准电位GND同步。这起反射波移相键控的作用。这种类型的干预的优点是显而易见的。通过多级整流器GL一个级S2内部的可控开关装置SE的干预，与所连接的负载在整流器GL之后或者之前相比在于，接在后面的电容负载CL和电阻负载RL通过开关装置不再附加地产生负载。

图4表示按照本发明的调制器的第二实施例。不同于图3，在这里可控开关装置SE在输出一侧附加地还在第二级S2的输出端，因而在第二级S2的第二节点N2干预。因而1在图4的例子中，除了移相键控以外，还进行移幅键控，其中该第二级S2的第二节点N2通过可控开关装置SE施加基准电势GND。这时，可控开关装置SE连接并通过调制控制信号MCS进行控制，使该节点N2与基准电位GND同步，这附加地或者作为另一方案，起反射波移幅键控的作用。

这两个工作方式，亦即移幅键控和移相键控这时都可以同时或者再根据应用彼此分开进行。还可以设想，当可控开关装置SE不作为一个装置形成时，而是在该整流电路GL中设置多个这种装置，各自用于一种工作模式(ASK，PSK)或者针对各自的一个干预。

还可以不用所示的级S1-S3，而使用Delon/Greinach电路，Villard-电路等中的一个级，此时在一个级Sx内部至少一个高频HF-节点Hx和优选还有一个低频内部Nx通过可控开关装置SE与基准电势GND连接。正如从上面描述的示例性实施方式清楚地表明的，本发明提出一个方法和附属的电路，使基站和无源转发器之间可靠的传输数据通过更大的距离范围，在距离相对较小时直至距离相对较大成为可能。这些电路非常简单地集成在不同的转发器设计中。

图5和6表示带有电阻或电容的可控开关装置SE的第一和第二配置。其中图5和6包含该可控开关装置SE各自一个晶体管T1。这时，该晶体管T1可以是图2的晶体管T或者由此形成的不同的开关装置。该晶体管T1有一个控制端子G，其上例如，可耦合调制控制信号MCS或者由此引出的信号。通过控制端子G，晶体管T1在MOSFET-晶体管的情况下籍此形成它的栅极-源极段或它的栅极-源极通道，用控制信号VG控制开、关。这时，控制信号VG可以是一个由调制控制信号MCD引出的信号。

在图5中该可控开关装置SE是针对时间连续的直流应用设计的。在图5(a)中，晶体管T1的受控段直接安排在基准电势GND和第二NF-节点Nx之间。在图5(b)中，第一电阻R1安排在晶体管T1的输出端子D和NF-节点Nx之间。在图5(c)中，附加地另一个电阻R2安排得与晶体管T1的受控段并联。一个这样的可控开关装置SE在晶体管T1的导通状态下引起整流器GL中附加的直流电流消耗，并以此改变的阻抗，其中以此基本上改变转发器阻抗的实部。

在图6中可控开关装置SE是针对时间离散的交流应用设计的。在图6(a)中，在晶体管T1的输出端子D和HF-节点Hx之间安排第一电容C1。因此，图6(a)表示一个连接的电容，它在时间离散的区域内呈现电阻功能。在图6(b)中，附加地另一个电容C2安排在在晶体管T1的基准电压侧端子S和基准电势GND之间。在图6(c)中，附加地电阻R3与另一个电容C2并联，就是说安排在晶体管T1的基准电压侧端子S和基准电势GND之间。一个这样的可控开关装置SE在晶体管T1的导通状态下，因为在电流和电压之间相角较大，引起整流器GL中一个附加的交流功率消耗和以此引起阻抗改变。在该阻抗改变时，该阻抗的实部和虚部也改变。人们在这里还可以谈论附加的衰减电路，或者作为另一方案，还可以谈论接入一个电容，带来一个非常小和从而坏的，因为非常高有损失的串联电阻Q值。在这里基本上改变转发器阻抗的虚部。

在图7中该可控开关装置SE包括一个变容管C3。变容管C3是受电压控制的电容，它还有控制接点，通过它可以控制，从而调节变容管C3的电容。为此目的，变容管C3的电容接点A，K各自与未示出的控制装置的输出端连接，例如，取决于调制控制信号有目的地调整变容管C3的电容。在图7(a)中，变容管C3直接安排在基准电势GND和NF-节点Hx之间。在图7(b)中，第一电容C4安排在变容管C3的输出端子A和HF-节点Hx之间。在图7(c)中，附加地把另一个电容安排在变容管C3的基准电压侧端子K和基准电势GND之间。一个这样地形成的可控开关装置SE同样基本上改变转发器阻抗的虚部。

尽管上面根据优选的实施例描述了本发明，但不限于此，而是可以以多种类型和方法改变。

这样，特别是整流电路，正如上面已经说明的，不限于图3和4的电路技术结构，而是可以任意以其他方式形成，例如形成单级或者多级。

该可控开关装置SE的配置也只应理解为范例。在这里显而易见，可以找到任意其他和扩展的配置和扩展，例如通过准备附加的电阻和/或电容，接在开关或变容管的受控段的输出一侧和/或在基准电压侧或者并联和/或串联。特别是还可以设想上述布置的结合。

本发明特别是不只限于RFID-系统，而是显而易见可以进行扩展，例如用于单个部分的识别(英文：item identification)。往往各个部分不必唯一地知道。在这里主要可以排除例如有错误的部分的存在就够了。这主要还称为非唯一的识别。转发器在这方面运行时，这是一个可遥控的传感器的功能(英文：remote sensor(遥感器))。因此本发明还明确地涉及这样的传感器，此时进行用以把数据从数据载体或传感器读出和将其写入的通信。作为这种所谓遥控传感器应用的例子，有温度传感器、压力传感器等。

附图标号

1  发射和接收装置

2  输入端

3  输出端

4  第一输入端子

5  第二输入端子

6  输出端子

7  控制端子

8  整流器的输出端

10 输入端

11 输出端

A  变容管1端子，阳极

A1 输入端子

A2 输出端子

C1，C2    电容

C21，C22  第一整流级的电容

C23，C24  第二整流级的电容

C25，C26  第三整流级的电容

C3        变容管

C4，C5    电容

CL        电容性负载

D         晶体管d1输出端子

D25，D26  第三整流级d1二极管

D7-D10    二极管

G         晶体管d1控制端子

G1        评价单元

GL        整流器，电压倍增电路

GND       基准电势，基准物的电势

H1-H3，Hx 第一高频的节点，交流节点

K         变容管阴极的端子

KO        比较器

M         调制器

MCS       调制控制信号

N         取出点

N1-N3，Nx 第二低频节点，直流节点

R1-R3     电阻

RL        欧姆型负载

S         晶体管的在基准电压侧端子

S1-S3     整流级

SE        可控开关装置

SP        电压传感器

SS        控制电路

T         MOS-晶体管

T1        晶体管

UA        输出电压

UE        输入电压

V1        控制电势

VIN       输入电势

VOUT      输出信号

VRef    基准电势

Claims (22)

1.一种在转发器和基站之间进行数据传输用的调制器(M)，该调制器在转发器中根据要发射的数据对所接收的电磁载波信号进行调相和/或调幅，该调制器包括：

用以对所接收的电磁的载波信号进行整流的整流电路(GL)，它包括至少一个带有至少一个电路节点(H1-H3)的整流级(S1-S3)，而该电路节点(H1-H3)借助于电容耦合与该整流电路的输入端(A1)连接；

开关装置(SE)，它在该整流电路(GL)的至少一个整流级(S1-S3)内部的输出侧进行干预，其中该整流级(S1-S3)的至少一个电路节点(H1-H3)与该开关装置(SE)连接；

调制控制装置，它提供用于开关装置(SE)的控制输入(7)的调制控制信号(MCS)。

2.按照权利要求1的调制器，其特征在于，为了调制载波信号只设置整流器(GL)。

3.按照权利要求1或者权利要求2的调制器，其特征在于，设置一个与该开关装置(SE)的输入端和与整流器(GL)的输出端(8)连接的电压传感器(SP)。

4.按照权利要求3的调制器，其特征在于，该开关装置(SE)设有评价单元(G1)，借助于该评价单元将电压传感器(SP)的信号与调制控制信号(MCS)优选以一种逻辑形式联系起来。

5.按照权利要求1至4中之一所述的调制器，其特征在于，在电压传感器(SP)的输出端和控制装置(SE)之间设置一个比较器(KO)，在其上施加基准电压(VREF)。

6.按照权利要求1至5中之一所述的调制器，其特征在于，至少一个整流级(S1-S3)设有带有高的高频电势的第一节点(H1-H3)和接在该第一节点(H1-H3)之后的带有比第一节点(H1-H3)低的第二高频电势的第二节点(N1-N3)。

7.按照权利要求1至6中之一所述的调制器，其特征在于，该可控开关装置(SE)在输出侧与该整流电路(GL)的至少一个第二节点(N1-N3)连接。

8.按照权利要求1至7中至少一项所述的调制器，其特征在于，该整流电路(GL)形成为多级整流器(GL)，而可控开关装置(SE)在输出侧在至少两个整流级(S1-S3)中进行干预。

9.按照上列权利要求中的至少一项所述的调制器，其特征在于，该可控开关装置(SE)具有至少一个可控开关(T1，C3)，它的控制端子(G)可由控制信号(VG)控制，以此通过该控制信号(VG)控制它的受控段的开和关。

10.按照权利要求9的调制器，其特征在于，该可控开关(T1)形成为晶体管，特别是MOS场效应管(T1)。

11.按照权利要求9或者10中至少一项所述的调制器，其特征在于，该可控开关形成为变容管(C3)，特别是MOS-变容管(C3)。

12.按照权利要求9至11中至少一项所述的调制器，其特征在于，安排至少一个电容元件(C1，C2，C4，C5)，特别是一个电容与可控开关(T1，C3)的受控段串联。

13.按照权利要求12的调制器，其特征在于，该可控开关(T1，C3)的输出端(D)通过该电容元件(C1，C4)与第一节点(Hx)耦合。

14.按照权利要求9至13中至少一项所述的调制器，其特征在于，安排至少一个电阻元件(R1-R3)，特别是一个电阻与可控开关(T1，C3)的受控段并联和/或串联。

15.按照权利要求14的调制器，其特征在于，该可控开关(T1C3)的输出端(D)通过电阻元件(R1)与第二节点(Nx)耦合。

16.一种与基站进行无线数据通信用的转发器，

带有一个发射和接收装置(1)，用以接收所接收的电磁载波信号和发射调制的数据，

带有至少一个按照上列权利要求中的至少一项所述的调制器(M)，该调制器对发射的数据在整流电路(GL)内部进行相位调制和/或幅度调制。

17.在转发器和基站之间进行传输数据的方法，在转发器中所接收的电磁载波信号根据要发射的数据进行相位调制后发射回去，其特征在于，

借助于调制控制装置产生调制控制信号(MCS)，和

把该调制控制信号(MCS)引入整流器(GL)，和

只用整流器(GL)进行调制。

18.按照权利要求17的方法，其特征在于，借助于调制控制信号(MCS)在整流器(GL)中除了相位调制以外，还进行振幅调制。

19.按照权利要求17或者权利要求18的方法，其特征在于，在该调制器(M)中载波的调制是根据第一阈值，优选根据一个电压进行的。

20.按照权利要求19的方法，其特征在于，振幅调制只在超过第一阈值时才进行。

21.按照权利要求19或者权利要求20的方法，其特征在于，振幅调制只在超过其电位高于该第一阈值的第二阈值时才进行。

22.按照权利要求17至21中之一所述的调制方法，其特征在于，根据整流器(GL)的电位的高低改变调制指数。

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