CN1980020A - 具有低待机损耗的电源供应器 - Google Patents
具有低待机损耗的电源供应器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN1980020A CN1980020A CNA2005101295171A CN200510129517A CN1980020A CN 1980020 A CN1980020 A CN 1980020A CN A2005101295171 A CNA2005101295171 A CN A2005101295171A CN 200510129517 A CN200510129517 A CN 200510129517A CN 1980020 A CN1980020 A CN 1980020A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- converter
- power supply
- output
- voltage
- auxiliary power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本发明提供一种具有低待机损耗的电源供应器，包括：一主电源变换器与一辅助电源变换器，其中主电源变换器包括一个大型(bulk)电容，其输出采取主电源变换器、辅助电源变换器并联方式，其中本结构在待机模式时，主电源变换器停止输出功率，输出功率由辅助电源变换器提供，同时辅助功率变换器输出第二电压以稳定其中的大型(bulk)电容的电压；而在正常工作模式时，主、辅助电源变换器共同提供输出功率，主电源变换器提供绝大部分的功率，而限制辅助电源变换器的最大输出功率在一限定值内，因此可以使得整个结构得到低的待机损耗。
Description
技术领域
本发明是有关于开关模式电源供应器，特别是有关于具有低待机损耗，并且其输出采取主、辅助电源变换器并联的电源供应器。
背景技术
在设计开关模式电源时，要求系统达到高变换效率、高功率密度、高可靠性、低成本以及快的负载动态响应。同时，由于能源节约运动在世界范围内的广泛推行，所以对开关模式电源也要求具有低的待机损耗。对此，国际能源组织(IEA)、美国和欧洲等国家已制订出或正在制订相关标准，以限制开关模式电源等电器产品在待机时的损耗。
国际能源组织(IEA)和欧洲推荐标准是：对于额定输入功率大于10W而在250W以下电源，从2005年1月1日起其空载损耗应该小于0.75W。到2006年7月1日，其空载损耗应该小于0.5W。相信随着时间的推移，将会对于大功率电源制定出更加严格的标准。
在待机状态时，现有的待机损耗降低方法有：1、待机时降低变换器的开关工作频率。因为功率器件的开关损耗在待机损耗中占有比较大的比例，所以降低开关频率可以有效地降低开关损耗，进而降低待机损耗。采用这种方法，当开关频率降低到20kHz以下时会出现音频噪声。为此一些厂家在开发此类控制芯片时加入频率抖动和峰值电流限制技术来削弱和降低噪声。另外，此种降低开关频率的方法只限用于脉冲宽度调变(PWM，pulse width modulation)变换器。2、开关间歇式工作。通过控制电压误差放大信号或直接控制输出电压，可以在待机时让变换器间歇式工作，这样在单位时间内的开关次数和开关损耗减少。采用这种方法在待机时输出电压纹波较大，再者也容易出现音频噪声。此方法可应用于脉冲宽度调变变换器与谐振变换器。3、采用小功率开关工作。由于开关损耗及驱动损耗是与功率组件的寄生电容等参数有关，而小功率开关的寄生电容较小，所以在待机时采用小功率开关工作可以在一定程度上降低变换器的开关损耗和驱动损耗。
以上方法对于更大功率的开关模式电源，难于满足一些严格的待机损耗要求，如美国戴尔公司对电源适配器的1瓦要求(在电源输出0.5瓦负载时，输入功率不能大于1瓦，同时还要求高变换效率、高功率密度、高可靠性、低成本以及快的负载动态响应)。在大功率场合，为了满足高变换效率和高功率密度要求，电路采用两级结构，前端具有PFC，其后连接DC/DC。所以电路中使用的半导体开关器件会增加，而且随着采用的半导体开关器件的电压电流规格的增大，开关损耗和驱动损耗都大大增加。另外线路复杂后，控制电路也随的变的复杂，需要消耗更多的能量。这三个部分在待机损耗中所占的比例最大。
因此，基于上述现有技术的缺点，而亟需要一种新的技术解决方案，可以达到高变换效率、低成本以及快速的负载动态响应要求，同时能够满足严格的待机损耗要求。
发明内容
鉴于上述的发明背景中，现有技术中开关模式电源的待机损耗过大的问题，本发明提供一具有低的待机损耗，并且其输出采取主电源变换器(main converter)、辅助电源变换器(auxiliary converter)并联的电源供应器。
本发明的主要目的在于提供一变换器拓扑，上述结构在待机模式时，主电源变换器停止输出功率，所有的输出功率由辅助电源变换器提供，并且辅助电源变换器能维持总线(bus)电容上的电压，以满足负载动态的要求。
本发明的另一目的在于提供一变换器拓扑，上述结构在正常工作模式时，主、辅助电源变换器共同提供输出功率，主电源变换器提供绝大部分的功率，而辅助电源变换器的最大输出功率限制在一限定值或一限定值内。
因此，本发明的变换器拓扑可以达到高变换效率、低成本以及快速的负载动态响应要求，同时能够满足严格的待机损耗要求。
根据以上所述的目的，本发明提供一种电源供应器，包含：一主电源变换器，连接一输入电源，上述主电源变换器具有至少一输出以连接一负载，并且包括一大型电容(bulk capacitor)作为一中间能量储存组件；一辅助电源变换器，连接输入电源，上述辅助电源变换器具有一第一输出连接主电源变换器的输出，一第二输出连接主电源变换器的大型电容；以及，一控制电路，控制主电源变换器与该辅助电源变换器
当上述负载电流大于一预定电流值时，主电源变换器与辅助电源变换器一起提供电源给负载；而当负载电流小于上述预定电流值时，辅助电源变换器提供电源给负载并且提供一规制电压(regulated voltage)给大型电容，并且主电源变换器中止(disabled)。
上述输入电源包括直流电源或交流电源。上述主电源变换器包括一前端级(front-end stage)变换器与一直流/直流输出级变换器；前端级变换器包括功率因素校正变换器。上述辅助电源变换器包括一双开关返驰式(dual-switch flyback)变换器、电压倍增(voltage-doubler boost)变换器或返驰式(flyback)变换器。另外，主电源变换器包括一单级功率因素校正(single stage PFC)变换器。
再者，本发明提供一种具有低待机损耗的变换器拓扑，上述结构包括：一主电源变换器，包含一功率因素校正变换器(Power FactorCorrection：PFC)与一直流/直流变换器，上述功率因素校正变换器与直流/直流变换器以并联方式连接，上述功率因素校正变换器连接一交流电输入端，且直流/直流变换器连接一直流电输出端，其中一稳压电容器分别连接功率因子校正变换器与直流/直流变换器的二端；以及，一辅助电源变换器，分别连接输入端、输出端与稳压电容器，其中辅助电源变换器的第一输出端连接稳压电容器的二端，第一输出端连接一负载。
上述第一输出端的输出电压大于第二输出端的输出电压，并且上述拓扑更包括一第一滤波器连接输出端。
此外，上述辅助电源变换器包括：一变压器，包含一初级线圈以及一次级线圈，上述初级线圈的匝线圈数与次级线圈的匝线圈数的比例可用于决定第一输出端的输出电压与第二输出端的输出电压的大约输出比例；一切换器电路，连接初级线圈，接收一切换信号以进行切换动作；一第一整流电路，连接初级线圈以整流第一输出端的输出电压；以及，一第二整流电路，连接次级线圈以整流第二输出端的输出电压。
再者，上述辅助电源变换器亦包括：一变压器，包含一初级线圈及一次级线圈，上述初级线圈的匝线圈数与次级线圈的匝线圈数的比例可用于决定第一输出端的输出电压与第二输出端的输出电压的大约输出比例；一切换器电路，连接初级线圈，接收一切换信号以进行切换动作；以及，一第一整流电路，连接次级线圈以整流第二输出端的输出电压。
另外，上述辅助电源变换器包括：一变压器，包含一初级线圈及一第一与第二次级线圈，上述初级线圈的匝线圈数与第一以及第二次级线圈的匝线圈数的比例可用于分别决定第一输出端的输出电压与第二输出端的输出电压的大约输出比例；一切换器，连接初级线圈，接收一切换信号以进行切换动作；一第一整流器，连接第一次级线圈以整流第一输出端的输出电压；以及，一第二整流器，连接第二次级线圈以整流第二输出端的输出电压。
附图说明
本发明可以通过由某些较佳实施例以及以下的说明书与所附图示的详细描述来了解，其中：
图1显示为本发明的具有低待机损耗的变换器的拓扑图；
图2显示为本发明的辅助电源变换器的第一实施例的拓扑图；
图3显示为图2的辅助电源变换器的主要电压电流波形图；
图4显示为本发明的辅助电源变换器的第二实施例的拓扑图；
图5显示为图4的辅助电源变换器的主要电压电流波形图；
图6显示为本发明的辅助电源变换器的第三实施例的拓扑图；
图7显示为本发明的单级功率因素校正变换器的应用拓扑图。
图标符号对照表
主电源变换器1
辅助电源变换器2、9
功率因素校正变换器3
直流/直流变换器4
稳压电容器(CB)5
节点A1、A2、B1、B2、N1、N2
变压器6、7、8
滤波器电容Co、C1～C7
整流二极管D1～D2、D3
晶体管Q1～Q2
输入电压Vin
输出电压Vo1、VB1
次级线圈8a、8b
阻抗匹配器Z
单级功率因素校正变换器10
控制电路11
具体实施方式
本发明的一些实施例会详细描述如下。然而，除了详细描述的实施例外，本发明可以广泛地在其它的实施例中施行，并且本发明的保护范围并不受限于下述的实施例，其是以后述的申请专利范围为准。
请参考图示，其中所显示仅仅是为了说明本发明的较佳实施例，并非用以限制本发明。图1所示为本发明的具有低待机损耗变换器的拓扑图。本发明的变换器拓扑可以适用于高功率变换器，并且不限定于高功率变换器，其它功率的变换器亦可以适用，其均可以达到低待机损耗的目的。如图1所示，本发明变换器的拓扑包括一主电源变换器1与一辅助电源变换器2，其中主电源变换器1又包括功率因素校正变换器3与直流/直流(DC/DC)变换器4。
开关模式电源为满足高变换效率和高功率密度的要求，在设计主电源变换器1时，其效率最佳化点是在满载功率附近，因此在轻载时，主电源变换器1的效率相对较低。如果待机时的输出负载由主电源变换器1提供，则耗损相对较大。而辅助电源变换器2的输出功率相对较小，所以在设计时，辅助电源变换器2于待机时的效率容易得到最佳化，从而待机时的耗损相应较小。当电源供应装置工作于正常工作模式时，直流/直流变换器4与辅助电源变换器2共同提供第一输出功率给输出负载。在待机模式时，关闭直流/直流变换器使的停止工作(disabled)，以减小待机时的损耗，仅由辅助电源变换器2提供第二输出功率于该输出负载，同时辅助电源变换器2也输出到电容CB上以维持电容CB上的电压稳定，而使系统能够满足输出负载动态响应的需求。于回复正常工作模式的初时，电容CB提供直流/直流变换器4的功率转换时所需的稳定电压。
本发明所提出的技术解决方案是采取主电源变换器1与辅助电源变换器2输出并联的方式，如图1所示。主电源变换器1是两级结构，由前端级(front-end stage)变换器3与直流/直流变换器4所组成。前端级(front-end stage)变换器3包括功率因素校正变换器3。上述辅助电源变换器包括一双开关返驰式(dual-switch flyback)变换器、电压倍增(voltage-doubler boost)变换器或返驰式(flyback)变换器。另外，稳压电容器5(CB)，例如大型电容(bulk capacitor)，是功率因素校正变换器3的输出总线(bus)电容，其具有储能稳压作用。主电源变换器1与辅助电源变换器2在A1、A2节点及B1、B2节点处并联，其中A1、A2节点是开关模式电源的输入端，其连接到交流电源；B1、B2节点是开关模式电源的输出端，连接到一负载(load)，负载通常是以直流电输出。因此，辅助电源变换器2可以提供二路输出，一路输出连接B1、B2输出端，另一路输出连接到N1、N2节点，其中高压的一路与主电源变换器1在N1、N2节点处连接，而低压的一路在B1、B2节点处连接，其中具有良好的交叉调整率。其中N1、N2节点也是功率因素校正变换器3的输出总线(bus)电容5的两端。此外，一滤波器，例如电容Co，可以选择性地连接于输出端用以滤除输出电压噪声。当然，上述滤波器并不限定于是电容器，电感与电容器的组合亦可以适用本发明。
本发明在待机模式下的控制策略在于：待机负载完全由辅助电源变换器2提供，而功率因素校正变换器3与直流/直流变换器4均保持不工作的状态，以减小待机时的损耗。换言之，辅助电源变换器2提供一路电源来支持负载，并且提供另一路电源以维持总线(bus)电容5上的电压稳定，从而使得系统能够满足负载动态响应的要求。另一方面，由于辅助电源变换器2的输出功率较小，利用辅助电源变换器2在待机时提供负载，辅助电源变换器2在待机时的效率容易得到优化，从而待机时的损耗相应较小。本发明的方案的工作模式是：1.在待机模式时，主电源变换器1不工作，所有的输出功率由辅助电源变换器2提供，同时辅助电源变换器2能够维持总线(bus)电容上的电压，以满足负载动态的要求；2.在正常工作模式时，主电源变换器1与辅助电源变换器2共同提供输出功率，主电源变换器1提供绝大部分的功率，辅助电源变换器2的最大输出功率限定在一限定值或于一限定值的内。换言之，当负载电流大于一预定电流值时，主电源变换器1与辅助电源变换器2一起提供电源给负载；而当负载电流小于一预定电流值时，辅助电源变换器2提供电源给负载并且提供一规制电压(regulated voltage)给大型电容CB，并且主电源变换器1中止(disabled)。上述的工作模式可以利用辅助的控制电路11控制主电源变换器1与辅助电源变换器2来达成其目的。
图2显示为本发明的辅助电源变换器的第一实施例的拓扑图。上述辅助电源变换器包括：一变压器6，包含一初级线圈以及一次级线圈；一切换器电路包括开关晶体管(通常是MOSFET)Q1以及Q2，连接初级线圈，接收一切换信号以进行切换动作；一第一整流电路包括整流二极管D1与D2，连接初级线圈以整流输出电压VB1；以及，一第二整流电路包括整流二极管D3，连接次级线圈以整流输出电压Vo1。
上述辅助电源变换器电路的工作原理将于下面做详细的说明。在图2中，辅助电源变换器2的输入端是一个交流电压源Vin，在实际的应用上，通常是连接功率因素校正变换器3的输入端。在这个电路结构中，具有2个开关晶体管(通常是MOSFET)Q1以及Q2，晶体管Q1与Q2是利用同一脉冲信号控制以交替地开启、关闭的动作。另外，3个整流二极管D1、D2与D3，分别用以整流输出端的电压VB1与Vo1。本发明中的变压器6包含一初级线圈以及一次级线圈。变压器的变比为n，换言之，上述初级线圈与次级线圈的匝线圈数比例为n∶1，根据变压器的输出原理，第一输出电压VB1与第二输出电压Vo1的输出比例大约为n∶1(VB1＝n*Vo1)。因此，上述辅助电源变换器电路可以产生高电压VB1与低电压Vo1两路输出。由于上述晶体管Q1与Q2利用同一脉冲信号控制，因此，晶体管Q1和Q2的电压应力分别被钳位在输入与高压输出电压，请参考图3，其中DTs与Ts分别为晶体管的导通时间与开关时间。Vgs1与Vgs2分别为高电压的晶体管Q1与Q2的导通电压，Vds1与Vds2分别为低电压的晶体管Q1与Q2的导通电压，ip、iD3、iD2分别为变压器6的初级线圈、二极管D3与D2的导通电流。再者，由于变压器6的原、副边的间的电压差较小，绝缘要求不高、漏感比较小、交叉调整率比较好，同时漏感能量被传送到高压输出端，因此有助于提高整体的电路效率。
此外，电容滤波器C2与C1，可以选择性地连接于高电压VB1与低电压Vo1的输出端用以滤除输出电压噪声。当然，上述滤波器并不限定于是电容器，电感与电容器的组合亦可以适用本发明。
图4显示为本发明的辅助电源变换器的第二实施例的拓扑图。上述辅助电源变换器包括：一变压器7，包含一初级线圈以及一次级线圈；一切换器电路包括开关晶体管(通常是MOSFET)Q1以及Q2，连接初级线圈，接收一切换信号以进行切换动作；一整流电路包括整流二极管D1与D2，连接初级线圈以整流输出电压Vo1。
同样地，在图4中，辅助电源变换器2的输入端是一个交流电压源Vin。在这个电路结构中，具有2个开关晶体管Q1以及Q2，晶体管Q1与Q2是利用互补的脉冲信号控制以交替地开启、关闭的动作。另外，2个整流二极管D1、D2用以整流输出端的电压Vo1。另外，变压器的变比为n，因此，第一输出电压VB1与第二输出电压Vo1的输出比例大约为n∶1(VB1＝n*Vo1)。因此，上述辅助电源变换器电路同样可以产生高电压VB1与低电压Vo1两路输出。由于上述晶体管Q1与Q2利用互补的脉冲信号控制，因此，晶体管Q1和Q2的电压应力被钳位在高电压输出电压，请参考图5，其中Vp为变压器的电压。再者，由于变压器7的原、副边的间的电压差较小，绝缘要求不高、漏感比较小、交叉调整率比较好，同时漏感能量被传送到高压输出端，因此有助于提高整体的电路效率。
再者，同样地电容滤波器C3、C4与C5，可以选择性地连接于低电压Vo1与高电压VB1的输出端用以滤除输出电压噪声。
图6显示为本发明的辅助电源变换器的第三实施例的拓扑图。上述辅助电源变换器包括：一变压器8，包含一初级线圈以及二个次级线圈8a、8b；一切换器包括开关晶体管(通常是MOSFET)Q1，连接初级线圈，接收一切换信号以进行切换动作；一整流二极管D1与D2分别连接次级线圈8a、8b以整流输出电压Vo1与VB1。
在图6中，辅助电源变换器2的输入端是一个交流电压源Vin。在此电路结构中，具有1个开关晶体管Q1以执行开启、关闭的动作。另外，2个整流二极管D1与D2，分别用以整流输出端的电压Vo1与VB1。变压器8，包含一初级线圈以及以及二个次级线圈8a、8b。同样地，可以利用变压器8的变比，以决定输出电压VB1与Vo1的输出比例。因此，上述辅助电源变换器电路亦可以产生高电压VB1与低电压Vo1两路输出。本实施例是采用返驰式(flyback)电路拓扑，以利于同时产生高电压与低电压。
同样地，电容滤波器C6与C5，可以选择性地连接于低电压Vo1与高电压VB1的输出端用以滤除输出电压噪声。
图7显示为本发明的单级功率因素校正变换器的应用拓扑图。其中单级功率因素校正变换器(single stage PFC converter)10包括一储能电容CB，该储能电容CB，连接辅助电源变换器9。辅助电源变换器9的一端连接输入电源，另一端连接输出滤波电容Co。此外，阻抗匹配器Z可以连接电容滤波器Co与负载端。当负载电流小于上述预定电流值时(即待机模式)，辅助电源变换器9提供电源给负载并且提供一规制电压(regulated voltage)给储能电容CB，而当电源供应器从待机模式转为正常工作模式时，储能电容CB可以存储电源变换器(power converter)在从待机模式到正常工作模式时动态响应所需要的稳定电压。因此，利用本发明的辅助电源变换器9提供储能电容CB的储能，使整个系统能够满足输出负载动态响应的需求。换言之，具有储能电容且需要稳定储能电容电压的应用场合也适用本发明。
因此，相较于现有技术的开关模式电源，难于满足严格的待机损耗要求，本发明所提出的技术解决方案能够满足严格的低待机损耗要求，同时要达到高变换效率、低成本以及快的负载动态响应要求。
本发明以较佳实施例说明如上，然其并非用以限定本发明所主张的专利权利范围。其专利保护范围当视后附的申请专利范围及其等同领域而定。凡熟悉此领域的技艺者，在不脱离本专利精神或范围内，所作的更动或润饰，均属于本发明所揭示精神下所完成的等效改变或设计，且应包含在下述的申请专利范围内。
Claims (10)
1.一种具有低待机损耗的电源供应器，其特征在于包含：
一主电源变换器，连接一输入电源，该主电源变换器具有至少一输出以连接一负载，并且包括一大型电容作为一中间能量储存组件；
一辅助电源变换器，连接该输入电源，该辅助电源变换器具有一第一输出连接该主电源变换器的该输出，一第二输出连接该主电源变换器的该大型电容；以及
一控制电路，控制该主电源变换器与该辅助电源变换器。
2.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，当该负载电流大于一预定电流值时，该主电源变换器与该辅助电源变换器一起提供电源给该负载。
3.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，当该负载电流小于一预定电流值时，该辅助电源变换器提供电源给该负载并且提供一规制电压给该大型电容。
4.如权利要求3所述的电源供应器，其特征在于，该主电源变换器中止。
5.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，所述该输入电源包括直流电源。
6.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，所述该输入电源包括交流电源。
7.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，所述该主电源变换器包括一前端级变换器与一直流/直流输出级变换器。
8.如权利要求7所述的电源供应器，其特征在于，所述该前端级变换器包括功率因素校正变换器。
9.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，所述该辅助电源变换器包括一双开关返驰式变换器、电压倍增变换器以及返驰式变换器。
10.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，所述该主电源变换器包括一单级功率因素校正变换器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2005101295171A CN100446388C (zh) | 2005-12-05 | 2005-12-05 | 具有低待机损耗的电源供应器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2005101295171A CN100446388C (zh) | 2005-12-05 | 2005-12-05 | 具有低待机损耗的电源供应器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1980020A true CN1980020A (zh) | 2007-06-13 |
| CN100446388C CN100446388C (zh) | 2008-12-24 |
Family
ID=38131072
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB2005101295171A Active CN100446388C (zh) | 2005-12-05 | 2005-12-05 | 具有低待机损耗的电源供应器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN100446388C (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010049333A2 (en) * | 2008-10-27 | 2010-05-06 | International Business Machines Corporation | Integrated bias and standby power supply circuit |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20110121656A1 (en) * | 2009-11-20 | 2011-05-26 | Freescale Semiconductor, Inc. | Systems and methods for delivering power in response to a connection event |
| CN102427293A (zh) * | 2012-01-11 | 2012-04-25 | 西南交通大学 | 一种低输出纹波的并联功率因数校正变换控制方法及其装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5812383A (en) * | 1997-07-31 | 1998-09-22 | Philips Electronics North North America Corporation | Low power stand-by for switched-mode power supply circuit with burst mode operation |
| JP4590040B2 (ja) * | 1998-11-09 | 2010-12-01 | 東北リコー株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP2000228873A (ja) * | 1999-02-05 | 2000-08-15 | Sharp Corp | スイッチング電源装置 |
| JP3740325B2 (ja) * | 1999-08-04 | 2006-02-01 | キヤノン株式会社 | 自励式スイッチング電源装置 |
| JP4454382B2 (ja) * | 2004-05-06 | 2010-04-21 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
2005
- 2005-12-05 CN CNB2005101295171A patent/CN100446388C/zh active Active
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010049333A2 (en) * | 2008-10-27 | 2010-05-06 | International Business Machines Corporation | Integrated bias and standby power supply circuit |
| WO2010049333A3 (en) * | 2008-10-27 | 2010-09-23 | International Business Machines Corporation | Integrated bias and standby power supply circuit |
| US8159837B2 (en) | 2008-10-27 | 2012-04-17 | International Business Machines Corporation | Integrated bias and standby power supply circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN100446388C (zh) | 2008-12-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7532493B2 (en) | Power supply with low standby loss | |
| Zhang et al. | Flyback-based single-stage power-factor-correction scheme with time-multiplexing control | |
| KR101733650B1 (ko) | 가변 주파수 체배기 전력 컨버터를 위한 시스템 및 방법 | |
| Cheng et al. | A novel single-stage high-power-factor AC/DC converter featuring high circuit efficiency | |
| Qian et al. | A high-efficiency single-stage single-switch high-power-factor AC/DC converter with universal input | |
| US6950319B2 (en) | AC/DC flyback converter | |
| US6147882A (en) | Single-stage input current shaping technique with voltage-doubler rectifier front-end | |
| CN109742965A (zh) | 一种单相交错并联三电平谐振式的高频隔离型ac-dc变换器 | |
| Lu | High voltage stress in single-phase single-stage PFC converters: Analysis and an alternative solution | |
| EP2975753B1 (en) | A three-level converter | |
| CN103647448B (zh) | 集成降压-反激式高功率因数恒流电路及装置 | |
| KR20140091191A (ko) | 단일 전력단 교류/직류 컨버터 | |
| Sasikala et al. | Review of AC-DC power electronic converter topologies for power factor correction | |
| CN203617902U (zh) | 集成降压-反激式高功率因数恒流电路及装置 | |
| Zhang et al. | Single-stage input-current-shaping technique with voltage-doubler-rectifier front end | |
| CN100446388C (zh) | 具有低待机损耗的电源供应器 | |
| Kwon et al. | Single-stage half-bridge converter using a coupled-inductor | |
| Luo et al. | Several schemes of alleviating bus voltage stress in single stage power factor correction converters | |
| Neto et al. | A high-power-factor half-bridge doubler boost converter without commutation losses | |
| Zhang et al. | A novel interleaved discontinuous-current-mode single-stage power-factor-correction technique with universal-line input | |
| Tandon et al. | Partial series resonance-pulse assisted zero-current-switching current-fed three-phase current sharing DC-DC converter | |
| Pandhi et al. | An approach for power factor correction of single-phase single-stage three-level AC-DC converter with phase shift modulation | |
| CN100423423C (zh) | 电源供应装置及其操作方法 | |
| Li et al. | Stacked-Switch Power Factor Correction Architecture | |
| Nayak et al. | High Efficiency High-frequency-link Single-stage AC-DC Converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| EE01 | Entry into force of recordation of patent licensing contract |
Assignee: Delta Energy Technology (Shanghai) Co., Ltd. Assignor: Delta Optoelectronics Inc. Contract record no.: 2010990000774 Denomination of invention: Power-supply supplying device with low idling consumption Granted publication date: 20081224 License type: Exclusive License Open date: 20070613 Record date: 20100920 |