CN1956429A - 残留频偏检测方法、装置及其无线通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无线通信系统的残留频偏检测方法、模块及检测残留频偏的无线通信系统，本发明主要是通过频域信道检测值的相位变化值，使无线通信系统能进一步检测出系统还存在的残留频偏。其主要步骤包括在频域上检测出信道检测值，并通过所述频域的信道检测值的相位变化值检测出残留频偏。本发明能使无线通信系统得到更为精确的频域同步信号。

Description

残留频偏检测方法、装置及其无线通信系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域的载波传输技术，尤其涉及无线通信领域的多载波传输技术中的频偏检测技术。

背景技术

随着通信技术的不断成熟和发展，通信传输方式也变得多种多样，从最初的有线通信到无线通信，再到现在的光纤通信。然而，从通信技术的实质来看，上面所述基本上都是传输介质和信道的变化。

在无线通信领域中，从传输的信道角度考虑，传输技术可分为单载波与多载波两种载波传输技术。

单载波传输技术，如常规的AM/FM(调幅/调频)单载波传输技术是在某一时刻只用单一频率发送单一信号。虽然单载波传输技术因此固有低功耗、大范围有效覆盖的性能，而有利于频谱规划和固定接收，但其传输数据的速度与数据量均较低，以及频谱的利用率也较低。

为此，在单载波传输技术的基础上发展出多载波传输技术，多载波传输技术从本质上说是一种频分复用(FDM，Frequency Division Multiplexing)技术。FDM技术，是将用于传输信道的总带宽划分成若干个子频带(或称子信道)，每一个子信道传输1路信号。FDM技术的特点是所有子信道传输的信号以并行的方式工作，每一路信号传输时可不考虑传输时延，因而FDM技术取得非常广泛的应用。

但是FDM技术复杂性比较高，因为各子载波都需要自己的模拟前端，同时为使得接收机可以区分各子载波，各子载波之间必须有足够的间隔，从而避免经过信道后发生频谱混叠，所以频谱效率通常较低。

因此，在FDM技术的基础上进一步开发出一种正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术。OFDM技术是一种无线环境下的高速多载波传输技术，实际上是多载波调制(MCM，Multi-CarrierModulation)的一种，其主要技术内容是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。由于在OFDM系统中各个子信道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，这样不但减小子载波间的相互干扰，同时又提高频谱利用率。因此较之传统的FDM技术，OFDM技术能最大限度地利用频谱资源。

此外，OFDM技术还拥有如下主要优点：

a.高速数据流通过串并变换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而可以有效减少无线信道的时间弥散所带来的ISI；

b.采用快速傅立叶反变换(IFFT，Inverse Fast Fourier Transform)/快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)进行OFDM调制和解调，易于实现；

c.无线数据业务一般存在非对称性，OFDM系统可以通过使用不同数量的子信道来实现上行和下行链路中不同的传输速率；

d.OFDM易于与其他多种接入方法结合使用，构成OFDMA系统；

e.OFDM每个频带的调制方法可以不同，由此系统的灵活性相应增加，因此OFDM可适用于多用户的高灵活度、高利用率的通信系统，特别适合于存在多径传播和多普勒频移的无线移动信道中传输高速数据。

经过多年的发展，OFDM已经成功应用于非对称数字用户环路(ADSL，Asymmetric Digital Subscriber Line)、无线本地环路(WLL，Wireless Local Loop)、数字音频广播(DAB，Digital Audio Broadcasting)、高清晰度电视(HDTV，High-definition Television)、无线局域网(WLAN，Wireless Local Area Neteork)等系统中。其中，正交频分多址OFDMA是以OFDM调制为基础的新一代无线接入技术，是第二代宽带无线接入的一种新的多址方法，它将接入和调制有效地结合在一起。

OFDM系统优点突出，但是也存在着明显的缺点，其中主要缺点在于：OFDM系统对频率偏移和相位噪声很敏感。

这是因为OFDM系统要求各个子载波之间必须保持正交，所以发射机载波频率与接收机本地震荡器之间的频率偏差以及多普勒频移都会破坏子载波之间的正交性，进而引入子载波间干扰(ICI，Intercarrier Interference)，符号定时偏差也会引起ICI。如果系统中的ICI过大，会对系统性能带来非常严重的地板效应，即无论如何增加信号的发射功率，也不能显著改善系统的性能。

因此，OFDM技术中的同步技术是一项关键技术，能否实现同步直接关系到OFDM系统的性能的好坏。OFDM通信系统的同步分为时间同步和频率同步，可以利用的资源主要包括循环前缀CP、导频子载波和训练序列。导频子载波和训练序列的主要区别是：导频子载波和数据子载波合在一起构成一个OFDM符号，而训练序列是时域上完全已知的一组序列，其对应的频域子载波也是完全已知的，从广义上说，训练序列等同于完全由导频组成的OFDM符号。

所以，为保证OFDM通信系统的频率同步，就有必要引入某种载波频率偏差(下文均称之为频偏)检测技术，以检测出OFDM通信系统中的频偏。

在OFDM系统中，对频偏检测一般使用相干检测。在OFDM系统采用相干检测时，信道检测是必须的。此时可以使用训练序列和导频作为辅助信息，训练序列通常用在非时变信道中，在时变信道中一般使用导频信号。在OFDM系统中，导频信号是时频二维的。为提高检测的精度，可以插入连续导频和分散导频，导频的数量是检测精度和系统复杂的折衷。导频信号之间的间隔取决于信道的相干时间和相干带宽，在时域上，导频的间隔应小于相干时间；在频域上，导频的间隔应小于相干带宽。实际应用中，导频的模式的设计要根据具体情况而定。

现有技术中，存在一种依靠无线通信系统前导序列(Preamble)的时域重复或近似重复特征，将接收到的时域信号进行自相关的频偏检测技术。利用Preamble能够实现802.16e下行单小区时频同步，所以该频偏检测技术是实现时频同步的一部分。下面以802.16e系统为例进行分析，802.16e是IEEE制订的一种无线通信协议，是基于OFDM技术，如无特别说明，本文所涉及的频偏检测均为分数频偏检测。

首先观察时域信号x₁(n)(0≤n≤N-1)，对x₁(n)作快速傅立叶变换FFT得到式(1)：

$X_1\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πnk}/N},0\≤k\≤N-1---\left(1\right)$

按照式(1)对X₁(k)插值，得到式(2)：

$X\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)\mathrm{\δ}(k-3l),0\≤k\≤N-1---\left(2\right)$

对式(2)中的X(k)作3N点快速傅立叶反变换IFFT得到式(3)：

$x\left(n\right)=\frac{1}{3N}\underset{k=0}{\overset{3N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πnk}/3N}$

$=\frac{1}{3N}\underset{k=0}{\overset{3N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)\mathrm{\δ}(k-3l)e^{j2\mathrm{\πnk}/3N}$

$=\frac{1}{3N}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)e^{j2\mathrm{\πn}3l/3N}$

$=\frac{1}{3N}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)e^{j2\mathrm{\πnl}/N}$

(3)

从式(3)可以看出，序列 $x\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{3}{x}_1\left(n\right)& 0\≤n\≤N-1\\ \frac{1}{3}{x}_1(n-N)& N\≤n\≤2N-1\\ \frac{1}{3}{x}_1(n-2N)& 2N\≤n\≤3N-1\end{array}\right.,$ 满足三段重复的特性。

设x(n)(0≤n≤3N-1)为发射信号，接收端采样频率为f_s，采样间隔为 $\mathrm{\ΔT}=\frac{1}{f_s}.$ 接收端存在频偏f_offest，不考虑信道和噪声的影响，则接收信号：

r(n)＝x(n)*exp(j2πf_offestnΔT)     0≤n≤3N-1               (4)

r(n)做自相关运算得到序列：

corr(n)＝r^*(n)r(n+N)

       ＝x^*(n)*exp(-j2πf_offestnΔT)*x(n+N)*exp[j2πf_offest(n+N)ΔT]    (5)

       ＝|x(n)|²*exp(j2πf_offestNΔT)

其中，0≤n≤2N-1。则频偏检测值：

${\hat{f}}_{\mathrm{offest}}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{n=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{corr}\left(n\right)\right)}{2\mathrm{\πN\ΔT}}---\left(6\right)$

其中，angle(·)表示求取相位。根据上面的推导得出以下结论：发射信号在时域上满足三段重复的特性，根据式(5)、(6)对接收信号进行处理能够检测出频偏。

802.16e协议规定下行Preamble的子载波分配方式。如图1，设子载波个数为1024，图示说明Segment0对应的Preamble子载波分配方式。

图1中的子载波86、89、92、……、929、932、935上放数据(这些数据为合适的PN序列)，其他子载波上均为0，记子载波0-1023上的数据值为P(k)(0≤k≤1023)。根据式(1)、(2)、(3)可知，对P(k)(0≤k≤1022)作1023点快速傅立叶反变换IFFT(子载波512为DC子载波)，得到的时域信号p(n)(0≤n≤1022)具有三段重复特性。

而现在发射端发射的是对P(k)(0≤k≤1023)作1024点IFFT后得到的时域序列p′(n)(0≤n≤1023)，p′(n)不具备三段重复特性。现在将p＇(n)(0≤n≤1022)看成是p(n)(0≤n≤1022)的近似，可以认为p′(n)(0≤n≤1022)具有近似的三段重复特性。Segment1、2对应的Preamble子载波分配方式与Segment0类似，其时域信号也满足近似的三段重复特性。设接收端接收到的Preamble时域信号为r′(n)(0≤n≤1023)，根据(5)、(6)两式在接收端对具有近似三段重复特性的Preamble时域信号r′(n)(0≤n≤1022)进行处理能够估计出频偏。

虽然上述检测方法能检测出载波的频偏，但检测出的频偏误差的均值和方差都比较大，甚至有可能超出OFDM容纳的范围。所以，OFDM系统在根据上述频偏检测结果进行校正后，不能实现精确的频率同步，最后使得整个OFDM系统的性能下降，不能充分发挥OFDM技术的优势。

发明内容

有鉴如此，有必要提供一种更加精确的频偏检测方法与系统，能有效精确地检测出无线通信系统中的频偏。

本发明提供一种无线通信系统的残留频偏检测方法，该方法主要包括：

在频域上检测出信道检测值，并通过所述频域的信道检测值的相位变化值检测出残留频偏。

本发明也提供一种无线通信系统的残留频偏检测装置及采用该残留频偏检测装置的无线通信系统，其中，该无线通信系统包括残留频偏检测装置，该残留频偏检测装置进一步包括信道检测模块与残留频偏检测模块，该信道检测模块在频域上检测出信道检测值，该残留频偏检测模块根据所述频域的信道检测值得出相位变化值进而测出残留频偏。

与现有技术相比，本发明主要是通过频域位置上的信道检测值的相位变化值检测出纠正后的残留频偏，因此，无线通信系统能再根据该残留频偏检测值对系统中存在的频偏进行进一步的纠偏，以保证整个无线通信系统的性能，即无线通信系统能得到更为精确的频域同步信号。

附图说明

图1为现有技术中Segment0对应的Preamble子载波分配示意图。

图2为本发明一较佳实施方式的802.16e下行PUSC模式的系统框图。

图3为本发明一较佳实施方式的频偏检测与纠正实体223的结构框图。

图4为本发明较佳实施方式的一帧中的某一个Cluster内导频子载波位置示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施方式及附图，对本发明作进一步详细的说明。

因为802.16e是IEEE制订的一种无线通信协议，是基于OFDM技术，所以本发明以802.16e系统为例说明。802.16e的下行链路和上行链路分别对应移动通信中的前向和反向，下行指信号由基站发往终端，而上行指信号由终端发往基站。在下行链路中，系统有多种工作模式，例如PUSC模式和FUSC模式。PUSC模式指的是部分使用子信道，每个子信道又含有多个子载波，系统工作时只使用所有子信道中的一部分；FUSC模式指的是全部使用子信道，每个子信道又含有多个子载波，系统工作时使用所有子信道。

本发明的一较佳实施方式是以802.16e下行PUSC模式来具体说明本发明的技术方案，802.16e下行PUSC模式的系统框图如图2所示。

如图2所示，802.16e下行PUSC模式的系统主要包括发射端20和接收端22。发射端20主要包括信源200、加扰模块201、信道编码模块202、打孔模块203、交织模块204、子载波分配模块205、子载波加扰模块206、调制模块207、映射模块208、导频插入模块209、组帧模块210、快速傅立叶反变换IFFT模块211、加CP模块212；接收端22主要包括功率控制模块220、A/D转换模块221、时间同步模块222、频偏检测与纠正实体223、去CP模块224、快速傅立叶变换FFT模块225、信道估计模块226、信道均衡模块227、解调模块228、解交织模块229、解孔模块230、译码模块231和解扰模块232。

需要传送的信号从信源200产生，然后信号要经过上述加扰模块201的加扰、信道编码模块202的编码、打孔模块203的打孔和交织模块204的交织，然后通过子载波分配模块205分配到可用的子载波，这些子载波在子载波加扰模块206中进行加扰，出来的信号通过调制模块207的调制、映射模块208的映射后，在导频插入模块209中插入导频、组帧模块210中组帧后，在快速傅立叶反变换IFFT模块211中进行IFFT运算，形成时域信号，该时域信号通过加CP模块212的加CP，构成一帧的时域信号，时域信号是以帧为单位发送的。

信号在通过信道发送的过程中，可能会受到噪声源(未标示)发出的噪声影响。

在接收端22，信号经过功率控制模块220、A/D转换模块221的处理，然后通过时间同步模块222实现比较精确的时间同步，再经过频偏检测与纠正实体223达到比较精确的频率同步，接着信号经过去CP模块224、快速傅立叶变换FFT模块225、信道估计模块226、信道均衡模块227、解调模块228、解交织模块229、解孔模块230、译码模块231和解扰模块232，这些模块对信号的一系列处理与发射端20的处理相反，最终恢复出要传送的信号即信宿233。

其中，频偏检测与纠正实体223的结构框图如图3所示，进一步包括频偏初步检测模块2230、第一纠正模块2231、残留频偏检测装置2232与第二纠正模块2233，其中残留频偏检测装置2232进一步包括信道检测模块(未标示)与残留频偏检测模块(未标示)。

在接收端22，时间同步模块222其功能是实现比较精确的时间同步，信号被时间同步模块222处理后，频偏的检测与纠正主要是通过频偏检测与纠正实体223来实现的。本实施方式在频偏检测与纠正实体223中的频偏检测的主要步骤包括：

A，依靠无线通信系统前导序列Preamble的时域重复或近似重复特征，在频偏初步检测模块2230中将接收到的时域信号进行自相关的频偏检测以得到频偏初步值；

设802.16e单小区下行子载波个数为1024，接收端22接收到的Preamble时域信号为r(n)(0≤n≤1023)，r(n)(0≤n≤1022)具有近似三段重复特性。

r(n)做自相关运算得到序列：

corr(n)＝r^*(n)r(n+N)                               (7)

其中，0≤n≤2N-1，N＝341。则频偏初步值为：

${\hat{f}}_{\mathrm{offest}}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{n=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{corr}\left(n\right)\right)}{2\mathrm{\πN\ΔT}}---\left(8\right)$

其中，ΔT为采样间隔，angle(·)表示求取相位。由现有技术可知，上述频偏检测是利用前导序列Preamble的时域近似重复特性实现的，所以只能得到初步频偏检测结果，即频偏初步值

误差的均值和方差都比较大。

B，第一纠正模块2231根据频偏初步检测模块2230输出的频偏初步值

进行频偏纠正，由于频偏初步值

误差的均值和方差都比较大，所以纠正后，还会存在一定的残留频偏f_offest′。

所以为检测出该残留频偏f_offest′，通过残留频偏检测装置2232再进行残留频偏检测。

C，残留频偏检测装置2232在频域上检测出无线通信系统发出的多个OFDM符号的信道检测值，并通过所述多个OFDM符号频域的信道检测值的相位变化值检测出残留频偏；

该残留频偏检测装置2232的信道检测模块先在频域上检测出无线通信系统发出的多个OFDM符号的信道检测值，然后残留频偏检测模块利用该多个OFDM符号频域上的信道检测值得出相位变化值进而测出残留频偏。

本较佳实施方式主要是利用多个OFDM符号频域信道检测值的相位变化值进行残留频偏f_offest′的检测，这里的多个OFDM符号可以是训练序列，也可以是含有导频子载波的数据符号。

当多个OFDM符号为训练序列时，设信号通过的是多径时不变信道(即静止多径信道)，系统连续发送两个相同的OFDM符号，且发送的OFDM符号为训练序列。

在进行残留频偏f_offest′的检测之前，信道检测模块首先在频域上对上述两个训练序列分别进行信道检测，以检测出信道检测值。由于系统中存在有残留频偏f_offest′，所以对这两个训练序列分别进行信道检测时，就会得到不同的检测结果。残留频偏f_offest′的存在造成两次信道检测结果的不同，这两次检测结果的差异主要体现在相位上，即这两个OFDM符号中对应子载波上的信道检测结果之间存在一个相位差：

Δφ＝2πf_offest′T_OFDM                                    (9)

其中f_offest′为残留频偏，T_OFDM为一个OFDM符号持续的时间，是已知量。因此，利用两次信道检测结果的相位差Δφ可以检测出残留频偏f_offest′，第二纠正模块2233再根据残留频偏检测装置2232输出的残留频偏f_offest′能实现更为精确的信号频域同步纠正。

如果终端是移动的，那么信号通过的是多径时变信道，存在多普勒扩展，多普勒扩展也会对频域信道检测结果的相位产生影响。但通过仿真实验发现：终端移动的速度小于或等于60千米/小时的情况下，频偏检测的精度达到了802.16e协议的要求(最大误差不超过子载波间隔的百分之二)；终端移动的速度大于60千米/小时的情况下，频偏检测的精度达不到802.16e协议的要求。所以当终端移动的速度小于或等于60千米/小时时，多普勒扩展的影响不大，这时采用上述方法进行残留频偏检测，仍然能够获得较高的检测精度。

当多个OFDM符号是含有导频子载波的数据符号时，以802.16e下行PUSC模式为例说明实现检测残留频偏f_offest′的具体过程。

设子载波个数为1024，其中的840个为有用子载波(包含120个导频子载波和720个数据子载波)。840个有用子载波又划分为60个Cluster，每个Cluster包含2个导频子载波和12个数据子载波。在每个Cluster中，导频子载波的位置是固定的。

在802.16e下行PUSC模式下，期望用户位于某一个Segment，该Segment包含多个Cluster，这些Cluster中的导频子载波上传送的数据都是已知的，这样就能够得到这些导频子载波位置上的频域信道检测值。

假设一帧中含有6个数据符号，那么一帧中的某一个Cluster内导频子载波的分布情况如图4所示。

图4中，黑色的方块表示导频子载波，未涂黑的方块表示数据子载波，H_ij(1≤i≤6，1≤j≤2)代表在一帧中的某一个Cluster内，第i个数据符号的第j个导频子载波上的信道检测值。利用这一个Cluster内导频子载波上的信道检测值能够得到残留频偏f_offest′的检测值，得：

${f_{\mathrm{offest}}}^{\′}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{\mathrm{ij}}^{*}{H}_{i+2,j}\right)\right)}{2\mathrm{\π}}*\frac{1}{{2T}_{\mathrm{OFDM}+\mathrm{CP}}}---\left(10\right)$

其中T_OFDM+CP为加CP后OFDM符号的长度，angle(·)表示求取相位。由式(10)可知，相位差Δφ是采用共轭相乘求得的，而不是使用除法来求取，避免了信道深衰落对检测结果的影响。

期望用户所在的Segment通常包含多个Cluster，将这些Cluster中导频子载波上的信道检测值全部利用起来能够保证频偏检测的精度。设期望用户所在的Segment包含M个Cluster，则(10)式变为

${f_{\mathrm{offest}}}^{\′}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{\mathrm{ijk}}^{*}{H}_{i+2,j,k}\right)\right)}{2\mathrm{\π}}*\frac{1}{{2T}_{\mathrm{OFDM}+\mathrm{CP}}}---\left(11\right)$

其中H_ijk代表一帧中期望用户所在Segment的第k个Cluster内，第i个符号的第j个导频子载波上的信道检测值。

802.16e下行FUSC模式与PUSC模式相比，其导频子载波在单个OFDM数据符号中的位置发生某些变化，这些变化不影响本方案在FUSC模式下的实现。

上述仅为本发明的较佳实施方式，并非用于限定本发明的保护范围，任何熟悉本技术领域的技术人员应当认识到，凡在本发明的精神和原则范围之内，所做的任何修饰、等效替换、改进等，均应包含在本发明的权利保护范围之内。

Claims (29)

1.一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于，该方法包括：

在频域上检测出信道检测值，并通过所述频域的信道检测值检测出残留频偏。

2.如权利要求1所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：进一步包括通过信道检测值的相位变化值检测出残留频偏。

3.如权利要求1所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：该信道检测值为无线通信系统发出的多个OFDM符号的信道检测值。

4.如权利要求1、2或3任一项所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：所述残留频偏采用下式计算

${f_{\mathrm{offest}}}^{\′}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{\mathrm{ijk}}^{*}{H}_{i+2,j,k}\right)\right)}{2\mathrm{\π}}*\frac{1}{2T_{\mathrm{OFDM}+\mathrm{CP}}},$

其中，T_OFDM+CP表示加CP后OFDM符号的长度，angle(·)表示求取相位，H_ijk表示一帧中用户所在Segment的第k个Cluster内，第i个符号的第j个导频子载波上的信道检测值。

5.如权利要求3所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：该OFDM符号为训练序列或含有导频子载波的数据符号。

6.如权利要求2所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：该相位变化值是通过共轭相乘检测出来的。

7.如权利要求1所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：该残留频偏检测方法用于多径时不变信道或多径时变信道。

8.如权利要求1所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：该残留频偏检测方法用于基于OFDM技术的无线通信系统中。

9.如权利要求8所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：该残留频偏检测方法用于该OFDM技术的802.16e系统中。

10.如权利要求8任一项所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：该残留频偏检测方法用于该802.16e系统的上行链路或下行链路。

11.如权利要求8任一项所述的一种无线通信系统的残留频偏检测方法，其特征在于：该残留频偏检测方法用于该802.16e系统中的下行链路的FUSC模式或PUSC模式。

12.一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于：该残留频偏检测装置包括信道检测模块与残留频偏检测模块，该信道检测模块在频域上检测出信道检测值，该残留频偏检测模块根据所述频域的信道检测值得出残留频偏。

13.如权利要求12所述的一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于：该残留频偏检测模块是根据所述频域的信道检测值的相位变化值检测出残留频偏。

14.如权利要求12所述的一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于：该信道检测模块先在频域上检测出无线通信系统发出的多个OFDM符号的信道检测值，然后该残留频偏检测模块利用该多个OFDM符号频域上的信道检测值得出相位变化值进而检测出残留频偏。

15.如权利要求12、13或14任一项所述的一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于，在残留频偏检测模块中，所述残留频偏采用下式计算：

${f_{\mathrm{offest}}}^{\′}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{\mathrm{ijk}}^{*}{H}_{i+2,j,k}\right)\right)}{2\mathrm{\π}}*\frac{1}{{2T}_{\mathrm{OFDM}+\mathrm{CP}}},$

其中，T_OFDM+CP表示加CP后OFDM符号的长度，angle(·)表示求取相位，H_ijk表示一帧中用户所在Segment的第k个Cluster内，第i个符号的第j个导频子载波上的信道检测值。

16.如权利要求14所述的一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于：该OFDM符号为训练序列或含有导频子载波的数据符号。

17.如权利要求13所述的一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于：该相位变化值是通过该残留频偏检测模块采用共轭相乘检测出来的。

18.如权利要求12所述的一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于：该残留频偏检测装置位于OFDM技术的802.16e系统中。

19.如权利要求18所述的一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于：该残留频偏检测装置位于802.16e系统的上行链路或下行链路。

20.如权利要求18所述的一种无线通信系统的残留频偏检测装置，其特征在于：该残留频偏检测装置位于802.16e系统中的下行链路的FUSC模式或PUSC模式。

21.一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于：该无线通信系统包括残留频偏检测装置，该残留频偏检测装置进一步包括信道检测模块与残留频偏检测模块，该信道检测模块在频域上检测出信道检测值，该残留频偏检测模块根据所述频域的信道检测值得出残留频偏。

22.如权利要求21所述的一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于：该残留频偏检测模块是根据所述频域的信道检测值的相位变化值检测出残留频偏。

23.如权利要求22所述的一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于：该信道检测模块先在频域上检测出无线通信系统发出的多个OFDM符号的信道检测值，然后该残留频偏检测模块利用该多个OFDM符号频域上的信道检测值得出相位变化值进而检测出残留频偏。

24.如权利要求21、22或23任一项所述的一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于，在残留频偏检测模块中，所述残留频偏采用下式计算：

${f_{\mathrm{offest}}}^{\′}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{\mathrm{ijk}}^{*}{H}_{i+2,j,k}\right)\right)}{2\mathrm{\π}}*\frac{1}{{2T}_{\mathrm{OFDM}+\mathrm{CP}}},$

其中，T_OFDM+CP表示加CP后OFDM符号的长度，angle(·)表示求取相位，H_ijk表示一帧中用户所在Segment的第k个Cluster内，第i个符号的第j个导频子载波上的信道检测值。

25.如权利要求23所述的一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于：该OFDM符号为训练序列或含有导频子载波的数据符号。

26.如权利要求22所述的一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于：该相位变化值是通过该残留频偏检测模块采用共轭相乘检测出来的。

27.如权利要求21所述的一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于：该残留频偏检测装置位于OFDM技术的802.16e系统中。

28.如权利要求27所述的一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于：该残留频偏检测装置位于802.16e系统的上行链路或下行链路。

29.如权利要求27所述的一种检测残留频偏的无线通信系统，其特征在于：该残留频偏检测装置位于802.16e系统中的下行链路的FUSC模式或PUSC模式。

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